DE102009034650B4

DE102009034650B4 - Verfahren und Schaltung zum Schutz eines Mosfet

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Publication number: DE102009034650B4
Application number: DE102009034650A
Authority: DE
Inventors: Dr. Deml Christoph
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2008-07-30
Filing date: 2009-07-24
Publication date: 2012-02-23
Anticipated expiration: 2029-07-25
Also published as: US20100026384A1; DE102009034650A1; US7777532B2

Abstract

Verfahren zum Betreiben einer integrierten Schaltung, die einen Transistor aufweist, wobei das Verfahren umfasst: – Schalten des Transistors in seinen nichtleitenden Zustand; und – Bestimmen einer Sperrzeit in Abhängigkeit von der Amplitude eines Stroms durch den Transistor und der Temperatur des Transistors beim Schalten des Transistors in seinen nichtleitenden Zustand und von einer Stromabfallzeit; und Schalten des Transistors in seinen leitenden Zustand, nachdem wenigstens die Sperrzeit vergangen ist.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet elektrischer Schaltungen, die Transistoren aufweisen. Insbesondere beschreibt die Erfindung ein Verfahren und entsprechende Schaltungen zum Schutz von Leistungs-MOSFETs, die als Schalter eingesetzt werden, vor Überlastung, wenn eine gekoppelte Lastschaltung an- und ausgeschaltet wird.
Transistoren können als Schalter in elektrischen Schaltungen eingesetzt werden, insbesondere werden Leistungs-MOSFETs als Schalter in einer Lastschaltung verwendet, um eine Last an eine Quelle zu koppeln. Der Transistor kann entweder angeschaltet, d. h. im leitenden Zustand, sein, so dass er einen Stromfluss durch die Lastschaltung ermöglicht, oder der Transistor kann abgeschaltet sein, d. h. nichtleitend geschaltet sein.
Beim Anschalten des Transistors, d. h. beim Schalten des Transistors in den leitenden Zustand, wird die elektrische Last an die Spannungs- oder Stromquelle gekoppelt, so dass es einem Strom ermöglicht wird, durch die Schaltung zu fließen, d. h. durch den Transistor und die Last. Wenn ein Transistor abgeschaltet wird, d. h. von dem leitenden in den nichtleitenden Zustand geschaltet wird, trennt der Transistor die Last von der Quelle, so dass der Transistor einen Stromfluss in der Lastschaltung beendet. Wenn jedoch die Lastschaltung einen Induktor aufweist, stoppt der Stromfluss in der Lastschaltung nicht unmittelbar beim Abschalten des Transistors. Ein in der Lastschaltung enthaltener Induktor entlädt seine gespeicherte Energie, so dass der in der Lastschaltung und durch den Transistor fließende Strom allmählich abnimmt, bis der Induktor vollständig entladen ist.
Der Transistor kann so ausgestaltet sein, dass er den Stromfluss aushält, d. h. die Ausmaße des Transistors werden so gewählt, dass der Strom unter normalen Betriebsbedingungen an dem Transistor keinen Schaden anrichtet.
Für stärkere Ströme können eine Vielzahl von Transistoren parallel geschaltet werden, so dass jeder der Vielzahl von Transistoren nur einen Teil des Gesamtstroms trägt. Obwohl der Strom in diesem Fall über die Vielzahl von parallelen Transistoren verteilt wird, ist jeder der Vielzahl von Transistoren nur zum Tragen eines Teils des Gesamtstroms ausgestaltet. Das Problem der Überlastung bleibt somit für jeden Transistor bestehen.
Die Betriebsbedingungen können jedoch vom Normalbetrieb, für den der Transistor ausgelegt ist, abweichen, und ein stärkerer Strom kann durch einen Transistor fließen. Beispielsweise kann im Falle eines Kurzschlusses auf der Lastseite des Transistors ein ungewöhnlich starker Strom fließen, der zu einer Stromdichte in dem Transistor führt, die den erlaubten Bereich überschreitet.
Ein Strom, der dazu führt, dass eine Stromdichte den erlaubten Bereich überschreitet, kann den Transistor durch Erhitzen der Halbleiterstruktur schädigen, so dass der Transistor in seinem leitenden Zustand gesperrt wird und durch Anlegen einer geeigneten Gate-Spannung nicht abgeschaltet werden kann. In diesem Fall ist der Transistor zerstört.
