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Die
Erfindung betrifft die Ansteuerung eines Hochpotential(„Highside”)-Transistors,
die bspw. Anwendung finden kann in einem Betriebsgerät
für Leuchtmittel, beispielsweise einem Vorschaltgerät
für eine Gasentladungslampe oder eine LED, und genauer
gesagt bspw. in einem Wechselrichter in Form einer Halb- oder Vollbrücke.
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Die
Erfindung bezieht sich auch auf Beleuchtungssysteme.
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Ein
Vorschaltgerät mit einer Halbbrückenschaltung
(Inverter) ist bekannt. Insbesondere dann, wenn hohe Leistungen
geschaltet werden soll, werden als Schalterelemente des Inverters
FETs, MOSFETs oder IGBTs verwendet. Diese Bauelemente zeichnen sich
nicht nur dadurch aus, dass sie leistungsarm schalten, sondern auch
dadurch, dass sie sehr schnell schalten. Allerdings sind die genannten Bauelemente
mit sehr hochohmigen Eingängen (Gates) versehen, die auch
eine Treiberschaltung mit einem sehr hochohmigen Ausgang erforderlich
machen. Die Treiberschaltung muss sogar gewährleisten,
dass zumindest das auf hohem Potential liegende („high
side”) Schalterelement galvanisch gegen Masse isoliert
ist. Dies ist dadurch möglich, dass eine Treiberschaltung
mit Transformator eingesetzt wird, deren Primärwicklung
und Sekundärwicklung nur induktiv gekoppelt, galvanisch
aber getrennt sind.
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Technik zur Ansteuerung
eines Schaltelements vorzuschlagen, die insbesondere für
die Verhältnisse in Vorschaltgeräten mit Vollbrücken-
oder Halbbrücken-Wechselrichtern oder einem anderem Schaltregler
(allgemein: getaktete Schaltungen) ausgelegt ist.
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Diese
Aufgabe wird erfindungsgemäss durch die Merkmale der unabhängigen
Ansprüche gelöst. Die abhängigen Ansprüche
bilden den zentralen Gedanken der Erfindung in besonders vorteilhafter
Weise weiter.
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Ein
erster Aspekt der Erfindung bezieht sich dabei auf ein Verfahren
zur Ansteuerung eines Transistors eines Betriebsgeräts
für Leuchtmittel. Dabei
- – ist
der Steuereingang des Transistors mittels eines Transformators galvanisch
entkoppelt ist, wobei der Steuereingang mit der Sekundärseite
des Transformators verbunden ist und die Sekundärseite
des Transformators eine erste und eine zweite gegensinning gepolte
und in Serie geschaltete Wicklungen aufweist, und
- – erfolgt das Ein- bzw. Ausschalten des Steuereingangs
durch transformatorische Übertragung von Strom- oder Spannungsimpulsen
von einer Steuereinheit als Taktsignalquelle.
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Zum
Einschalten des Transistors wird primärseitig ein Spannungsimpuls
einer ersten Polarität erzeugt, über den der Transistor über
die erste sekundärseitige Wicklung eingeschaltet wird und
ein Entladetransistor, der im eingeschalteten Zustand den Steuereingang
des Transistors entlädt, durch die zweite sekundärseitige
Wicklung aktiv ausgeschaltet wird.
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Zum
Ausschalten des Transistors wird primärseitig ein Spannungsimpuls
einer zweite, zu der ersten Polarität invertierten Polarität
erzeugt, über den über die zweite sekundärseitige
Wicklung ein Entladetransistor eingeschaltet wird, der somit den Steuereingang
des Transistors entlädt, so dass dieser ausgeschaltet wird.
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Die
sekundärseitigen Wicklungen können mit einer Drossel
eines Lastkreises integriert sein (also zusammen mit der Drossel
des Lastkreises auf einen gemeinsamen Kern gewickelt sein), welcher Lastkreis
mit dem Verbindungspunkt zweier in Serie geschalteter Transistoren
verbunden ist, dessen potentialhöherer Transistor transformatorisch über Spannungsimpulse
angesteuert wird.
