DE102009014781B4

DE102009014781B4 - Zeitbereichsreflektometer

Info

Publication number: DE102009014781B4
Application number: DE102009014781.0A
Authority: DE
Inventors: Stephen Paul Maslen
Original assignee: Radiodetection Ltd
Current assignee: Radiodetection Ltd
Priority date: 2008-03-25
Filing date: 2009-03-25
Publication date: 2015-11-12
Anticipated expiration: 2029-03-26
Also published as: GB0805407D0; GB2458653A; US20100073014A1; GB2458653B; US7977950B2; NL2002665C2; DE102009014781A1; NL2002665A1

Abstract

Zeitbereichsreflektometer zum Prüfen eines Stromkabels, das Folgendes umfasst: einen Testsignalgenerator; mindestens einen Einspeiswiderstand, der zwischen dem Testsignalgenerator und einem Anschlusspaar zur Verbindung mit den Enden des zu testenden Stromkabels angeschlossen ist; und einen Signalprozessor, der mit den Anschlüssen verbunden ist, um ein Leitungssignal zu empfangen, einschließlich einer Reflexion eines Testsignals, das in das zu testende Kabel übertragen wird; wobei der Signalprozessor so programmiert ist, dass er das Leitungssignal filtert, um einen Teil des Signals, der auf einen Fehler im Kabel hinweist, zu verstärken, indem das Signal gemäß den elektrischen Kenndaten eines normalen Kabels des selben Typs wie das zu testende Kabel abgeglichen wird und hierzu eine Filterfunktion 1 + Rf.Y(s) an das reflektierte Signal angesetzt wird, wobei Rf der Widerstandswert des Einspeiswiderstands und Y(s) eine Berechnung der Eingangsadmittanz der Übertragungsleitung ist (s ist die Laplace'sche Variable), und indem mindestens eine Berechnung von Y(s) aus bekannten oder berechneten elektrischen Kenndaten des zu testenden Kabels gewonnen wird, ausgewählt aus den folgenden Variablen: C, die verteilte Leitungskapazität pro Einheitslänge L, die verteilte Leitungsinduktanz pro Einheitslänge R, der verteilte Leitungswiderstand pro Einheitslänge und G, die verteilte Leitungskonduktanz pro Einheitslänge oder Funktionen dieser Variablen in der Gleichung für die Eingangsadmittanz in der Laplace-Domain: Y(s) = √((sC + G)/(sL + R)).