Daher sollte ein Transistor, der als Leistungsschalter betrieben wird, vor Situationen geschützt werden, die den Transistor über eine erlaubte Temperatur hinaus erwärmen.
In den meisten Fällen, in denen der Transistor abgeschaltet wird, wird er später leitend geschaltet, um die Last wieder an die Stromversorgung zu koppeln. Falls die Überlastungssituation erneut auftritt, wird der Transistor wiederholt an- und abgeschaltet.
Entsprechend ist in der US 5737169 A ein Verfahren zum Betreiben einer integrierten Schaltung beschrieben, bei dem ein Transistor in seinen nichtleitenden Zustand geschaltet wird, wenn ein Schwellenwert der Drain-Source-Spannung überschritten wird, und bei dem der Transistor in seinen leitenden Zustand zurückgeschaltet wird, wenn wenigstens eine zuvor festgelegte Sperrzeit vergangen ist.
Daher besteht die Notwendigkeit für ein verbessertes Verfahren und eine verbesserte Schaltung zum Minimieren der Dauer, während der der Transistor abgeschaltet ist, während gleichzeitig verhindert wird, dass der Transistor über seine Grenzen hinaus erwärmt wird.
In der EP 905 899 A2 ist ein Verfahren zum Betreiben einer integrierten Schaltung beschrieben, die einen Transistor aufweist, wobei das Verfahren umfasst: Schalten des Transistors in seinen nichtleitenden Zustand; indirektes Bestimmen einer Sperrzeit in Abhängigkeit von der Drain-Source-Spannung des Transistors und der Temperatur des Transistors; und Schalten des Transistors in seinen leitenden Zustand, nachdem wenigstens die Sperrzeit vergangen ist.
Gemäß der Erfindung wird ein Verfahren und eine integrierte Schaltung gemäß den Gegenständen der Ansprüche 1 und 6 zur Verfügung gestellt. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1a, 1b zeigen Schaltungsdiagramme, die einen Transistor als Schalter und eine induktive Last im Betrieb zeigen;
2 zeigt den Strom durch einen Transistor und die entsprechende Erwärmung des Transistors;
3 zeigt die zeitliche Entwicklung eines Stroms in einem An- und Abschaltprozess;
4 zeigt eine schematische Schaltung einer Ausführungsform.
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung wird nun unter Bezug auf einige bevorzugte Ausführungsformen wie in den beigefügten Zeichnungen gezeigt beschrieben. In der folgenden Beschreibung sind zahlreiche spezifische Einzelheiten dargelegt, um ein gründliches Verständnis der vorliegenden Erfindung zu ermöglichen. Es ist jedoch für den Fachmann selbstverständlich, dass die vorliegende Erfindung ohne einige oder alle dieser spezifischen Einzelheiten praktiziert werden kann. Insbesondere können funktionelle Blöcke willkürlich implementiert werden, solange der Block die erforderliche Funktion bereitstellt.
Obwohl die hier beschriebenen Ausführungsformen sich insbesondere auf MOSFETs beziehen, die als Schalter eingesetzt werden, können das offenbarte Verfahren und die offenbarte Schaltung im Allgemeinen auf Schaltungen angewendet werden, die einen beliebigen Transistor aufweisen, der als Leistungsschalter betrieben wird.
Die 1a und 1b zeigen eine Schaltung 100, die eine Spannungsquelle 110, einen MOSFET 120 und einen Induktor 130 aufweist. Die Spannungsquelle 110 kann jede beliebige elektrische Quelle sein, die zum Versorgen der Lastschaltung mit elektrischer Energie geeignet ist. Im Allgemeinen kann die beschriebene Erfindung mit allen Arten von passiven Lasten in der Lastschaltung verwendet werden. Demgemäß kann die Lastschaltung auch Kondensatoren oder Ohmsche Widerstände aufweisen. Es hat sich jedoch herausgestellt, dass ein Induktor ohne Ohmschen Widerstand oder Kondensator einen größten anzunehmenden Unfall verursachen kann, da er die größte Belastung für den Transistor 120 verursacht, wenn die Lastschaltung abgeschaltet wird.
In 1a wird der Leistungs-MOSFET 120 so gesteuert, dass er auf leitend schaltet, d. h. im Fall eines N-MOSFET wird eine hohe Spannung an sein Gate angelegt, um auf leitend zu schalten. Da angenommen wird, dass der Schalter ideal ist, wird angenommen, dass der Spannungsabfall über dem MOSFET 120 Null ist, d. h. U_MOS = 0. Demgemäß fällt die Spannung der Quelle 110 nur über dem Induktor 130 ab, so dass der Spannungsabfall über dem Induktor 130 gleich der Quellenspannung U_b ist.