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Die
Erfindung bezieht sich weiterhin auf einen Halbbrücken-
oder Vollbrücken-Wechselrichter oder anderen Schaltregler
mit wenigstens einem Schalter. Dabei wird wenigstens ein Schalter
mittels einem oben erläuterten Verfahren nach einem der vorhergehenden
Ansprüche angesteuert.
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Ein
Vorschaltgerät für Gasentladungslampen, insbesondere
HID-Lampen, kann einen derartigen Wechselrichter aufweisen.
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Schliesslich
bezieht sich die Erfindung auch auf Beleuchtungssysteme aufweisend
wenigstens ein Vorschaltgerät (Betriebsgerät, „Konverter”)
und wenigstens ein angeschlossenes Leuchtmittel.
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Ein
Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend anhand
der Zeichnungen beschrieben.
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1 zeigt
ein Vorschaltgerät zum Betreiben einer Gasentladungslampe,
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2 zeigt
Signalverläufe in dem Vorschaltgerät,
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3 bis 5 zeigen
Ausgestaltungen von Transformatoren als Potentialtrennung eines
Highside-Transistors,
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6 bis 8 zeigen
Ausführungsbeispiele von schematischen Schaltungen zur
Ansteuerung eines Highside-Transistors,
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9 zeigt
Signalverläufe in der Schaltung gemäss 7b,
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10 zeigt
eine Schaltung zum Ansteuern einer LED,
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11 zeigt
ein Vorschaltgerät zum Betreiben einer HID-Lampe,
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12 zeigt
eine erfindungsgemässe Ansteuerschaltung für einen
Highside-Transistor, und
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13 zeigt
Signalverläufe in der erfindungsgemässen Schaltung
von 12.
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1 zeigt
ein Vorschaltgerät zum Betreiben einer Gasentladungslampe 2 (oder
eines anderen Leuchtmittels wie bspw. einer oder mehrerer LEDs)
in schematisierter Form. Das Vorschaltgerät besteht aus
einem Lastkreis 1, einem Inverter 7, einer Treiberschaltung 11,
einer Steuereinheit 15 und einer Versorgungsspannungseinheit 16.
Der Lastkreis 1 enthält wie üblich einen
Serienresonanzkreis, bestehend aus einer Drossel 4 und
einem Ladekondensator 3. Der Verbindungspunkt zwischen
der Drossel 4 und dem Ladekondensator 3 ist über
eine Koppelkondensator 5 mit einer Elektrode der Gasentladungslampe 2 verbunden.
Die andere Elektrode der Gasentladungslampe 2 liegt an
Masse. Die Drossel 4 besteht aus einem nicht gezeigten
Kern und einer Drosselwicklung D. Der von dem Ladekondensator 3 abgewandete
Anschluss der Drossel 4 ist außerdem mit einem
Anschluss eines Dämpfungskondensators („Snubber
Cap”) verbunden, dessen anderer Anschluss an Masse liegt.
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Der
Inverter 7 ist eine Halbbrückenschaltung, bestehend
aus zwei in Serie geschalteten MOSFETs 8, 9, die
als elektronische Schalterelemente arbeiten. Die Serienschaltung
aus den beiden MOSFETs 8, 9 liegt einerseits an
einem hohen Gleichspannungspotential Vbus und
andererseits an Masse. Der Verbindungspunkt 10 de Halbbrücke führt
zum Lastkreis 1.
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(Die
Erfindung lässt sich natürlich auch auf Vollbrückenschaltungen
anwenden.)
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Die
Eingänge (Gates) der beiden MOSFETs sind gegenüber
Masse sehr hochohmig. Das macht es erforderlich, dass auch die entsprechenden
Ausgänge der Treiberschaltung 11 sehr hochohmig
sind. Im Falle des oben liegenden MOSFETs 8 besteht sogar
die Forderung nach einer vollständigen galvanischen Trennung
gegenüber Masse. Die Treiberschaltung 11 enthält
dazu einen Transformator 14 mit einem (nicht dargestellten)
Kern sowie einer Primärwicklung Tp und
einer Sekundärwicklung Ts. Der
eine Anschluss der Sekundärwicklung Ts ist
mit dem Eingang des oben liegenden Treibers 12 verbunden, dessen
Ausgang am Gate des MOSFETs 8 liegt. Der andere Anschluss
der Sekundärwicklung Ts liegt am Brückenpunkt 10 der
den Inverter 7 bildenden Halbbrückenschaltung.
