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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf eine Schaltungsanordnung
bzw. ein Verfahren zum intelligenten Steuern von Gate-Strömen von Schalttransistoren.
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In
Anwendungen mit Leistungsinverter (z. B. in Stromrichtern) und Freilaufdioden
betrifft ein bekannter negativer Effekt die Kommutierung des Stroms
von einer Freilaufdiode zu dem Schalttransistor. Dieser Effekt soll
anhand der 1 und 2 erläutert werden. 1 zeigt
eine Inverter-Halbbrückenschaltung 100 mit
einem High-Side-Schalter 101, einem Low-Side-Schalter 102, Freilaufdioden 103 und 104 und
einer (z. B. induktiven) Last 105. Wenn der High-Side-Schalter 101 geöffnet wird übernimmt
die Freilaufdiode 104 den Laststrom iL.
Wenn der High-Side-Schalter 101 wieder geschlossen wird – zu Beginn
der nächsten
Schaltperiode – tritt
eine Stromspitze auf. Diese Stromspitze resultiert aus der Tatsache,
dass die Diode 104 nicht schlagartig den Strom zum Beginn
der Kommutierung sperren kann. Als Folge davon entsteht eine Stromspitze
aufgrund eines Kurzschlusses der Inverter-Halbbrücke. Die Stromspitze hängt von
jener Zeit ab, die benötigt wird,
um die Diode 104 von internen Ladungsträgern auszuräumen (Ausräumzeit). Es wäre wünschenswert,
diese Stromspitze soweit wie möglich
zu reduzieren, um die Belastung der Halbleiterschalter zu reduzieren
und die elektromagnetische Verträglichkeit zu
verbessern.
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Der
High-Side-Schalter 101 sowie der Low-Side-Schalter 102 können z.
B. MOS-Feldeffekttransistor oder auch Bipolar-Transistoren mit isoliertem Gate (IGBTs)
sein. Die 2 illustriert beispielhaft Strom-
und Spannungspegel in einem MOSFET Halbleiterschalter während der
Stromkommutierung der Schaltung 100 (siehe 1).
Die Kurve 201 repräsentiert
den Stromfluss durch den High-Side-Schalter 101, die Kurve 202 den
Spannungsabfall über
dem High-Side-Schalter 101. Die Kurve 203 stellt
die Gate-Spannung am High-Side-Schalter 101 dar und definiert
den Schaltzeitpunkt.
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Der
Gate-Strom wird durch einen Gate-Treiber erzeugt. Die Steilheit
des Stromanstiegs (häufig auch
als ”Slew-Rate
bezeichnet”)
des Stroms durch den High-Side-Schalter 101 bzw. den Low-Side-Schalter 102 ist
als jener Strom definiert, wenn die Gate-Spannung die Threshold-Spannung
des Transistors erreicht, unmittelbar vor dem Miller-Plateau (d.
h. der Beginn der in 3 dargestellten Phase 2). Wenn
der Gate-Strom zu hoch ist, dann beginnt der Schalter sehr schnell
zu leiten und die Stromspitze 204 entsteht. Um diese Stromspitze 204 zu
reduzieren muss der Gate-Strom am High-Side-Schalter 101 (siehe 1)
reduziert werden.
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Der
Gate-Strom soll auf einen Wert gesetzt werden, der zu der aktuellen
Strombelastung passt. Der Laststrom iL bestimmt,
wie schnell die Diode in der Lage ist, den Strom zu sperren. Ein
höherer
Laststrom hat ein schnelleres Sperren zur Folge, was die Stromspitze
reduziert. Der einfachste Weg, den Gate-Strom zu reduzieren, besteht darin,
den Gate-Treiber dadurch zu adaptieren, dass ein Serienwiderstand
zwischen der Ausgangsstufe des Gate-Treibers und der Gate-Elektrode
des Halbleiterschalters geschaltet wird (Gate-Widerstand). In jenen Fällen, in
denen der Serienwiderstand zwischen der Ausgangsstufe des Gate-Treibers
und der Gate-Elektrode des Halbleiterschalters zu gering ist, tritt
die erwähnte
Stromspitze auf. In jenen Fällen,
in denen der Serienwiderstand zwischen der Ausgangsstufe des Gate-Treibers
und der Gate-Elektrode des Schalttransistors zu hoch ist, dauert
der Schaltvorgang entsprechend länger,
wodurch die Schaltverluste erhöht
werden. Des Weiteren führt
ein hoher Serienwiderstand zu einer Verlängerung der in 3 dargestellten
Phase 1 und folglich zu einer unerwünschten Schaltverzögerung.