Die in dem Induktor gespeicherte Energie E_L ist durch E_L = 1/2·LI² gegeben, wobei L die Induktivität des Induktors 130 und I der Strom durch den Induktor 130 ist.
Beim Schalten des MOSFET 120 von leitend zu nichtleitend „versucht” der Induktor 130, den Stromfluss durch ihn selbst hindurch aufrecht zu erhalten, wodurch er verursacht, dass ein Strom durch die Schaltung und somit durch den MOSFET 120 fließt.
1b zeigt die Spannungen in der Schaltung 100 mit abgeschaltetem MOSFET 120 zu einem Zeitpunkt unmittelbar nach dem Abschalten des Transistors, d. h. unmittelbar nach dem Anlegen eines Abschalt-Signals an sein Gate. Der MOSFET 120 in 1b wird demgemäß durch seine parasitische Z-Diode repräsentiert, die aus dem pn-Übergang in dem MOSFET 120 resultiert. Beim Abschalten des MOSFET 120 ist der Spannungsabfall über der Z-Diode 120 nahezu konstant und variiert nur aufgrund des Erwärmens der Diode, d. h. des Erwärmens des MOSFET, das aus der absorbierten Energie und der Stromdichte resultiert.
Die in dem Induktor 130 gespeicherte Energie entlädt sich in den MOSFET 120, wobei die Spannung in der Schaltung im Zeitablauf, wenn sich der Induktor entlädt, nahezu konstant ist. Der MOSFET 120 absorbiert somit die in dem Induktor 130 gespeicherte Energie und von der Quelle, die ebenfalls während des Abschaltprozesses Energie liefert Die absorbierte Energie wird in dem MOSFET in Wärmeenergie umgewandelt. Der Prozess des Entladens des Induktors 130 auf diese Weise erwärmt den MOSFET 120, wobei der MOSFET zerstört wird, wenn der pn-Übergang in dem MOSFET eine Temperaturgrenze überschreitet. Das Erwärmen des pn-Übergangs in dem MOSFET auf eine Temperatur, die diese Grenze überschreitet, zerstört den Transistor, da das halbleitende Material dann an sich leitend werden kann, so dass der MOSFET nicht mehr abgeschaltet werden kann und somit nicht mehr steuerbar ist.
Demgemäß muss der MOSFET abgeschaltet werden, so dass in dem nachfolgenden Abschalteprozess, d. h. wenn sich die komplexe Last entlädt, die von dem MOSFET absorbierte Energie den pn-Übergang in dem MOSFET nicht auf eine Temperatur über der Grenze erwärmt.
2 zeigt eine Kurve 210, die den Strom durch einen MOSFET zeigt, und eine Kurve 220, die die resultierende Erwärmung eines MOSFET beim Abschalten des MOSFET in einer Schaltung wie sie in 1 gezeigt ist, zeigt. Es wird angemerkt, dass in der Figur die Temperaturskala auf der linken Seite des Koordinatensystems eingezeichnet ist und die Stromskala auf der rechten Seite.
Zum Berechnen der Kurven wurde angenommen, dass der Querschnittsbereich des MOSFET einen Bereich von A = 7 mm² hat, wobei die Spannung U_b der Spannungsquelle U_b = 12 V ist und der Induktor eine Induktivität von L = 16,5 μH hat, wobei die Spannung U_z über der parasitischen Z-Diode des MOSFET ca. U_z = 45 V und konstant ist, obwohl die Spannung in Wirklichkeit leicht abnimmt.
Die Stromkurve 210 zeigt, dass der Strom 210 von einem Anfangswert I₀ = 200 A bei t = 0, d. h. am Beginn des Abschaltprozesses, startet, und in diesem Beispiel mit einer konstanten Geschwindigkeit bei t = τ = 50 μs auf Null sinkt. Die von der in dem MOSFET absorbierten Energie verursachte zusätzliche Erwärmung 220 startet bei 0 Kelvin und steigt schnell auf den Spitzenwert ΔT_max, und sinkt dann wegen der Wärmeabgabe in dem MOSFET. Es wird angemerkt, dass der Spitzenwert der Erwärmung erreicht wird, bevor der Strom 210 Null erreicht hat.