Auch das Gate des unten liegenden MOSFETs 9 wird von einem
Treiber 13 angesteuert, der direkt zu der Steuereinheit 15 führt.
Auch die Primärwicklung Tp des
Transformators 14 wird von der Steuereinheit 15 versorgt.
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Die
Steuereinheit 15 liefert Schaltimpulse (ein/aus) an die
Treiberschaltung 11. Dabei wird die Resonanz zwischen der
Windungskapazität der Primärwicklung sowie ihrer
Induktivität ausgenutzt. Wenn der Schaltimpuls „ein” ist,
wird die Windungskapazität aufgeladen und der Transformator
in einer Richtung magnetisiert. Der oben liegende MOSFET 8 ist
dann auf Durchlass geschaltet, während der unten liegende
MOSFET 9 gesperrt ist. Wenn dann der Schaltimpuls „aus” folgt,
treibt der Transformator den Strom weiter und wird in die andere
Richtung ummagnetisiert. Das führt dazu, dass der oben
liegende MOSFET 8 gesperrt und der unten liegende MOSFET 9 auf
Durchlass geschaltet wird.
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Der
Dämpfungskondensator 6 im Lastkreis ermöglicht
ein Schalten der MOSFETs 8, 9 mit Null-Potential,
und er wirkt außerdem als Filter gegen elektromagnetische
Störfrequenzen, die eine Folge der Schaltvorgänge
sind.
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In 2(a) ist erkennbar, wie die beiden MOSFETs 8, 9 wechselweise
leitend geschaltet werden.
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2(b) zeigt die Spannung vmp(t) am Brückenpunkt 10 des
Inverters 7. Man erkennt, dass trapezförmige Schaltimpulse
entstehen.
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2(c) zeigt den Verlauf des Stromes iL(t) durch
die Drossel 4. Man erkennt, dass der Strom nahezu sinusförmig
ist, was ein Anzeigen dafür ist, dass nahezu keine Oberwellen
und damit Störungen erzeugt werden.
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2(d) zeigt den Verlauf des Stromes durch
den Dämpfungskondensator 6. Es handelt sich um
kleine Stromimpulse, die mit wechselnder Polarität in den
Schaltpausen der MOSFETs 8, 9 auftreten. In diesem
Zusammenhang sei darauf hingewiesen, dass die aus 2(a) ersichtlichen
Schaltpausen Null-Potential haben.
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Der
Transformator 14 und die Drossel 4 in den 3 bis 5 haben
einen gemeinsamen Kern 16, der aus gegeneinander gesetzten
E-Teilkernen 17 und 18 besteht. Der Kern 16 hat
zwei Außenschenkel 19 und 20 sowie einen
Mittelschenkel 21. Der Mittelschenkel 21 ist von
einem Luftspalt 24 unterbrochen und dadurch in zwei Teilschenkel 21a, 21b geteilt.
Die drei Schenkel 19, 20, 21 sind an
ihren beiden Enden jeweils von einem Querjoch 22, 23 überbrückt.
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Die
Primärwicklung Tp des Transformators 14 ist
geteilt, wobei die eine Hälfte auf den Schenkel 19 und
die andere Hälfte auf den Schenkel 20 gewickelt
ist. Gleichermaßen ist die Sekundärwicklung Ts geteilt, wobei die eine Teilwicklung ebenfalls
auf den Schenkel 19 und die andere ebenfalls auf den Schenkel 20 des
gemeinsamen Kerns 16 gewickelt ist. Der Wicklungssinn wird
später erläutert.
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Die
Drossel 4 besteht aus drei Drosselwicklungen D1, D2 und
D3. Diese drei Drosselwicklungen können wahlweise in Serie
geschaltet werden, im die Induktivität der Drossel verändern
zu können. Auf jeden Fall sind alle drei Drosselwicklungen
D1, D2 und D3 auf den Mittelschenkel 21 des gemeinsamen
Kernes 16 gewickelt.