Description

Verweis auf verwandte Anmeldungen
Diese Anmeldung beansprucht Priorität gegenüber GB 0805407.4 , eingereicht am 25. März 2008.
Hintergrund der Erfindung
Die Erfindung betrifft ein Zeitbereichsreflektometer und ein Verfahren der Zeitbereichsreflektometrie zum Testen von Stromkabeln, die fehlerhaft sein oder fehlerhafte Anschlüsse aufweisen könnten.
Immer wenn ein Signal, das eine Übertragungsleitung entlang wandert, auf eine Änderung (Unterbrechung) in der Leitungscharakteristik trifft, wird ein Teil des Signals zurück zur Abgabeseite der Leitung reflektiert. Die Art des Reflexionssignals wird von der Unterbrechungscharakteristik bestimmt, die sich irgendwo zwischen einem Kurzschluss und einem Leitungsbruch befinden kann.
Zeitbereichsreflektometer (TDR – Time Domain Reflectometers) schaffen ein Mittel zur Feststellung der Kenndaten fehlerhafter und normaler elektrischer Übertragungsleitungen durch Senden eines Erregersignals und Empfangen einer reflektierten Antwort mit anschließender Analyse derselben.
In 1 (Stand der Technik) ist schematisch die äußere Erscheinung eines tragbaren Zeitbereichsreflektometers TDR dargestellt. Andere Formen sind ebenfalls möglich, beispielsweise eine Festinstallation, bei der das TDR automatisch geregelt werden kann und keine Benutzertastatur bzw. Sichtdisplay benötigt.
In 2 (Stand der Technik) sind die typischen Blöcke dargestellt, aus denen ein TDR zusammengesetzt ist:
Stromversorgung – liefert den unterschiedlichen Stromkreisen die erforderliche Energie.
Prozessor/Speicher – liefert, wie in zahlreichen Beispielen moderner Instrumentierungen – die Gesamtbetriebssteuerung, die Verarbeitung von Benutzerhandlungen, die Kontrolle der dem Benutzer zur Verfügung gestellten Informationen, das Management zur Generierung von Testsignalen, das Management für die Erfassung gemessener Signale, die mathematische Analyse der Messungen und die Anwendung von Signalverarbeitungsalgorithmen.
In diesem Kontext kann sich die Bezeichnung „Benutzer” ebenso wie auf eine menschliche Betreiberperson auch auf ein separates Teil einer verknüpften Systemsteuerungsanlage beziehen.
Benutzerschnittstelle(n) – in einem tragbaren TDR wären das in der Regel eine Tastatur zur Eingabe von Befehlen/Daten und ein Bildschirm zur Anzeige gemessener Signalantworten, abgeleiteter Messungen und Systeminformationen. In Festinstallationen könnte die Benutzerschnittstelle aus einem seriellen Kommunikationsanschluss bestehen, wie beispielsweise einem RS232- oder einem USB-Anschluss.
Testsignalgenerator – gibt ein Testsignal ab, das an die zu testende Übertragungsleitung (Kabel) angelegt wird. Kann in der Praxis die Form einer Spannungsquelle oder Stromquelle annehmen. Kann auch in einseitiger (unsymmetrischer) oder symmetrischer Form vorliegen.
Einspeiswiderstände (Einspeis-Widerstände) – besorgen den korrekten Anpasswiderstand für die zu testende Leitung. Wie erwähnt: Wenn ein eine Übertragungsleitung entlang wanderndes Signal auf eine Änderung der Charakteristik trifft, kommt es zu einer Reflexion. Dies gilt auch für eine reflektierte Welle, die zum TDR-Instrument zurück kehrt. Das Instrument sollte deshalb eine Kennimpedanz aufweisen, die der Kennimpedanz der zu testenden Leitung angemessen nahe ist, wenn zusätzliche unerwünschte Signalreflexionen vermieden werden sollen. Die Einspeiswiderstände dienen deshalb dazu, die korrekte Anpasscharakteristik für die zu testende Leitung zu ergeben. Für unterschiedliche Leitungstypen können mehrere Alternativen bereitgestellt werden.
In praktischen Ausführungen kann der Testsignalgenerator aus einem Spannungsgenerator bestehen, der sodann seriell mit dem Einspeiswiderstand geschaltet ist, oder aus einem Stromgenerator, der parallel zu dem Einspeiswiderstand geschaltet ist. Diese sind gemäß den bekannten Äquivalenzformeln nach Thevenin und Norton äquivalent. Auch können die Signale (und die gemessenen Antworten) als einseitig oder symmetrisch abgegeben werden, beides Formen, die in Messsystemen allgemein bekannt sind. Die letztere Analyse ist in der einseitigen (unsymmetrischen) Form präsentiert, obwohl diese leicht auf die symmetrische Form erweitert werden kann, wie allgemein bekannt.
Zusätzlich könnte eine Art der DC-Isolierung zwischen dem TDR-Instrument-Schaltkreis und den Steckverbindungen, die den Zugang zu der zu testenden Leitung (Kabel) schaffen, vorhanden sein. In der Regel erfolgt dies über Kondensatoren, deren Wert so gewählt wird, dass sie eine minimale Wirkung auf die generierten Signale an die und von der zu testenden Leitung (Kabel) ausüben. Wenn diese Kondensatoren eine signifikante Wirkung haben, kann diese durch die Verwendung herkömmlicher Analog- oder Digitalfiltertechniken ausgeglichen werden.