Wenn der MOSFET wiederholt aufgrund unerwarteter Betriebsbedingungen an- und abgeschaltet wird, durchläuft der MOSFET eine Schleife des An- und Abschaltens, wobei jeder Abschaltprozess den MOSFET erwärmen kann. Das wiederholte Erwärmen des MOSFET und insbesondere des pn-Übergangs in dem MOSFET kann zu einer Temperatur führen, die den MOSFET zerstört.
Es gibt jedoch Situationen, die eine nahezu ununterbrochene Energieversorgung erforderlich machen. Beispielsweise werden in der Automobilindustrie MOSFETs als Schalter zum Koppeln eines Frontlichts an eine Quelle, d. h. beispielsweise die Batterie oder den Generator eines Fahrzeugs, verwendet. Herkömmliche Frontlichter, d. h. Glühlampen, zeigen Eigenschaften von Induktoren, so dass sie Energie entladen, wenn sie abgeschaltet werden. Es ist offensichtlich, dass ein Frontlicht ununterbrochen mit Energie versorgt werden sollte. Demgemäß sollte der MOSFET, wenn er aufgrund einer ermittelten Überlastungssituation abgeschaltet wird, möglichst bald wieder eingeschaltet werden. Das heißt, die Zeitspanne, d. h. die Sperrzeit zwischen dem Abschalten des MOSFET, d. h. dem Schalten in seinen nichtleitenden Zustand, und dem Anschalten des MOSFET, d. h. dem Schalten in seinen leitenden Zustand, sollte möglichst kurz sein, während gleichzeitig die Temperatur des MOSFET fallen saute, damit es möglich ist, ihn sofort wieder abzuschalten, ohne den MOSFET zu zerstören. Das heißt, die Sperrzeit sollte möglichst kurz sein, es jedoch dem MOSFET ermöglichen, sich ausreichend abzukühlen.
3 zeigt die zeitliche Entwicklung eines Stroms durch eine Lastschaltung, wie sie in 1a gezeigt ist. Unter Bezug auf das oben genannte Beispiel kann die Spannungsquelle 110 eine Batterie sein, der MOSFET 120 kann ein Leistungs-MOSFET zum Steuern der Glühlampe 130 sein, die hier als Induktor angesehen wird.
Beim Anschalten des MOSFET fließt ein Strom 310 in der Schaltung. Angenommen, dass der MOSFET zu einem Zeitpunkt t = T₀, abgeschaltet wird, sinkt der Strom, der in der Schaltung und somit durch den MOSFET fließt, bis er eine Amplitude von Null zu einem Zeitpunkt t = T_l, erreicht hat, wobei τ die Zeitspanne, d. h. die Stromabfallzeit, zwischen t = T₀ und t = T_l angibt.
Der Strom I durch den MOSFET bewirkt eine Spannung U_z, die über dem MOSFET abfällt, wobei angenommen wird, dass U_z konstant ist. Daher ist die von dem MOSFET absorbierte Energie gegeben als
wobei I_t=0 die Stromamplitude bei t = T₀ ist.
Ein Temperaturabfall T_jc des pn-Übergangs in dem MOSFET kann bestimmt werden auf T_jc = R_th,jc·P (2) wobei
R_th,jc der Wärmewiderstand zwischen dem pn-Übergang in dem MOSFET und dem Ablesepunkt der Temperatur ist, und wobei
P die von dem pn-Übergang abgegebene Leistung ist.
In Anbetracht dessen, dass der MOSFET die elektrische Energie des Induktors während des Abschaltprozesses ableitet, d. h. während des Zeitraums t = τ, kann die durchschnittliche elektrische Leistung P auch bestimmt werden auf
wobei
t_off die Zeitspanne ist, in der der MOSFET abgeschaltet und stromlos ist, d. h. beginnend bei t = T_l.
Durch Ersetzen der Energie E in der Gleichung (3) durch (1) und dann der Durchschnittsleistung P in (2) durch die geänderte Gleichung (3) findet man
was umgewandelt werden kann in
Die Gleichung (5) spezifiziert somit eine Zeitspanne t_off, die benötigt wird, um den pn-Übergang um eine Temperatur T_jc abzukühlen.