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Nunmehr
soll anhand der 4 und 5 erläutert
werden, wie der Wicklungssinn der Primärwicklungen des
Transformators 14 gewählt werden muss, damit der
gewünschte Effekt erreicht wird. In 4 sind nur
zwei Wicklungen gezeigt, von denen die obere einer der beiden Transformatorwicklungen in 3 entspricht,
und von denen die untere einer der Drosselwicklungen in 3 entspricht.
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Unter
Bezugnahme auf 4 soll zunächst die
auf dem Mittelschenkel unten sitzende Wicklung mit einer Spannung
UD beaufschlagt werden, die in der Wicklung
einen Strom iD erzeugt. Durch den Strom
iD wird im Mittelschenkel ein magnetischer Fluss ϕD erzeugt, der sich in zwei Teilflüsse ϕD1 und ϕD2 aufteilt,
die durch die Außenschenkel zurückfließen.
Der Wicklungssinn der beiden Teilwicklungen der oberen Wicklung
ist nun so gewählt, dass der in den beiden Teilwicklungen
durch die beiden Teilflüsse ϕD1 und ϕD2 induzierte Strom zu Spannungen UR1 und UR2 führt,
die sich gegenseitig aufheben, so dass am Eingang der oberen Wicklung
UR = 0 entsteht. Das Ergebnis ist also:
Die obere Wicklung ist von der unteren entkoppelt. Entscheidend
ist, dass die Teilwicklungen so angebracht sind, dass sich die aufgrund
der darin induzierten Ströme ergebenden Teilspannungen
aufheben.
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In 5 wird
an die obere Wicklung eine Spannung UT angelegt,
die einen Strom IT zur Folge hat. Aufgrund
des Stromes wird in dem Kern ein Fluss ϕT erzeugt,
der nur durch die beiden äußeren Schenkel des
Kernes sowie die beiden Querjoche läuft, nicht aber durch
den Mittelschenkel. Der Grund ist, dass der Mittelschenkel wegen
seines Luftspaltes einen wesentlich höheren magnetischen
Widerstand als die beiden Außenschenkel hat. Dadurch, dass
der Mittelschenkel nicht durchflossen wird, wird in der auf diesen
Mittelschenkel sitzenden unteren Wicklung kein Strom induziert.
Damit ist auch die untere Wicklung von der oberen Wicklung entkoppelt.
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Das
für die beiden 4 und 5 dargelegte
Prinzip ist in 3 mit zwei Transformatorwicklungen
und drei Drosselwicklungen realisiert. Der Wicklungssinn ist jeweils
der gleiche wie in den 4 und 5. Auch
hier ist eine vollständige Entkopplung zwischen den Transformatorwicklungen
einerseits und den Drosselwicklungen andererseits gewährleistet.
Nicht entkoppelt sind jedoch – was auch nicht sein darf – die
Primärwicklung Tp und die Sekundärwicklung
Ts des Transformators 14. Dadurch, dass
die Transformatorwicklungen Tp und Ts sowie die Drosselwicklungen D1, D2 und
D3 alle auf dem gleichen Kern 16 sitzen, ist der Schaltungsaufwand um
den normalerweise vorhandenen zweiten Kern in beachtlichem Maße
reduziert worden.
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Das
vorstehend beschriebene Prinzip kann auch – unter Bezugnahme
auf 3 – wie folgt abgewandelt werden: D1 und D2 können
Transformatorwicklungen sein. Tp kann eine
Drosselwicklung sein. D3 und Ts denkt
man sich weg. Auch bei einer solchen abgewandelten Version sind
die Transformatorwicklungen einerseits und die Drosselwicklung andererseits
gegeneinander entkoppelt, während die beiden Transformatorwicklungen
miteinander gekoppelt sind.
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In 6 ist
eine Schaltung zur Ansteuerung eines Transistors M1, insbesondere
eines MOSFETs gezeigt. Vorzugsweise ist der Transistor M1 ein Transistor,
der auf hohem Potential liegt (High Side) und beispielsweise mit
einer DC-Busspannung eines Vorschaltgeräts der oben erläuterten
Art versorgt ist. Daher soll das Gate des Transistors M1 in potentialgetrennter
Weise angesteuert werden. Gemäß der in 6 gezeigten
Ausgestaltung ist dazu eine Steuereinheit als Taktsignalquelle V1
vorgesehen, die die primärseitige Wicklung des Transformators
T1 versorgt.