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Bei
bekannten Ansteuerschaltungen bzw. Gate-Treibern für Halbleiterschalter
ist der Gate-Strom üblicherweise
an eine Nennlast angepasst und kann nicht dynamisch verändert werden, was
zur Folge hat, dass bei niedrigen Lasten eine Stromspitze auftritt
und bei höheren
Lasten die Schaltverluste steigen.
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Die
dieser Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht darin, ein Verfahren
zum Ansteuern eines Halbleiterschalters zur Verfügung zu stellen, das es ermöglicht,
den Schalter derart optimal anzusteuern, dass einerseits Stromspitzen
und andererseits unnötig
hohe Schaltverluste vermieden werden.
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Diese
Aufgabe wird durch die Verfahren gemäß den Ansprüchen 1 und 11 bzw. durch die
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch
18 gelöst.
Beispielhafte Ausführungsformen
des erfindungsgemäßen Verfahrens
bzw. der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
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Ein
Beispiel der Erfindung betrifft ein Verfahren zum Bereitstellen
eines Boost-Ladestroms für
ein Gate eines Schalttransistors. Das Verfahren umfasst folgendes:
Aufladen eines ersten Kondensators (Boost-Kondensators) bis die
Kondensatorspannung einen Wert erreicht, der über einem Gate-Source-Spannungssollwert
liegt; Verbinden des ersten Kondensators mit dem Gate des Schalttransistors am
Beginn eines Einschaltvorgangs; und Trennen des ersten Kondensators
von dem Gate des Schalttransistors nachdem die Kondensatorspannung
auf oder unter den Gate-Source-Spannungssollwert gefallen ist.
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Der
erste Kondensator wird wiederaufgeladen bis die Kondensatorspannung
den Wert erreicht, der über
dem Gate-Source-Spannungssollwert
liegt, nachdem ersten Kondensator von dem Schalttransistor getrennt
wurde und vor dem Beginn eines dem Einschaltvorgang nachfolgenden
Einschaltvorgangs.
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Ein
erster Widerstandes kann zwischen eine Versorgungsspannung und das
Gate des Schalttransistors geschaltet sein, wo bei der Wert des ersten Widerstandes
so gewählt
wird, dass der Gate-Strom während
einer Phase des Einschaltvorgangs einen definierten Sollwert annimmt.
Der erste Widerstand kann zwischen eine Versorgungsspannung und
das Gate des Schalttransistors geschalten sein bzw. werden, wann
der ersten Kondensators mit dem Gate des Schalttransistors verbunden
wird oder wann der ersten Kondensators von dem Gate des Schalttransistors
getrennt wird. Der Wert des ersten Widerstandes kann abhängig von
der Detektion einer Stromspitze in einem durch den Schalttransistor
fließenden Laststrom
gewählt
werden, wobei die Stromspitze dadurch detektiert werden kann, dass
ein Gradient des durch den Schalttransistor fließenden Laststroms ausgewertet
wird.
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Des
weiteren wird ein zweiter Kondensators (Boost-Kondensator) aufgeladen
bis dessen Kondensatorspannung einen Wert erreicht, der unter einem
Gate-Source-Spannungssollwert liegt. Der zweiten Kondensators wird
mit dem Gate des Schalttransistors am Beginn eines Ausschaltvorgangs
verbunden wieder von dem Gate des Schalttransistors getrennt, nachdem
dessen Kondensatorspannung auf oder über den Gate-Source-Spannungssollwert gestiegen
ist. Der zweiten Kondensators kann wiederaufgeladen werden, bis
dessen Kondensatorspannung den Wert erreicht, der unter dem Gate-Source-Spannungssollwert
liegt, nachdem Schritt des zweiten Kondensators von dem Schalttransistor
getrennt wurde und vor einem dem Ausschaltvorgang nachfolgenden
Ausschaltvorgang.
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Ein
zweiter Widerstandes kann zwischen eine Versorgungsspannung und
das Gate des Schalttransistors geschalten werden, wobei der Wert des
zweiten Widerstandes so gewählt
wird, dass der Gate-Strom während
einer Phase des Ausschaltvorgangs einen definierten Sollwert annimmt.