In Anbetracht dessen, dass der pn-Übergang des MOSFET eine Temperatur unterhalb einer erlaubten maximalen Übergangstemperatur von T_{jc,max allowed} haben sollte, und dass die tatsächliche Temperatur T_case des Gehäuses des pn-Übergangs gemessen werden kann, kann aufgestellt werden: T_jc ≤ T_{jc,max allowed} – T_case (6)
Durch Ersetzen von T_jc in der Gleichung (5) durch (6) erhält man
Die Gleichung (7) spezifiziert somit die Zeitspanne, die nötig ist, um den pn-Übergang von einer gemessenen Gehäusetemperatur auf eine Temperatur abzukühlen, die deutlich unter der maximalen erlaubten Temperatur liegt, was einen weiteren Abschalteprozess ermöglicht, der den MOSFET erwärmt, ohne ihn zu zerstören.
Der Wert R_th,jc kann gemessen oder berechnet und als eine Konstante in Gleichung (7) eingesetzt werden. Auch die Spannung U_z über dem MOSFET während des Abschalteprozesses und die maximale erlaubte pn-Übergangstemperatur sind bekannt, so dass diese ebenfalls konstant eingestellt werden können. Die Zeitspanne t_off zum Abkühlen des pn-Übergangs in dem MOSFET auf eine Temperatur, die einen weiteren Abschalteprozess erlaubt, kann somit durch Messen der Temperatur des MOSFET-Gehäuses und durch Messen des Stroms I durch den MOSFET berechnet werden, wobei die gemessenen Werte die Stromamplitude bei t = T₀ und bei t = T₀ + τ = T_l umfassen, so dass mit Hilfe eines Timers die Stromabfallzeit τ aus den gemessenen Werten bestimmt werden kann.
Das heißt, der MOSFET kann wieder angeschaltet, d. h. leitend geschaltet, werden nach einer Sperrzeit von
wobei
t_τ,off die Zeitspanne vom Abschalten des Transistors bis zum Wiederanschalten des Transistors festlegt. Das heißt, die Sperrzeit t_τ,off umfasst die Stromabfallzeit τ und die Abkühlzeit t_off.
Ein Verfahren zum Betreiben einer integrierten Schaltung, die einen Transistor aufweist, umfasst demgemäß die Verfahrensschritte des Schaltens des Transistors in seinen nichtleitenden Zustand, des Bestimmens einer Sperrzeit in Abhängigkeit von der Amplitude eines Stroms durch den Transistor und der Temperatur des Transistors beim Schalten des Transistors in seinen nichtleitenden Zustand, und von einer Stromabfallzeit, und des Schaltens des Transistors in seinen leitenden Zustand, nachdem wenigstens die Sperrzeit vergangen ist.
Ausgehend von den bestimmten Werten können Zeitspanne t_off und auch Sperrzeit t_τ,off gemäß Gleichung (7) bzw. (8) bestimmt werden. Der Transistor kann dann wieder angeschaltet werden, nachdem die berechnete/bestimmte Sperrzeit vergangen ist. Das heißt, der MOSFET kann bei t = T₂ wieder angeschaltet werden, so dass ein Stromfluss 330 in der Lastschaltung ermöglicht wird. Falls der Strom 330 einen Schwellenwert, z. B. 200 A in dem vorliegenden Beispiel, überschreitet, wird der MOSFET wieder abgeschaltet. Es wird angemerkt, dass die Abschaltkriterien willkürlich gewählt werden können, beispielsweise so, dass der Schwellenwert zum Abschalten bei aufeinander folgenden Abschaltoperationen variieren kann. Auf jeden Fall wird, da die Stromamplitude und die Temperatur des MOSFET zum Zeitpunkt des Abschaltens und zur Stromabfallzeit τ betrachtet werden, die Sperrzeit für jeden Abschalteprozess individuell berechnet. Demgemäß kann die Dauer der Sperrzeit für aufeinander folgende Abschalteoperationen variieren.
Es wird angemerkt, dass die Stromabfallzeit τ beispielsweise durch Messen des Stroms durch den Transistor bei dessen Abschalten gemessen werden kann, d. h. beim Anlegen einer Steuerspannung an sein Gate, um ihn abzuschalten, und dann sukzessive durch Messen der Stromamplitude, bis sie einen Nullpegel erreicht hat, so dass die Stromabfallzeit τ zwischen diesen beiden Stromamplituden ermittelt werden kann.
4 zeigt eine schematische Schaltung, die so ausgelegt und konfiguriert ist, dass sie das oben genannte Verfahren durchführt, wobei die Schaltung einen Lastschaltungsabschnitt 410 und einen Steuerschaltungsabschnitt 420 aufweist.