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Dabei
ist die Steuereinheit V1 derart ausgebildet, dass sie vorzugsweise
bipolare Impulse von beispielsweise +/–12 V ausgeben kann.
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Diese
bipolaren Impulse werden über den Transformator T1 übertragen.
Sekundärseitig ist ein erstes Schaltelement S1 vorgesehen, über
das selektiv bei einem ersten Impuls der Steuereinheit V1 das Steuerelement
(Transistor) M1 eingeschaltet werden kann. Dazu kann beispielsweise
bei einem ersten Impuls über das Schaltungselement S1 der Steuereingang
(Gate) des Transistors M1 aufgeladen werden. Erfindungsgemäß verbleibt
dann der Schalter in diesem Zustand (beispielsweise eingeschaltet), auch
wenn der Impuls wieder abgeklungen ist und somit an der Primärseite
des Transistors T1 das Signal 0 V anliegt.
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Zum
Ausschalten des Schaltelements (Transistors) M1 wird ein weiterer
Impuls von der Steuereinheit V1 verwendet. Dies kann vorzugsweise
ein Impuls umgekehrter Polarität (beispielsweise –12
V) sein. Insbesondere kann ein weiteres Schaltungselement S2 derart
an der Sekundärseite des Transformators T1 vorgesehen sein,
dass der zweite Impuls eine Entladung des Steuereingangs (Gates)
des Transistors M1 durch das zweite Steuerelement S2 auf Masse verursacht.
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Dem
Schaltelement M1 (Transistor) kann optional ein Ladungs- oder Energiespeicher
C1 (zum Beispiel ein Kondensator) parallel geschaltet sein.
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7a zeigt
eine erste schaltungstechnische Ausgestaltung des allgemeinen Schemas
der Schaltung von 6. Dabei ist das erste Schaltungselement,
das also zum Einschalten des Transistors durch Aufladen des Steuereingangs
(Gates) dient, eine Diode D1.
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Zum
Entladen und somit zum Ausschalten des Transistors M1 ist eine Schaltung
vorgesehen, die eine Zenerdiode D3 sowie einen Transistor Q1 aufweist.
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In 8 ist
eine Schaltung dargestellt, bei der das Entladen des Steuereingangs
des Transistors M1 nicht durch ein aktives Element (wie der Transistor
Q1 gemäß Ausführungsbeispiel von 7a)
erfolgt, sondern durch ein weiteres passives Bauelement, nämlich
eine Zenerdiode D2.
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In
der 7b, die im Wesentlichen der 7a entspricht,
sind verschiedene Spannungen bezeichnet, die in dem Signalverlaufsdiagramm
von 9 dargestellt sind.
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Dort
ist ersichtlich, dass durch einen ersten Impuls DRV+, der als Spannung
VT1 auch die Sekundärwicklung des
Transformators T1 transformiert wird, das Gate des Transistors M1
auf eine Durchschaltspannung VGate aufgeladen
wird.
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Auch
bei einem zweiten positiven Impuls DRV+ bleibt dieser Einschaltzustand
des Transistors M1 erhalten.
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Ein
Ausschalten durch Entladen des Gates erfolgt gemäß diesem
Ausführungsbeispiel durch einen Impuls umgekehrter Polarität,
nämlich mit einer Spannung DRV–, die als negativer
Spannungsimpuls auf die Sekundärseite des Transistors T1
als Spannung V_T1 transformiert wird. Die vordere Flanke dieses
Impulses verursacht dann das Entladen des Steuereingangs des Transistors
M1 über ein passives oder ein aktives Bauelement.
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Erfindungsgemäß können
also eingangsseitig drei verschiedene Zustände erzeugt
werden, nämlich ein Impuls erster Polarität, ein
Impuls mit einer zweiten, dazu inversen Polarität, sowie
der Zustand '0 V'.