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Ein
weiteres Beispiel der Erfindung betrifft ein Verfahren zum Anpassen
eines von einem Gate-Treiber bereitgestellten Gate-Stromes für einen Schalttransistor.
Das Verfahren um fasst das Überwachen
eines Laststromes des Schalttransistors, um eine Stromspitze in
dem Laststrom zu detektieren. Es umfasst weiter das Ermitteln einer
Maßzahl,
welche die Größe eines
der Stromspitze folgenden Stromgradienten repräsentiert, und das Vergleichen
dieser Maßzahl
mit einem oder mehreren Referenzwerten. Abhängig von der Beziehung zwischen
der Maßzahl und
dem bzw. den Referenzwert(en) wird der Gate-Strom angepasst.
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Als
Maßzahl,
die die Größe des der
Stromspitze folgenden Stromgradienten repräsentiert, kann eine Stromdifferenz
zwischen einem Spitzenwert des Laststromes und einem eingeschwungenen Wert
des Laststromes herangezogen werden. Die Ergebnisse des Vergleichs
können
vor dem Anpassen des Gate-Stromes
gefiltert werden, wobei das Filtern mit einem Tiefpassfilter oder
einem Dezimationsfilter erfolgen kann.
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Abhängig von
dem Vergleichsergebnis können
Folgende Maßnahmen
getroffe werden: Reduzieren des Gate-Stromes, wenn die Maßzahl über einem
oberen Referenzwert liegt; Erhöhen
des Gate-Stromes,
wenn die Maßzahl
unter einem unteren Referenzwert liegt; Beibehalten der Höhe des Gate-Stromes,
wenn die Maßzahl
zwischen dem oberen und dem unteren Referenzwert liegt.
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Ein
weiteres Beispiel der Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung
zum Ansteuern eines Gates eines Schalttransistors.
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Die
Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Abbildungen dargestellten
Figuren näher
erläutert.
In den Abbildungen zeigen:
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1 eine
Inverter-Halbbrückenschaltung;
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2 ein
beispielhaftes Zeitdiagramm der Strom- und Spannungspegel in einem
Halbleiterschalter während
der Stromkommutierung;
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3 in
einem Zeitdiagramm die Ausgangsspannung des Gate-Treibers während einer
Einschaltphase des Schalttransistors;
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4 in
einem Diagramm ein Beispiel einer „Booster-Schaltung” einer Gate- Ansteuerschaltung;
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5 ein
Beispiel einer Gate-Ansteuerschaltung entsprechend einem Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung;
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6 in
einem Zeitdiagramm den durch den Schalttransistor fließenden Laststrom
während
der Kommutierung; und
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7 in
einem Ablaufdiagramm ein Ausführungsbeispiel
des erfindungsgemäßen Verfahrens.
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In
den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder ähnliche
Komponenten bzw. Signale mit gleicher oder ähnlicher Bedeutung. Die Beschriebenen
Ausführungsbeispiele
dienen im Wesentlichen zum besseren Verständnis der unterschiedlichen
Möglichkeiten
der Ausführung
der vorliegenden Erfindung und sollen den Schutzbereich der anschließenden Patentansprüche in keiner
Weise einschränken.
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Wie
oben bereits erläutert
besteht eine Möglichkeit
zur Anpassung des vom Gate-Treiber zur Verfügung gestellten Gate-Stromes darin, einen
Serienwiderstand am Treiberausgang einzufügen, wodurch der maximale Ausgangsstrom
des Gate-Treibers beschränkt
wird. Die Verwendung eines einzigen Widerstandswertes kann nachteilig
sein, weil bei einer niedrigen Last Stromspitzen entstehen und bei hoher
Last die Schaltverluste unerwünscht
hoch werden. In einem Ausführungsbeispiel
werden mehrere Widerstände
in Serie zu dem Ausgang des Gate-Treibers geschaltet. Der an der
Ausgangsstufe des Gate-Treibers tatsächlich wirksame Widerstand kann
in Stufen entsprechend den momentanen Anforderungen der jeweiligen
Anmeldung adaptiert werden. Die Verwendung von Serienwiderständen am Ausgang
des Gate-Treibers führt
jedoch in Kombination mit der Gate-Kapazität des Schalttransistors zu einem
Tiefpassverhalten der gesamten Schaltungsanordnung.