Der Lastschaltungsabschnitt 410 weist wenigstens den MOSFET 411 auf, der der zu schützende MOSFET ist, eine komplexe Last 412 und eine Einrichtung 414 zum Bereitstellen eines Signals F(I), das die Amplitude des Stroms I durch den MOSFET reflektiert. Der MOSFET 411 kann vom N- oder P-Typ sein und dient als Schalter zum Koppeln der Quelle 412 an die komplexe Last 413, wobei der MOSFET durch den Steuerschaltungsabschnitt 420 gesteuert wird. Der MOSFET 411 ist in einem Gehäuse 415 untergebracht. Das Gehäuse kann jedes beliebige herkömmliche Gehäuse sein, das wenigstens den zu schützenden MOSFET und einen Temperatursensor zum Abfühlen der Gehäusetemperatur aufweist.
Es wird angemerkt, dass der Temperatursensor jede beliebige Vorrichtung oder Unter-Schaltung sein kann, die zum Erzeugen eines elektrischen Signals geeignet ist, das die Temperatur am Ablesepunkt, d. h. dem Punkt, an dem der Sensor sich befindet, reflektiert. Der Ablesepunkt kann sich an jeder beliebigen Stelle befinden, die es erlaubt, die Temperatur des pn-Übergangs in dem MOSFET festzustellen. Das heißt, der Ablesepunkt befindet sich bevorzugt in dem Wärmeableitungspfad, d. h. zwischen dem pn-Übergang, der die Wärmequelle ist, und der Wärmesenke, die zum Beispiel ein Kühlelement sein kann. Auf diese Weise ermöglicht es die abgefühlte Temperatur in Kombination mit dem bekannten Wärmewiderstand zwischen dem Ablesepunkt und dem pn-Übergang, die pn-Übergangstemperatur genau abzuleiten.
Die Spannungsquelle 412 kann eine Batterie oder ein Generator sein, die/der eine Spannung von U_b bereitstellt. Die Last 413 kann jede komplexe Last sein, insbesondere eine Last mit den Eigenschaften eines Induktors. Die Einrichtung 414 kann jede geeignete Einrichtung zum Erzeugen eines Ausgangssignals F(I) sein, das die Amplitude des Stroms durch den zu schützenden MOSFET 411 reflektiert. Die Einrichtung kann beispielsweise durch einen Ohmschen Widerstand 416 implementiert werden, der einen einfachen Strom-Spannungs-Wandler bildet, und der an einen Operationsverstärker 417 gekoppelt ist, wobei der Operationsverstärker den Spannungsabfall über dem Widerstand 416 als Eingang nimmt und demgemäß eine Spannung F(I) ausgibt, die die Amplitude des Stroms I reflektiert.
Es wird angemerkt, dass bei dieser Ausführungsform der Temperatursensor die Temperatur des Gehäuses, das den MOSFET enthält, abfühlt, um ein Signal an den Steuerschaltungsabschnitt 420 zu liefern, das die Temperatur des pn-Übergangs des MOSFET reflektiert. Durch das Abfühlen der Temperatur des Gehäuses wird das Temperatursignal an einem Punkt erzeugt, der physikalisch mit dem MOSFET und somit mit seinem pn-Übergang über den Wärmewiderstand R_th,jc gekoppelt ist. Das Temperatursignal gibt auf diese Weise nicht direkt die Temperatur des pn-Übergangs in dem MOSFET an. Da jedoch der Wärmewiderstand zwischen dem pn-Übergang und dem Ablesepunkt des Temperatursensors bekannt ist, kann das erzeugte Signal verwendet werden, um die Temperatur des pn-Übergangs zu reflektieren. Demgemäß kann der Temperatursensor die Temperatur an jedem beliebigen Punkt abfühlen, der an den pn-Übergang wärmegekoppelt ist, wenn der Wärmewiderstand zwischen dem Ablesepunkt und dem pn-Übergang bekannt ist, insbesondere in der unmittelbaren Nähe des MOSFET. Das heißt, die in den oben angegebenen Gleichungen zu verwendende Temperatur kann an jedem beliebigen Ablesepunkt, der es erlaubt, die pn-Übergangstemperatur abzuleiten, abgefühlt werden. Es ist für einen Fachmann offensichtlich, dass abhängig von der individuellen Struktur einer integrierten Schaltung, die den MOSFET aufweist, der Ablesepunkt zum Erzeugen des Temperatursignals irgendwo anders in der integrierten Schaltung oder auch außerhalb der Schaltung liegen kann, beispielsweise an einer Wärmesenke, die mit dem MOSFET gekoppelt ist.