Signalmessungen – dieser Block schafft die Fähigkeit, die elektrischen Signale zu erfassen, die am Zugangspunkt der zu testenden TDR-Leitung (Kabel) erscheinen. Dieser kann folglich Signale mit oder ohne angeschlossenes Kabel erfassen. Normalerweise wird das Signal von einem Eingangsverstärker, der in Verbindung mit den Einspeiswiderständen die geeignete Impedanz aufweist, zu einem Analog/Digitalwandler (ADC) gesendet, der dazu dient, Signalwerte zeitpunktweise zu erfassen, die dann über den Prozessor zu einem Speicher für die spätere Evaluierung geleitet werden.
In einem praktischen TDR kann der Effekt auf das gemessene Signal aufgrund einer DC-Isolierung erneut mit Hilfe von traditionellen Analog- oder Digitalfiltertechniken kompensiert werden. Der Eingangsverstärker/ADC-Schaltkreis kann wiederum in einseitiger (unsymmetrischer) oder symmetrischer Konfiguration vorliegen.
Zugangspunkt – stellt die Anschlussverbindungen bereit, so dass das zu testende Kabel an den Test- und Messschaltkreis der Instrumente angeschlossen werden kann.
Herkömmliche TDRs benutzen weitgehend einen Rechteckimpuls oder Impulse, die ihrer Art nach glatter sind, etwa eine Halbsinusform oder eine Raised-Cosine-Form. Andere TDRs benutzen eine Treppenkurve, die während der Messdauer nicht zu Null zurück kehrt.
Ein Kennzeichen einer elektrischen Übertragungsleitung sind die steigenden/fallenden Ladungs-Transienten, die zu sehen sind, wenn Signale an ihren Eingang angelegt werden. Dieser Effekt kann die Beobachtung und Analyse schwacher Reflexionssignale in TDR-Antworten behindern. Die Beseitigung dieses unerwünschten Phänomens ist deshalb von fundamentaler Bedeutung.
Zur Reduzierung des unerwünschten Effekts bestehen eine Reihe unterschiedlicher Hardware- und Software-Techniken. Diese können unter anderen als Kompensation, Korrektur, Ausgleich oder Signalverarbeitung bezeichnet werden.
Eine Technik besteht darin, Messungen (Basislinien-Referenzergebnisse) auf einer bekannt guten Leitung desselben Typs wie die getestete Leitung vorzunehmen und dann dieses Referenzsignal von der anschließenden Leitungstestantwort abzuziehen. Die Ergebnisantwort besteht dann fast ausschließlich aus der erwünschten Reflexionsantwort. Dieses Verfahren hat den Nachteil, dass es einen Zugang zu bekannten guten Leitungen benötigt, was nicht besonders praktikabel oder möglicherweise sogar unmöglich ist.
Eine andere Technik schafft ein einstellbares Hardware-Ausgleichsnetzwerk, das eine Annäherung des unerwünschten Effekts versucht, die von der Gesamtantwort subtrahiert werden kann. In der Praxis ist die unerwünschte Charakteristik, die durch eine Kombination von Bessel-Funktionen und exponentiellen Ausschwingungen beschrieben wird, nicht leicht durch einfache Hardware-Schaltkreise zu charakterisieren, und die Ausgleichseffektivität ist von beschränktem Wert. Jedenfalls ist es wünschenswert, die Hardware-Lösungen durch Software-Lösungen zu ersetzen, wo dies möglich ist. Dieses Prinzip ist in 3 illustriert.
Andere Techniken, die alleine auf Signalverarbeitungssoftware basieren, können angewendet werden.
Das US-Patent 5,063,353 betrachtet den unerwünschten Effekt im Kontext eines Schrittsignals und der anschließenden Berechnung eines einfachen Korrekturfaktors an jedem Punkt der Antwort, basierend auf der Zeit und dem DC-Schleifenwiderstand. Dabei geht es hauptsächlich um große Fehlerwirkungen; die Fähigkeit zur Trennung schwacher Reflexionen von einer unerwünschten eingangsseitigen Überspannungsspitze wird nicht diskutiert.
In US-Patent 5,461,318 wird die Verwendung einfacher exponentieller Ausschwingfunktionen beschrieben, die von gemessenen Antworten abgezogen werden können, um den unerwünschten eingangsseitigen Überspannungsspitzen zu begegnen. Dies schließt die Abgleichung unterschiedlicher exponentieller Funktionen zur Erzielung einer besten Passung ein. Keine Ergebnisse werden für Extrembedingungen bereitgestellt, bei denen die eingangsseitigen Spannungsspitzen mehr als zwei Größenordnungen über dem Reflexionssignal liegen könnten.
In US-Patent 6,909,978 werden Gleichungen für ungeschirmte verdrillte Kabel (UTP) offenbart und wird ein komplexes Testsignal vorgeschlagen, das an ein Referenzmuster eines Kabels mit mehreren ganz bestimmten Lastbedingungen angelegt wird, das Daten für einen substanziellen Satz von Algorithmen liefert, um eine Messung der Kabeleingangscharakteristik (seine Impedanz) zu schaffen. Diese Messung kann dann in der Analyse von TDR-Antworten verwendet werden, die unerwünschte eingangsseitige Spannungsspitzen enthalten.
Das Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Verbesserung der Zeitbereichsreflektometrie im Hinblick auf deren Lesbarkeit und ihren Bereich gemessener Antworten.
Zusammenfassung der Erfindung
Dem entsprechend schafft die vorliegende Erfindung ein Zeitbereichsreflektometer zum Testen eines Stromkabels, bestehend aus:

– einem Testsignalgenerator;
– mindestens einem Einspeiswiderstand, der zwischen dem Testsignalgenerator und einem Anschlusspaar zur Verbindung mit den Enden des zu testenden Stromkabels angeschlossen ist; und
– einen Signalprozessor, der mit den Anschlüssen verbunden ist, um ein Leitungssignal zu empfangen, einschließlich einer Reflexion eines Testsignals, das in das zu testende Kabel übertragen wird;
– wobei der Signalprozessor so programmiert ist, dass er das Leitungssignal filtert, um einen Teil des Signals, der auf einen Fehler im Kabel hinweist, zu verstärken, indem das Signal gemäß den elektrischen Kenndaten eines normalen Kabels des selben Typs wie das zu testende Kabel abgeglichen wird und hierzu eine Filterfunktion 1 + Rf.Y(s) an das reflektierte Signal angesetzt wird, wobei Rf der Widerstandswert des Einspeiswiderstands (Feed-Resistors) und Y(s) eine Berechnung des Eingangsadmittanz der Übertragungsleitung ist (s ist die Laplace'sche Variable), und mindestens eine Berechnung von Y(s) aus bekannten oder berechneten elektrischen Kenndaten des zu testenden Kabels gewonnen wird, ausgewählt aus den folgenden Variablen: C, die verteilte Leitungskapazität pro Einheitslänge L, die verteilte Leitungsinduktanz pro Einheitslänge R, der verteilte Leitungswiderstand pro Einheitslänge und G, die verteilte Leitungskonduktanz pro Einheitslänge oder Funktionen dieser Variablen

Y(s) = √((sC + G)/(sL + R)).