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Die 3 zeigt
in einem Zeitdiagramm den zeitlichen Verlauf der Ausgangsspannung 300 eines Gate-Treibers
während
der Einschaltphase eines Schalttransistors. In 3 sind
die drei wesentlichen Phasen eines Einschaltvorgangs dargestellt.
In Phase 1 (Bezugszeichen 301) wird die Gate-Source-Kapazität des Transistors
auf die Threshold-Spannung des Transistors aufgeladen. Während der
Phase 2 (Bezugszeichen 302) steigt die wirksame Gate-Source-Kapazität stark
an und die Gate-Spannung bleibt annähernd konstant auf dem sogenannten ”Miller-Plateau”. Am Beginn
der Phase 2 bestimmt der Gate-Strom die Anstiegsrate (d. h. die
Slew-Rate) des Laststroms, der gerade beginnt durch den Transistor
zu fließen.
In Phase 3 (Bezugszeichen 303) wird das Gate (d. h. die
Gate-Source-Kapazität) weiter
aufgeladen bis die maximale Ausgangsspannung der Gate-Treiberschaltung
erreicht ist.
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Das
Vorhandensein eines Serienwiderstandes am Ausgang des Gate-Treibers
erhöht
die Dauer der Phase 1 (301), wobei diese die Verzögerung zwischen
dem Beginn des Ladevorgangs der Gate-Source-Kapazität und dem
tatsächlichen
Beginn des Stromflusses durch den Transistor repräsentiert.
Es ist wünschenswert,
diese Phase 1 so kurz wie möglich
zu halten. Die Transistoreigenschaften, welche die zeitliche Länge der
Phase 1 bestimmen variieren von Bauelement zu Bauelement und von
Transistortyp zu Transistortyp, jedoch ändert sich die Gate-Kapazität in Phase
1 nicht signifikant mit anderen Parametern wie z. B. die Temperatur
oder den Laststrom.
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Es
gibt unterschiedliche Ansätze,
während den
drei in 3 dargestellten Phasen eines
Einschaltvorgangs unterschiedliche Gate-Ströme einzustellen. Z. B. kann
das Gate mit einem hohen Strom (einem sogenannten ”current
boost”)
während
der Phase 1 und mit einem niedrigeren Strom während der Phase 2 aufgeladen
werden. Damit wird erreicht, dass die Verzögerungszeit beim Schalten kurz
ist, der Stromanstieg jedoch nicht zu schnell. Ein Schlüsselproblem
ist die zeitliche Länge
der Phase 1 zu definieren und zu reproduzieren. Wenn der Steuermechanismus
des Gate-Treibers einen hohen Gate-Strom am Ende der Phase 1 nicht
reduziert bzw. stoppt, dann wird die Anstiegsrate des Laststroms
durch den Transistor zu hoch. Wenn der Steuermechanismus des Gate-Treibers
den hohen Gate-Strom während
der Phase 1 früh
reduziert bzw. stoppt, dann erhöht
sich in unerwünschter
Weise die Schaltzeit. In unterschiedlichen Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung wird der dem Schalttransistor zugeführte Gate-Strom adaptiert,
um die Schaltgeschwindigkeit des Transistors zu steuern.
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Entsprechend
einem Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung wird ein sogenannter „Boost-Mechanismus” für die Phase
1 implementiert (d. h. eine Ansteuerung mit hohem Gate-Strom – ”current
boost” – während der
Phase 1), der keine präzise
und schnelle Detektion des Übergangs
von Phase 1 in Phase 2 (d. h. eine Detektion des Beginns der Miller-Plateau-Phase) benötigt. Stattdessen
wird in den Ausführungsbeispielen
eine indirekte Methode verwendet, welche den hohen Gate-Strom (boost-current)
während
der Phase 1 automatisch reduziert. Der Boost-Mechanismus verwendet
einen indirekten Steuerparameter, um eine Messung der Gate-Spannung
und die Notwendigkeit von sehr kurzen Zeitschritten (Abtastzeiten)
zu vermeiden. Obwohl in der folgenden Beschreibung nur die Einschaltphase
beschrieben ist, gilt das Gleiche für den Beginn der Ausschaltphase,
um das Gate schnell auf einen Sollwert zu entladen bevor ein definierter Gate-(Entlade-)Strom
angelegt wird.