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Das
erste Schaltungselement S1, das vorzugsweise als Diode D1 (normale
Diode oder Zenerdiode) ausgebildet ist, leitet den positiven Impuls,
d. h. den Übergang von beispielsweise 0 V auf +12 V von
dem Transformator T1 auf das Gate des Transistors M1.
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Bei
einem Übergang von 0 V auf die negative Polarität
(beispielsweise –12 V) schaltet die Zenerdiode D3 durch,
was wiederum den Transistor Q1 durchschaltet, so dass das Gate des
Transistors (beispielsweise Feldeffekttransistors) M1 entladen wird.
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Es
wird also ein getaktetes Signal von einer Quelle V1 bereitgestellt,
wobei dieses getaktete Signal dann über den Übertrager
T1 auf die Sekundärseite übertragen wird. Dort
sind die Schaltungselemente S1 bzw. S2 vorgesehen, durch die wahlweise das
Taktsignal auf das Gate des MOSFETs M1 geleitet werden kann, um
diesen aufzuladen, bzw. das geladene Gate des MOSFETs M1 wieder
entladen werden kann.
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Ein
besonderer Vorteil ist dabei, dass der dargestellte Betrieb auch
mit sehr niedriger Impulsfolgefrequenz von beispielsweise weniger
als 1 kHz, vorzugsweise weniger als 100 Hz oder gar nahezu DC-Betrieb
erfolgen kann. Wenn der Schalter M1 Teil einer Vollbrücken-
oder Halbbrücken-Wechselrichterschaltung ist, ist dieser
Betrieb mit sehr niedriger Frequenz des Wechselrichters beispielsweise
besonders vorteilhaft für Vorschaltgeräte für
HID-Lampen.
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Erfindungsgemäß kann
vorgesehen sein, siehe 9, dass nach beispielsweise
nach Einschalten des Transistors M1 durch einen Impuls erster Polarität
dieser Impuls wiederholt wird, und zwar nach einem definierten zeitlichen
Abstand (Taktung der Signalquelle), was ein 'Auffrischen' des Ladungszustands
des Gates des Transistors M1 ermöglicht.
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Die
Steuereinheit als Taktsignalquelle kann also dazu ausgebildet sein,
in einem vorbestimmten Takt Impulse auszugeben, unabhängig
davon, ob der Zustand des Transistors M1 geändert werden
soll. Für den Fall, dass der Zustand geändert
werden soll, wird auf einen ersten Impuls ein zweiter Impuls mit umgekehrter
Polarität ausgesendet. Für den Fall, dass der
Zustand beibehalten werden soll, wird auf einen Impuls erster Polarität
erneut ein Impuls derselben Polarität gesendet, was den
Schaltungszustand des Transistors M1 bestätigt ('auffrischt').
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Die
drei verschiedenen Zustände, die eingangsseitig erzeugt
werden können, müssen keine fix definierten Spannungspegel
haben, sondern können in drei verschiedenen Wertbereichen
liegen. So kann ein Impuls erster Polarität im Bereich
von 10 V bis 15 V, ein Impuls mit einer zweiten, dazu inversen Polarität
im Bereich von –10 V bis –15 V, sowie der Zustand
'0 V' im Bereich von 5 V bis –5 V. Somit ist kein Taktsignal
mit diskreten Werten notwendig, sondern es kann auch ein analoges
Taktsignal mit entsprechender Signalform in den drei Spannungsbereichen
verwendet werden.
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11 zeigt
eine Betriebsschaltung einer HID(High Intensity Discharge)-Lampe
mit einer Vollbrücke, wobei die beiden auf hohem Potential
liegenden Schaltelemente S1 und S3 über eine erfindungsgemäße
Ansteuerung angesteuert werden. (Die generelle Funktion der Schaltung
zum Betrieb von HID-Lampen ist in der
EP 1114571 B1 beschrieben.)
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10 zeigt
einen Schaltregler zum Betrieb einer LED, dies ist eine weitere
Anwendungsmöglichkeit der Erfindung. Der Schaltregler ist
als sog. Tiefsetzsteller oder auch Buck-Konverter ausgeführt
und weist ein angesteuertes Schaltelement auf.