Die vorliegende Erfindung schafft auch ein Verfahren der Zeitbereichsreflektometrie, das die Übertragung eines Testsignals über mindestens einen Einspeiswiderstand zu den Enden eines zu testenden Stromkabels umfasst, ferner das Empfangen eines Leitungssignals vom Kabel an diesen Enden und das Filtern des Leitungssignals zur Verstärkung eines Teils des Signals, der auf einen Fehler im Kabel hinweist, indem das Signal gemäß den elektrischen Kenndaten eines normalen Kabels des selben Typs wie das zu testende Kabel ausgeglichen wird, wobei eine Filterfunktion angelegt wird, um ein gefiltertes Signal zu generieren und auszugeben.
Zeitbereichsreflektometer, welche die vorliegende Erfindung verkörpern, können eine Software-basierte Filterung implementieren, welche im wesentlichen den eingangsseitigen Spannungsspitzeneffekt von den TDR-Antworten beseitigt. Dies erfordert eine minimale Kenntnis von den elektrischen Kabelkenndaten. Sie sind zu einer ausreichend guten Leistung in der Lage, dass sehr kleine Reflexionen von eingangsseitigen Spannungsspitzen getrennt werden können. Ferner besteht keine Notwendigkeit für besondere Belastungsbedingungen, also für Hardware-basierten Ausgleich an den Anschlüssen des zu testenden Kabels.
Die Techniken der vorliegenden Erfindung können natürlich nicht nur auf fehlerhafte Kabel angewendet werden, sondern auch auf normale oder nicht-fehlerhafte Kabel.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Zum besseren Verständnis der Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben:
1 bis 3 sind schematische Grafiken bekannter Zeitbereichsreflektometer;
4 ist ein schematischer Schaltplan von grundlegenden Signalen und Elementen in einem Zeitbereichsreflektometer;
5 ist eine Kurve, die einen Zeitbereichsreflektometer-Testimpuls, als Spannung in Volt pro Zeit in Mikrosekunden aufgezeichnet, worin unerwünschte eingangsseitige Überspannungsspitzen gezeigt werden.
6 ist eine schematische Grafik eines Zeitbereichsreflektometers, das die vorliegende Erfindung verkörpert;
7 ist eine Kurve, die unbelastete und belastete TDR Wellenformen und die Impulsflankenantwort darstellt, worin die Spannung in Volt pro Zeit in Mikrosekunden abgebildet ist;
8 ist eine grafische Teildarstellung einer Filterschaltung in einem Zeitbereichsreflektometer, das die vorliegende Erfindung verkörpert, unter Verwendung der Zeitbereichs-Signalverarbeitung;
9 ist eine Signalverarbeitungsgrafik, die die Filterschaltung von 8 darstellt, wobei der Konvolutionsfilter (Faltungsfilter) durch eine Transversal-FIR-Filteranordnung realisiert ist;
10 ist ein Fließdiagramm eines Verfahrens der Zeitbereichsreflektometrie, das in der vorliegenden Erfindung verkörpert ist, unter Verwendung von Zeitbereichsfilterung;
11 ist eine Kurve, die ein reflektiertes Signal von einem zu testenden Kabel mit und ohne die Filtration der vorliegenden Erfindung, wobei die Spannung in Millivolt pro Zeit in Mikrosekunden dargestellt ist;
12 ist ein schematisches Blockdiagramm, in dem Teile eines Zeitbereichsreflektometers, das die vorliegende Erfindung verkörpert, zur Filtrierung im Frequenzbereich dargestellt sind;
13a bis 13c sind alternative Fließdiagramme von Verfahren der Zeitbereichsreflektometrie zur Filtrierung im Frequenzbereich, die die vorliegende Erfindung verkörpern; und
14a bis 14c zeigen reflektierte Wellenformen von einem zu testenden Kabel, einmal ohne Filterung; einmal mit Frequenzbereichsfilterung unter Anwendung des Fließdiagramms der 13a; und einmal mit Frequenzbereichsfilterung unter Anwendung des Fließdiagramms der 13c.
Detaillierte Beschreibung
Glossar der Fachtermini
Technische Standard-Terminologie

TDR

– Zeitbereichsreflektometer (Time Domain Reflectometer)

RS232

– Vorrichtung zum seriellen Datenaustausch

USB

– Universal Serial Bus, eine Vorrichtung zum seriellen Datenaustausch

ADC

– Analog-Digital-Wandler.