Bei einem Beispiel kann die Schaltung 400 in der Fahrzeugbranche implementiert werden, d. h. beispielsweise in einem Fahrzeug. Demgemäß kann die Quelle 412 eine Batterie oder ein Generator des Fahrzeugs sein, und die Last 413 kann eine Glühlampe eines Frontlichts sein, wobei die Last somit die Eigenschaften eines Induktors hat.
Der Steuerschaltungsabschnitt 420 weist wenigstens den Steuerblock 421 auf, der seinerseits eine MOSFET-Treiber-Unterschaltung 422, eine Timer-Unterschaltung und eine Komparator-Unterschaltung aufweist und steuert. Die Komparator-Unterschaltung nimmt das Signal F(I) als Eingang, um es mit einem Nullsignal zu vergleichen, z. B. mit Erde, um ein Signal bereitzustellen, das angibt, dass der Laststrom I auf Null gefallen ist. Die Zeitspanne τ kann beispielsweise durch Starten der Timer-Unterschaltung zum Zeitpunkt t = T₀ und Anhalten des Timers bei t = T₁ ermittelt werden, d. h. wenn die Komparator-Unterschaltung angibt, dass der Laststrom I auf Nullamplitude gefallen ist. Die Stromabfallzeit τ kann demgemäß als Zeitraum zwischen t = T₀ und t = T₁ bestimmt werden.
Der MOSFET-Treiber 422, der an das Gate des MOSFET 411 gekoppelt ist, gibt ein Signal aus, das zum Steuern des MOSFET geeignet ist. Das heißt, der Treiber 422 liefert ein Signal an das Gate des MOSFET 411, das wenigstens verhindern kann, dass der MOSFET angeschaltet wird, so dass der Treiber sicherstellt, dass der MOSFET 411 für wenigstens einen Zeitraum τ + t_off abgeschaltet wird, um es seinem pn-Übergang zu ermöglichen, sich abzukühlen.
Im Betrieb empfängt der Steuerblock 421 ein Signal F(I) und die Temperatur des Gehäuses, das den MOSFET 411 aufweist, über die Verbindung 423. Falls der MOSFET abgeschaltet ist, d. h. in seinen nichtleitenden Zustand geschaltet ist, empfängt der Steuerblock 421 die Amplitude des Stroms I, d. h. das Signal F(I) reflektiert die Amplitude des Stroms I, und ermittelt die Stromabfallzeit τ. Basierend auf der Amplitude des Stroms I, der tatsächlichen abgefühlten Gehäusetemperatur und der Stromabfallzeit τ ermittelt der Steuerblock die Zeitspanne t_off wie in der oben gegebenen Gleichung (8) definiert. Falls der MOSFET wieder angeschaltet werden soll, wird er wieder angeschaltet, nachdem wenigstens eine Sperrzeit von t = τ + t_off seit dem Abschalten des MOSFET vergangen ist.
Insbesondere in Situationen, in denen der MOSFET 411 aufgrund einer Überlastungsbedingung abgeschaltet wird, d. h. wenn der Laststrom eine Schwelle überschritten hat, schützt das Verfahren des Anschaltens des MOSFET, nachdem wenigstens die berechnete Zeitspanne vergangen ist, den MOSFET vor Überhitzung. In Fallen, in denen die Überlastungsbedingung nicht gelöst wurde, wird der MOSFET bald nach dem Anschalten wieder abgeschaltet, so dass der pn-Übergang wieder erwärmt wird. Da jedoch der MOSFET auf eine Temperatur abgekühlt ist, die einen weiteren Abschalteprozess erlaubt, wird er nicht zerstört. Szenarien, die eine Endlosschleife des wiederholten An- und Abschaltens eines MOSFETS bewirken, können beispielsweise durch einen Kurzschluss in einer Lastschaltung verursacht werden.