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Durch
eine Spannungsversorgung liegt eine geglättete und gleichgerichtete
Zwischenkreisspannung V1 an (welche durch eine vorgelagerte Schaltung
bereitgestellt werden kann, die einen Speicherkondensator speist).
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Nach
dem Anlegen einer geeignet dimensionierten Steuerspannung U_G an
das Gate eines beispielsweise als selbstsperrender n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor
realisierten ersten Halbleiter-Leistungsschalters M1 wird diese
elektronisch steuerbare Schaltstufe elektrisch leitend, so dass
ein Drain-Strom zu fließen beginnt, der infolge der als Energiespeicher
wirkenden Speicherdrossel L10 kontinuierlich ansteigt und als Diodenstrom
I_D durch die Lumineszenzdioden D10 (LED) hindurchfließt.
Der Anstieg dieses Diodenstroms I_D bei Ladung des Speicherdrossel
L10 wird von einem niederohmigen Messwiderstand R10 erfasst, der
zugleich im Lastkreis des ersten Leistungsschalters M10 angeordnet
und mit dem Masseknoten verbunden ist. Wenn der Diodenstrom I_D
einen bestimmten Wert erreicht hat, wird der Leistungsschalter M10
geöffnet.
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Dies
hat zur Folge, dass der über die Speicherdrossel L10 aufgebaute
Diodenstrom I_D durch eine Freilaufdiode DF im Parallelzweig zur
Serienschaltung der Lumineszenzdioden D10 dem durch die Speicherdrossel
L10 gebildeten induktiven Blindwiderstand XL10 und den niederohmigen
Messwiderstand R10 abgeleitet wird. Mit Hilfe dieser verhältnismäßig
einfachen schaltungstechnischen Maßnahme wird eine Gefährdung
des ersten Halbleiter-Leistungstransistors M1 durch die beim Abschalten
des Drain-Stroms I_D (beim Sperren von M10) am induktiven Blindwiderstand
XL10 abfallende Induktionsspannung U_L10 vermieden, die ein Vielfaches
der Betriebsspannung betragen kann. Die an dem niederohmigen Messwiderstand
R10 abfallende Spannung U_R10 dient dabei zur Erfassung des durch
die Lumineszenzdioden D10 fließenden Diodenstroms I_D im
freilaufenden Strompfad. Die Schaltstufe M10 bleibt so lange gesperrt,
bis der Stromfluss unter eine bestimmte Schwelle abgesunken ist.
Nachdem die Schaltstufe M10 wieder zu leiten begonnen hat, wird der
oben beschriebene Vorgang in periodisch wiederkehrender Folge fortgesetzt.
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren fließt
also sowohl der Lade- als auch der Entladestrom I_L10 des induktiven
Blindwiderstands XL10 als Diodenstrom I_D durch die Anordnung der
seriell geschalteten Lumineszenzdioden D10 des erfindungsgemäßen
LED-Beleuchtungsmoduls, so dass sich ein periodisch um einen Mittelwert pendelnder,
dreieckförmiger Strom durch die LED ergibt.
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Durch
die Anordnung des Leistungsschalters M10 vor der Speicherdrossel
L10 kann die LED D10 so angeordnet werden, dass sowohl der Lade-
als auch der Entladestrom über einen Messwiderstand gegen
Masse gemessen werden kann. Somit ist eine einfache Strommessung
für beide Ströme möglich. Die Anordnung
des Leistungsschalters M10 vor der Speicherdrossel L10 erfordert
jedoch eine Ansteuerung auf hohem Potential liegenden Schaltelements. Diese
Aufgabe kann durch den Einsatz des erfindungsgemäßen
Ansteuerverfahrens gelöst werden.
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Die Überwachung
des Stromflusses durch den Messwiderstand R10 übernimmt
die Steuerschaltung 50, die das Ansteuersignal zum Ein-
bzw. Ausschalten des Leistungsschalters M10 an die erfindungsgemäße
Ansteuerschaltung für das auf hohem Potential liegende
Schaltelement (M10) überträgt.
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Es
sind auch anwenderspezifische integrierte Schaltungen (engl.: ”Application-Specific
Integrated Circuits”, ASICs) mit einem vergleichsweise
geringen Platzbedarf zur Implementierung der Steuereinheit 50 denkbar,
deren Messwerterfassungsteil dabei keine hohe Spannungsfestigkeit
haben muss.