Mathematische Standard-Termini

s

– Laplace'sche Variable, bei Schaltkreis- und Signalspezialisten bekannt;

I₀ und I₁

– Die modifizierte Bessel-Funktion nullter und erster Ordnung, wie sie in Standard-Mathematiktexten definiert ist;

δ(t)

– Die Dirac-Deltafunktion, bei Signalspezialisten bekannt;

f

– Frequenz in Hertz;

w

– Frequenz in Rad/Sekunde = 2πf

L^–1

– Inverse Laplace-Transformation

Z^–1

– Verzögerung von 1 Sample, in einem Datenabtastsystem

Standard-Terminologie für Übertragungsleitungen

R

– verteilter Leitungswiderstand pro Einheitslänge

L

– verteilte Leitungsinduktanz pro Einheitslänge

G

– verteilte Leitungskonduktanz pro Einheitslänge

C

– verteilte Leitungskapazität pro Einheitslänge

Y(s)

– Leitungseingangsadmittanz in Laplace-Form = √((sC + G)/(sL + R))

Z(s)

– Leitungseingangsimpedanz in Laplace-Form = 1/Y(s)

Y(t)

– Zeitbereichs-Konvolutionsadmittanz = L^–1Y(s)

Z₀

– Leitungs-Kennimpedanz = √(L/C)

Y₀ = 1/Z₀

Hier definierte Termini

Rf

– Einspeiswiderstand und dessen Widerstandswert

VS(s)

– Spannungssignal zum Anlegen an den Einspeiswiderstand, dargestellt in der Laplace-Domain

VS(t)

– Spannungssignal gleich VS(s), aber dargestellt im Zeitbereich

VL(s)

– in der Leitung erscheinendes Spannungssignal, dargestellt in der Laplace-Domain VL(t) – in der Leitung erscheinendes Spannungssignal, äquivalent zu VL(s), aber dargestellt im Zeitbereich

VL(n)

– in der Leitung erscheinendes Spannungssignal, äquivalent zu VL(s), aber dargestellt als Serie von Zeit-Samples

VP(s)

– Spannungssignal, das sich aus einer an VL(s) angelegten Filterungsfunktion ergibt, dar gestellt in der Laplace-Domain

VP(t)

– Spannungssignal äquivalent zu VP(s), aber dargestellt im Zeitbereich

VP(n)

– Spannungssignal äquivalent zu VP(s), aber dargestellt als Serie von Zeit-Samples

v = ((G/C) – (R/L))/2 u = ((G/C) + (R/L))/2

Vpu

= Spannung an der Spitze der Testimpuls-Vorderflanke, kein zu testendes Kabel angeschlossen

Vpl

= Spannung an der Spitze der Testimpuls-Vorderflanke, zu testendes Kabel angeschlossen