Im Gegensatz zu unüblichen Situationen kann es Situationen des Normalbetriebs geben, bei denen der MOSFET wiederholt an- und abgeschaltet wird. Wenn beispielsweise eine Glühlampe zum ersten Mal angeschaltet wird, d. h. die Glühlampe kalt ist, kann der Einschaltstrom eine Grenze überschreiten, so dass er verursacht, dass eine Steuerschaltung den Leistungs-MOSFET abschaltet. Der MOSFET wird jedoch so bald wie möglich wieder angeschaltet, um die Glühlampe anzuschalten. Wenn der Einschaltstrom die Schwelle wieder überschreitet, wird der MOSFET wieder abgeschaltet. Auf diese Weise kann es mehr als einen Anschalte- und Abschalteprozess geben. Der Einschaltstrom kann jedoch sinken, da sich die Glühlampe aus früheren Anschalteprozessen aufheizt, so dass die Schleife des An- und Abschaltens des MOSFET zu einem Ende kommt. In diesem Fall kann die Zeit τ variieren, da die erhitzte Glühlampe nun andere Eigenschaften hat. Demgemäß kann die berechnete Zeitspanne t_off variieren.
Auf diese Weise ermöglichen das vorgeschlagene Verfahren und die vorgeschlagene Schaltung den Betrieb des MOSFET an seiner Wärmegrenze, während gleichzeitig die Zeitspanne zwischen dem An- und Abschalten der Lastschaltung so kurz wie möglich gehalten wird.
Obwohl die Erfindung unter Bezug auf bestimmte Ausführungsformen beschrieben worden ist, ist es für den Fachmann selbstverständlich, dass verschiedene Änderungen vorgenommen und Äquivalente ersetzt werden können, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen. Außerdem können viele Modifikationen vorgenommen werden, um eine besondere Situation oder ein besonderes Material an die Lehren der Erfindung anzupassen, ohne von ihrem Umfang abzuweichen. Es ist daher beabsichtigt, dass die Erfindung nicht auf die bestimmten offenbarten Ausführungsformen beschränkt ist.

Claims

Verfahren zum Betreiben einer integrierten Schaltung, die einen Transistor aufweist, wobei das Verfahren umfasst: – Schalten des Transistors in seinen nichtleitenden Zustand; und – Bestimmen einer Sperrzeit in Abhängigkeit von der Amplitude eines Stroms durch den Transistor und der Temperatur des Transistors beim Schalten des Transistors in seinen nichtleitenden Zustand und von einer Stromabfallzeit; und Schalten des Transistors in seinen leitenden Zustand, nachdem wenigstens die Sperrzeit vergangen ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Amplitude des Stroms durch den Transistor sukzessive abgefühlt wird und die Stromabfallzeit als Zeitspanne zwischen dem Schalten des Transistors in seinen nichtleitenden Zustand und dem Zeitpunkt, wenn der Strom auf Null gefallen ist, bestimmt wird.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Temperatur des Transistors aus dem Abfühlen einer Temperatur an einem Ablesepunkt, der physikalisch mit dem Transistor gekoppelt ist, ermittelt wird, wobei der Wärmewiderstand der physikalischen Kopplung bekannt ist.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei die Temperatur zwischen dem pn-Übergang des Transistors und einer Wärmesenke abgefühlt wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Transistor ein MOSFET ist.
Integrierte Schaltung mit einem Transistor, die aufweist: – eine Einrichtung zum Schalten des Transistors in seinen nichtleitenden Zustand; und – eine Einrichtung zum Bestimmen einer Sperrzeit in Abhängigkeit von der Amplitude eines Stroms durch den Transistor und der Temperatur des Transistors beim Schalten des Transistors in seinen nichtleitenden Zustand und einer Stromabfallzeit; und – eine Einrichtung zum Schalten des Transistors in seinen leitenden Zustand, nachdem wenigstens die Sperrzeit vergangen ist.
Integrierte Schaltung nach Anspruch 6, die des Weiteren eine Timer-Unterschaltung zum Ermitteln der Stromabfallzeit aufweist.
Integrierte Schaltung nach Anspruch 6 oder 7, die des Weiteren einen Temperatursensor zum Ermitteln der Temperatur an einem Ablesepunkt, der physikalisch mit dem Transistor gekoppelt ist, aufweist, und wobei der Wärmewiderstand der physikalischen Kopplung bekannt ist.
Integrierte Schaltung nach Anspruch 8, wobei der Ablesepunkt an dem Gehäuse des Transistors angeordnet ist.
Integrierte Schaltung nach Anspruch 8 oder 9, wobei der Ablesepunkt zwischen dem pn-Übergang des Transistors und einer Wärmesenke angeordnet ist.
Integrierte Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 6 bis 10, die des Weiteren einen Strom-Spannungs-Wandler zum Erzeugen eines Signals aufweist, das die Amplitude eines Stroms durch den Transistor angibt.
Integrierte Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 6 bis 11, wobei der Transistor ein MOSFET ist.