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Unter
Bezugnahme der 12 und 13 wird
nunmehr eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen
Schaltung erläutert. Wiederum zielt diese Schaltung auf
eine Ansteuerung eines Highside- Transistors 8, der in Serie
zu einem weiteren Transistor 9 geschaltet sein kann, um somit
einen Halbbrücken-Wechselrichter zu bilden, oder zu mindest
eine Hälfte eines Vollbrücken-Wechselrichters.
Am Mittenpunkt 10 der beiden Transistoren 8, 9 kann
wiederum ein Lastkreis vergleichbar zu 1 (dort
Block 1) zur Versorgung von Leuchtmitteln vorgesehen sein.
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Auch
wenn im diesem Ausführungsbeispiel die Ansteuerung eines
Highside-Transistors einer Voll- oder Halbbrückenschaltung
erläutert werden wird, ist zu verstehen, dass sich diese
Ansteuerung auch auf alle zuvor erläuternden Anwendungsszenarien übertragen
lässt.
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Ausgehend
von einer Steuereinheit 15 werden bipolare Spannungsimpulse
UP1 auf die primärseitige Wicklung
TP eines Transistors eingekoppelt.
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Auf
der Sekundärseite des Transistors 14 sind indessen
nunmehr zwei Wicklungen TS bzw. TS' vorgesehen, die zueinander in
Serie geschaltet sind und invertierte Wicklungsrichtungen aufweisen.
Dabei weist die erst Wicklung TS den Wicklungssinn der primärseitigen
Spule TP auf, während die zweite Wicklung TS' die dazu
gegensinnige Wicklungsrichtung aufweist.
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Somit
stellt sich auf der ersten Wicklung TS eine erste Spannung UT,2 und an der zweiten Spule TS' eine dazu
vertierte Spannung UT,3 ein.
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Wie
bereits unter Bezugsnahme auf 1 bis 11 erläutert
wird über die erste Wicklung TS der Transistor 8 eingeschaltet
(leitend geschaltet).
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Gleichzeitig
wird aber nunmehr durch die Spannung UT,3 an
der zweiten Spule TS' der Steuereingang eines Entladetransistors 100 angesteuert, wobei
also der Entladetransistor 100 durch die zweite Spule TS'
aktiv ausgeschaltet wird, wenn die Spannung der ersten Spule TS
den Transistor 8 einschaltet. Somit kann es in verhältnismäßig
einfacher Weise sichergestellt werden, dass der Steuereingang (bspw.
das Gate im Falle eines MOSFETs) des Transistors 8 nicht
unabsichtlich entladen wird, und sich somit der Transistor 8 unabsichtlich
ausschaltet.
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Wenn
nunmehr ausgehend von der Steuereinheit 15 ein im Vergleich
zum Einschaltvorgang des Transistors 8 umgekehrter Impuls
auf die primärseitige Wicklung TP des
Transformators 14 gegeben wird, wird durch die in die zweite
Wicklung TS' mit umgekehrtem Wicklungssinn induzierte Spannung UT,3 der Entlade-Transistor 100 aktiv
eingeschaltet, so dass sich das Gate des Transistors 8 schnell
entleert und der Transistor 8 somit schnell aktiv ausgeschaltet werden
kann.
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In 13 sind
die von der Steuereinheit 15 primärseitig erzeugten
Spannungsimpulse mit UP,1 bezeichnet. Mit
der Bezeichnung UPWM,HS ist das Steuersignal
am Steuereingang des Highside-Transistors 8 bezeichnet.
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Im
Vergleich zu den Ausführungsbeispielen von 1 bis 11 hat
die Ausführungsform von 12 den
Vorteil, dass insbesondere eine Diode mit schneller Ausräumzeit
eingespart werden kann.
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Weiterhin
ist es möglich, die beiden sekundärseitigen Wicklungen
TS, TS' des Transformators 14 mit der Drossel 4 des
Lastkreises 1 (siehe 1) zu integrieren,
d. h. auf dem gleichen Kern zu wickeln.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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