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Gemäß einem
Beispiel der vorliegenden Erfindung wird ein vorgeladener Kondensator
während der
Phase 1 parallel zu dem Gate-Source-Kondensator des Halbleiterschalters
geschaltet. Der Ausgleich der in den Kapazitäten gespeicherten Ladungen
zwischen den beiden Kondensatoren führt zu einer Erhöhung („boost”) der Kondensatorladung
der Gate-Source-Kapazität,
welche automatisch dann endet, wenn beide Kapazitäten die
gleiche Spannung erreicht haben, wobei diese Spannung auf oder geringfügig unterhalb
der Threshold-Spannung des Halbleiterschalters liegt. Die Spannung,
auf die der zusätzliche
Kondensator vorgeladen wird ist einfacher zu steuern als die Gate-Source-Spannung selbst.
So ist eine Steuerung der Gate-Spannung über einen
größeren Bereich
möglich
und die erwünschte
Präzision
kann mit Hilfe dieses zusätzlichen
Kondensators erreicht werden.
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Nach
dem Ende der Phase 1 wird der zusätzliche Kondensator von dem
Gate-Source-Kondensator des Schalttransistors wieder getrennt. Der
zusätzliche
Kondensator kann dann wieder für
die nächste Schaltphase
vorgeladen werden. Dies ermöglicht eine
längere
Zeit, den erwünschten
Ladungspegel zu steuern bzw. zu regeln. Wie oben erwähnt kann
auch der gleiche Mechanismus dazu verwendet werden, die Verzögerung beim
Ausschalten des Schalttransistors zu reduzieren.
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4 zeigt
ein Schaltdiagramm eines Beispiels der oben beschrieben „Boost-Schaltung” 400, welche
mit dem Schalttransistor 401 verbunden ist. Die „Boost-Schaltung” 400 kann
Bestandteil des in 1 dargestellten Gate-Treibers
sein. Der als Boost-Kondensator bezeichnete Kondensator CA wird
dazu verwendet, während
einer Einschaltphase den dem Gate des Schalttransistors THS zugeführten Strom
zu für
eine bestimmte Zeitdauer erhöhen.
Der Kondensator CB erfüllt die gleiche Funktion während der
Ausschaltphase. In einem Ausführungsbeispiel wird
der Kondensator CA auf einen Spannungswert vorgeladen, der über einer
Soll-Gate-Source-Spannung (z. B. die Gate-Source Spannung am Miller-Plateau)
des Schalttransistors CHS liegt und der
Kondensator CB wird vorgeladen auf einen
Spannungswert, der unterhalb der Soll-Gate-Source-Spannung liegt. Dabei
ist die Soll-Gate-Source-Spannung z. B. die wäh rend der Millerplateau-Phase
(Phase 2 in 3), nämlich jener Spannungswert,
den die Gate-Source-Spannung zu Beginn der eigentlichen Einschaltphase
bzw. Ausschaltphase hat. Die Schalter SA und SB sind mit den Kondensatoren CA bzw.
CB verbunden. Der Schalter SA ist
während
der Phase 1 der Einschaltphase geschlossen, um den Kondensator CA
mit dem Gate des Schalttransistors THS zu
verbinden. In einem Ausführungsbeispiel
bleibt der Schalter SA geschlossen bis die
Kondensatorspannung ungefähr
auf die gewünschte
Gate-Source-Spannung fällt
und folglich der Ladungsausgleich abgeschlossen ist.
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Der
Schalter SB ist während der Phase 1 des Ausschaltvorgangs
geschlossen, um den Kondensator CB mit dem
Gate des Schalttransistors CHS zu verbinden.
In einem Ausführungsbeispiel
bleibt der Schalter SB geschlossen bis die
Kondensatorspannung auf den erwünschten
Sollwert der Gate-Source-Spannung angestiegen ist und folglich der
Ladungsausgleich abgeschlossen ist.
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Die
Schalter S1, S2,
S3 und S4 und die
Widerstände
RA sowie RB werden
verwendet, um die Kondensatoren CA bzw.
CB auf die gewünschte Spannung aufzuladen.
Nachdem der Schalter SA am Ende der Phase
1 des Einschaltvorganges wieder geöffnet wird, werden die Schalter
S1 und S2 in geeigneter Weise
geöffnet
bzw. geschlossen, um den Kondensator CA auf
einen gewünschten
Sollwert (auf die sogenannte Boost-Spannung) aufzuladen. Analog
werden, nachdem der Schalter SB am Ende
der Phase 1 des Ausschaltvorganges wieder geöffnet wird, die Schalter S3 und S4 in geeigneter
Weise geöffnet
bzw. geschlossen, um den Kondensator CB auf
den erwünschten
Sollwert für
die Kondensatorspannung aufzuladen. Die Kondensatoren CA und
CB können
innerhalb des Gate-Treibers oder auch außerhalb desselben angeordnet
sein.