b_k ist der k-te Koeffizient eines Transversal-Digitalfilters, wobei k eine Ganzzahl 0, 1, 2, 3... ist.
Die bevorzugten Ausführungsbeispiele der Erfindung benutzen Übertragungsleitungsgleichungen, davon abgeleitete Filter in Zeit- oder Frequenzbereichen und die automatisierte Abstimmung der Filter zur Produktion einer optimalen Reduzierung des eingangsseitigen Überspannungsspitzeneffekts.
Die bekannten Übertragungsleitungsgleichungen erbringen die Übertragungsleitungs-Eingangsadmittanz Y(s) wie folgt: Y(s) = V((sC + G)/(sL + R)) (1)
Die Charakteristika der Gleichung (1) bestimmen die Antwort beim Eingang einer Übertragungsleitung, einschließlich der unerwünschten eingangsseitigen Überspannungsspitzeneffekte.
In 4 sind die essenziellen Elemente eines TDR aus dem Blockdiagramm der 2 dargestellt; die Form ist in der Schaltungs-/Signalanalyse gebräuchlich. Aus Gründen der Einfachheit sind die Prinzipien für den einseitigen (unsymmetrischen) Fall entwickelt, diese können auf Wunsch aber routinemäßig auf den symmetrischen Fall erweitert werden.
4 zeigt eine vereinfachte Darstellung der in einem Zeitbereichsreflektometer angelegten Signale, wobei ein Testsignal VS(s) über einen Einspeiswiderstand Rf an die zu testende Übertragungsleitung angelegt wird.
Unter Anwendung einer Standardnotation wird das Signal am Eingang in die Übertragungsleitung VL(s) beschrieben als: VL(s) = VS(s)/(1 + Rf.Y(s)) (2)
Für die Zwecke dieser Analyse werden alle reflektierten Signale, die zum angelegten Signal hinzukommen könnten, ignoriert.
Auch wenn die nachstehenden Prinzipien für jedes beliebige Testsignal gelten, werden aus Gründen der Deutlichkeit die Beispiele für den Fall gewählt, in dem das Testsignal ein Einzelimpuls ist.
In der Praxis enthält das Leitungssignal VL(s), wenn es im Zeitbereich VL(t) betrachtet wird, ein gewisses Ausmaß unerwünschter Überspannungsspitzen in der Antwort, wie in 5 dargestellt.
Nach Maßgabe der Erfindung wird eine Filterfunktion 1 + Rf.Y(s) (3) durch Software geschaffen, die auf das Signal VL(s) wirksam ist, wie in 6 dargestellt, um ein verarbeitetes Signal VP(s) zu erzeugen.
Das Signal VP(s) ist jetzt einfach gleich dem ursprünglich angelegten Signal VS(s), und die Effekte der Kabelkenndaten Y(s) werden entfernt sein. Alle Reflexionen, die nach dem Abschluss des angelegten Testimpulses VS(s) erscheinen, sind jetzt ohne den unerwünschten Überspannungsspitzeneffekt am Kabeleingangs sichtbar.
Im allgemeinen Fall sind die Werte für R, L, G und C, die die Quantität Y(s) ausmachen, unbekannt. Die Dinge lassen sich allerdings wie folgt vereinfachen:
Die Gleichung (1) kann entweder im Zeitbereich oder im Frequenzbereich behandelt werden.
Zeitbereichs-Methode
Unter Anwendung der standardmäßigen Laplace-Transformationstabellen sieht die Zeitbereichslösung Y(t) wie folgt aus: Y(t) = Y₀ [vI₁(vt) + I₀(vt))e–^ut + δ(t)] (4)
Das ist die Eingangsadmittanz-Impulsantwort, die eine Zeitfunktion darstellt, die mit einem Eingangssignal konvolviert werden kann, um das entsprechend Ausgangssignal zu produzieren.
Für viele praktische Anwendungen kann der Wert der Parallelkonduktanz G des Kabels als 0 betrachtet werden, woraus sich ergibt:
v = –u, was folgende Vereinfachung der Gleichung (3) ermöglicht: Y(t) = Y₀[v(I₁(vt) + I₀(vt))e^vt + δ(t)] (5) die jetzt nur zwei Unbekannte hat: Y₀ und v.
Y₀ ist der Kehrwert der Leitungs-Kennimpedanz Z₀, die aus Kabeldatenblättern leicht erfahrbar ist. Wenn nicht, kann Z₀ wie folgt bestimmt werden:
Bezugnehmend auf 4 kann das zu testende Kabel getrennt werden, um VS(t) als Impulssignal zu generieren. Da das TDR jetzt unbelastet ist, ist das gemessene Signal VL(t) gleich VS(t). Folglich kann das Signal VS(t) gemessen werden.
Jetzt kann das zu testende Kabel angeschlossen werden (Lastzustand), und das Anlegen des Impulssignals kann wiederholt werden. Diesmal gibt das Signal VL(t) die Lastantwort über die Leitung.
Es ist allgemein bekannt, dass Impulsflanken die höchsten Frequenzkomponenten eines Signals enthalten, also durch Prüfung der von den Impulsflanken erreichten Werte im unbelasteten Zustand = VS(t), und im belasteten Zustand = VL(t), und gemäß dem Ohm'schen Gesetz ist der Hochfrequenzwert der Kabelimpedanz = Z₀ durch Berechnung zu ermitteln: (Wert der Impulsflanke, belastet) = (Wert der Impulsflanke, unbelastet) × Z₄/(Z₀ + Rf) (6) so lassen sich Z₀ und damit Y₀ ermitteln.
In 7 ist ein Beispiel von unbelasteten und belasteten Wellenformen U bzw. L dargestellt.
In diesem Beispiel gilt: Rf = 125 Ohm

Wert der Impulsflanke, unbelastet = Vpu = 4 Volt.
Wert der Impulsflanke, belastet = Vpl = 1,734 Volt.