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In
einem Ausführungsbeispiel
wird der Widerstand R2A mit dem Gate des
Schalttransistor THS über den Schalter S2A während der
Phase 2 des Einschaltvorgangs verbunden. In anderen Aus führungsbeispielen
ist der Schalter S2A auch während der
Phase 1 des Einschaltvorgangs geschlossen. So wird ein Gate-Strom dem Gate des
Schalttransistors THS über den Widerstand R2A während
der Phase 2 des Einschaltvorgangs zugeführt und, in manchen Ausführungsbeispielen,
auch während
der Phase 1. Der Widerstand R2B und der
Schalter S2B werden in ähnlicher Weise wie der Widerstand
R2A und der Schalter S2A betrieben,
jedoch während
der Phase 2 (und optional auch während
der Phase 1) des Ausschaltvorgangs. In dem Beispiel aus 4 wird
während
des Ausschaltvorganges das Gate gegen Masse entladen. Es ist, je
nach Ausführungsform,
jedoch auch möglich,
eine negative Spannung an das Gate anzulegen, sofern eine negative
Spannungsversorgung verfügbar
ist. Unter bestimmten Bedingungen kann eine Entladung des Gates
gegen eine negative Spannung besser sein, als eine Entladung gegen
Masse (0 V), insbesondere bei sehr schnellen Übergängen des Phasenknotens (d.
h. bei sehr schnellem Potentialwechsel am Brückenausgang der Halbbrücke, siehe 1).
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Der
Gate-Strom kann angepasst werden durch ein Hinzufügen eines
Serienwiderstandes wie z. B. Widerstand R2A zwischen
der Ausgangsstufe des Gate-Treibers (in 4 links
als Gate-Ansteuerschaltung
angedeutet) und der Gate-Elektrode des Schalters. Wenn der Serienwiderstand
zu gering ist, kann eine Stromspitze auftreten, wie z. B. die Stromspitze 204 (siehe 2).
Wenn der Serienwiderstand zu hoch ist, dann dauert der Schaltvorgang
länger, was
mit entsprechenden Schaltverlusten verbunden ist. In bekannten Gate-Treibern
ist der Gate-Strom an eine nominelle Last angepasst und kann nicht
dynamisch geregelt werden. Folglich treten bei geringen Lasten Stromspitzen
auf, und Schaltverluste werden höher
bei großen
Lasten.
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Im
Folgenden wird wieder auf 1 Bezug genommen.
Das Sperrverhalten der Diode 104 hängt, wie bereits erläutert, vom
Laststrom ab. Der Serienwiderstand bzw. der Verlauf der Gate-Spannung
oder des Gate-Stroms während
des Schaltvorgan ges soll dynamisch an den tatsächlichen Laststrom angepasst
werden, um Schaltverluste zu verringern und die elektromagnetische
Verträglichkeit
zu verbessern. Es ist nicht einfach, bei einem geschlossenen Regelkreis
den Laststrom zu messen und den Gate-Strom entsprechend zu adaptieren.
Der Wert des Laststroms ist nicht die einzige Variable, welche das
Schaltverhalten beeinflusst. Variationen von weiteren Parametern
des Schalttransistors beeinflussen ebenfalls das Schaltverhalten.
Ein Problem dabei ist, dass diese Parameter des Schalttransistors
keiner direkten Messung zugänglich
sind. Der Laststrom kann lediglich als Indikator für den benötigten oder
tolerierbaren Gate-Strom dienen.
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In
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung findet eine dynamische Anpassung an den Laststrom
statt, um Variationen der erwähnten
Transistorparameter zu kompensieren, ohne die Transistorparameter
tatsächlich
zu kennen. Dies wird dadurch ermöglicht,
dass der Stromgradient des durch den Halbleiterschalter fließenden Stroms
während der
Kommutierung (während
des Schaltvorgangs) analysiert wird. Insbesondere wird ein negativer
Gradient (d. h. sinkender Strom) des durch den Schalter fließenden Stroms
berücksichtigt.
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Die 5 zeigt
beispielhaft eine Steuerschaltung eines Gate-Treibers gemäß einem
Beispiel der Erfindung. Der Strommess- und Steuerblock 501 (Steuerschaltung)
adaptiert den vom Gate-Treiber 502 zur Verfügung gestellten
Strom. Dies kann auch indirekt dadurch realisiert werden, dass die
Sollwerte für
die Kondensatorspannung der Boost-Kondensatoren CA und
CB entsprechend angepasst werden. In 5 wird
zur Strommessung ein Shunt dargestellt, jedoch können auch andere Sensoren wie
z. B. Hallsensoren oder eine Rogowski-Spule verwendet werden. Die
Steuerschaltung 501 beobachtet den Strom durch den Schalttransistor 503 während der
Kommutierung. Ein kurzes Mess-Zeitfenster, welches ungefähr mit der
Aktivierung des Treibers beginnt, wird definiert, um sicher zu stellen,
dass nur die Kommutierung berücksichtigt
wird.
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6 zeigt
einen vereinfachten Zeitverlauf des durch den Halbleiterschalter 503 (siehe 5) fließenden Stromes
während
des Kommutierungsvorgangs. In dem betrachteten Beispiel wird ein
negativer Gradient 601 dazu verwendet, das Vorhandensein
und die Größe einer
Stromspitze 602 zu bestimmen. In einem Beispiel wird ein
Spitzenwertdetektor verwendet, um die Stromspitze zu erkennen und
den höchsten
Stromwert iLP zu messen. Der Strom am Ende
des Messzeitfensters ist der (Soll-)Laststrom im eingeschwungenen
Zustand iLS. Die Differenz iLP – iLS zwischen dem Spitzenstrom iLP und
dem Laststrom im eingeschwungenen Zustand iLS wird
als Amplitude der Stromspitze bezeichnet.
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Es
können
auch andere Methoden verwendet werden, um den negativen Gradienten
zu detektieren und zu analysieren. Z. B. werden in einem anderen
Ausführungsbeispiel
die negativen Werte des Stromgradienten während des Messzeitfensters
integriert, um Informationen über
die Stromspitze des Laststromes zu erhalten.
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Der
Wert des negativen Gradienten, welcher entweder explizit gemessen,
oder integriert werden kann, wird mit zumindest einem Referenzwert
verglichen. Eine Stromspitze wird dann detektiert, wenn der gemessene
Wert den Referenzwert überschreitet.
Wenn der Wert dem Referenzwert entspricht oder darunter liegt, dann
war die Kommutierung gerade richtig oder zu langsam. Abhängig von
der Dynamik der Regelschleife und/oder zur Reduzierung von rauschbedingten
Effekten kann ein Tiefpassfilter zwischen die Steuerschaltung (vgl.
Bezugszeichen 501 in 5) und den
Gate-Treiber (vgl. Bezugszeichen 502 in 5)
geschaltet werden.
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Nach
jedem Schaltzyklus oder zu einem anderen Zeitpunkt kann die Ausgangscharakteristik
(d. h. der Gatestromverlauf bzw. der Gatespannungsverlauf während des
Schaltvorgangs) des Gate-Treibers basierend auf den Messergebnissen,
die während der
vorherigen Kommutierung gewonnen wurden, angepasst werden. Wenn
eine Stromspitze detektiert wurde, was dann der Fall ist, wenn ein
negativer Gradient mit einem entsprechend hohen Wert erkannt wurde,
dann wird die Ausgangscharakteristik des Gate-Treibers so verändert, dass
bei der folgenden Kommutierung die Schaltgeschwindigkeit des Schalttransistors
reduziert wird. Wenn kein Stromspitze detektiert wurde, dann kann
die Ausgangscharakteristik so verändert werden, dass die Schaltgeschwindigkeit erhöht wird,
um so die Schaltverluste zu verringern.
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Ein
zweiter Referenzwert kann ebenfalls verwendet werden. Wenn der Messwert,
der den negativen Gradienten repräsentiert, zwischen den beiden Referenzwerten
liegt, dann kann die momentan eingestellte Ausgangscharakteristik
des Gate-Treibers als
optimiert angesehen werden, und keine weiteren Anpassungen werden
vorgenommen. Wenn der Messwert unter beiden Referenzwerten liegt,
dann wird die Ausgangscharakteristik so angepasst, dass künftige Schaltvorgänge schneller
erfolgen. Wenn der Messwert über
beiden Referenzwerten liegt, dann soll die Ausgangscharakteristik
des Gate-Treibers so angepasst werden, dass die Schaltgeschwindigkeit
bei künftigen
Schaltzyklen reduziert wird, um Stromspitzen zu vermeiden. Ein Aufwärts-/Abwärts-Zähler kann
beispielsweise dazu verwendet werden, die passende Strom-Ausgangscharakteristik des
Gate-Treibers einzustellen.
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Ein
Vorteil der zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiele der Erfindung
besteht darin, dass der erfindungsgemäße Mechanismus in der Lage
ist, sich selbstständig
variierenden Lastströmen
anzupassen. Des Weiteren ist die Steuerschaltung nicht empfindlich
auf Parameterschwankungen der Treiber bzw. der Halbleiterschalter.
Im Gegensatz zu bekannten Steuerschaltungen bzw. Verfahren, die
dazu verwendet werden, den Gate-Strom während des Ein- bzw. Ausschaltvorgangs
zu variieren ist bei der vorliegenden Erfindung weder eine Spannungsmessung
an der Last oder am Halbleiterschalter, noch eine Messung des absoluten
Stromwertes des Laststroms, noch irgendwelche anderen davon abgeleiteten
absoluten Größen notwendig.
Stattdessen werden nur die relativen Änderungen des durch den Halbleiterschalter
fließenden
Laststromes während der
Phase der Kommutierung berücksichtigt.
Folglich ist der absolute Betrag des Laststroms bei der vorliegenden
Erfindung nicht von Bedeutung.
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7 zeigt
ein Flussdiagramm eines beispielhaften erfindungsgemäßen Verfahrens
gemäß der vorliegenden
Erfindung. In Schritt 701 wird eine eventuell vorhandene
Stromspitze detektiert und sowohl der Spitzenwert, als auch der
Sollwert des Laststroms erfasst. Im Schritt 702 wird die
Differenz zwischen dem Spitzenwert dem Sollwert des Laststroms als
Maßzahl
für die
Größe des negativen
Laststromgradienten bestimmt. Diese Differenz kann auch durch Integration
des negativen Gradienten zwischen jenem Zeitpunkt an dem der Spitzenwert
detektiert wird und jenem Zeitpunkt zu dem der Strom auf den Sollwert
gesunken ist bestimmt werden. In Schritt 703 wird die Stromdifferenz
mit einem oder mehreren Referenzwerten verglichen. Ein Tiefpass- oder
ein Dezimationsfilter kann in Schritt 704 dazu verwendet
werden, Rauschen zu eliminieren oder die Dynamik der Rückkoppelschleife
anzupassen. In anderen Ausführungsbeispielen,
je nach dem verwendeten Algorithmus bzw. je nach Art der Implementierung
(digital oder analog), kann der Schritt 704 vor oder nach
dem Schritt 703 durchgeführt oder auch weggelassen werden.
Die Ausgangscharakteristik des Gate-Treibers wird in Schritt 705 angepasst. Wenn
die Stromdifferenz bzw. der negative Gradient über dem oberen Referenzwert
aus Schritt 703 liegt, dann wird der Gate-Strom reduziert.
Wenn die Stromdifferenz bzw. der negative Gradient unter dem unteren
Referenzwert aus Schritt 703 liegt, dann wird der Gate-Strom
erhöht.
Wenn die Stromdifferenz bzw. der negative Gradient zwischen den
beiden Referenzwerten aus Schritt 703 liegt, dann wird
die momentane Einstellung beibehalten, es findet keine Veränderung
des Gate-Stromverlaufs
im Vergleich zum vorherigen Schaltvorgang statt. In Schritt 706 wird der
gegebenenfalls angepasste Gate-Strom dem Gate des Schalttransistors
zugeführt.
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Das
oben beschriebene Verfahren kann auch dazu verwendet werden, die
Ladung bzw. die Kondensatorspannung des Kondensators CA anzupassen,
wobei in diesem Fall die Serienwiderstände R2A bzw.
R2B unverändert bleiben. Diese „Lernphase” kann auch
einmal während
eines finalen Tests am Ende des Herstellungsprozesses des Leistungsinverters
stattfinden, bevor dieser an den Kunden ausgeliefert wird. Die benötigten Einstellungen
können dabei
durch externe Komponenten wie z. B. Widerstände eingestellt werden.