Aus der Gleichung (6) ergibt sich, Z₀ = (Rf(Vpl/Vpu))/(1 – (Vpl/Vpu)), also gilt: Z₀ = (125(1,734/4))/(1 – (1,734/4)) = 125(0,4335/0,5665) = 95,65 Ohm und Y₀ = 1/95,65 = 0,01045.
Der Filter der Gleichung (3) kann folglich jetzt in Blockdiagrammform realisiert werden, wie in 8 dargestellt.
Der Teil des Filters, der durch die Gleichung Rf.Y₀[(v(I₁)(vt) + I₀(vt))e^vt] (7) repräsentiert ist, kann in der Praxis realisiert werden, indem der Filtereingang in Samples aufgenommen und auf einen Transversal-FIR-Filter angewendet wird, dessen Koeffizienten mit den Werten der Gleichung (7) besetzt werden, wenn t von 0 bis zu einer geeignet langen Einschwingzeit variiert. Über Wirkung dieser allgemein bekannten Anordnung wird der erforderliche Konvolutionsprozess implementiert.
Das Detail einer geeigneten Realisierung des Filters der Gleichung (3) ist in 9 dargestellt.
Ein Auto-Ausgleichsmechanismus kann nun wie folgt beschrieben werden:

1. Verwendung des Datenblattwerts für Y₀ oder Ermittlung desselben mit der oben beschriebenen Methode.
2. Starten mit einem Rechenwert für v auf Basis eines angemessenen Werts von R und L.
3. Anwenden des Filters auf eine Sample-Antwort, die eine unerwünschte eingangsseitige Überspannungsspitze enthält.
4. Bewertung des Frequenzgangs des resultierenden TDR-Impulses durch Prüfung der Spur nach dem ersten vertikalen Übergang und/oder der Spur nach dem zweiten vertikalen Übergang.
5. Modifikation des Werts von v und Wiederholung des Prozesses, bis die Spur(en) nach dem Obergang optimalen Frequenzgang erreichen.
6. Wenn erwünscht, Modifizierung des Werts von Y₀ rund um den ursprünglichen Wert und Wiederholung der obenstehenden Schritte 2 bis 5, um eine optimale Antwort als Funktion von v und Y₀ zu erhalten.

In 10 ist dieser Prozess in Fließdiagrammform dargestellt.
Das ist im wesentlichen die Aufgabe einer Optimierung eines Gütemaßes als Funktion zweier Variablen.
In diesem Fall ist es wünschenswert, das Ausmaß der Transienten-Antwort in der Übertragungsleitung (Kabel) nach Anlegen des ersten Testimpulses zu minimieren. Mit anderen Worten, die gefilterte Transienten-Antwort sollte bei erster Gelegenheit auf Null abfallen und dort bleiben, wodurch nachfolgende Fehlerreflexionen besonders einfach entdeckt werden können.
Zur Ausführung dieser Optimierung bestehen unterschiedliche Maße:

(a) Das Integral der Größe der Abweichung von Null zwischen einem Punkt kurz nach dem Ende des angelegten Testsignals VS(t) und dem frühesten erwarteten Reflexionssignal nehmen.
(b) Das Integral des Quadrats der Abweichung von Null zwischen einem Punkt kurz nach dem Ende des angelegten Testsignals VS(t) und dem frühesten erwarteten Reflexionssignal nehmen.
(c) Zeitgewichtete Versionen von (a) oder (b) nehmen, um größere Anfangsabweichungen zugunsten kleinerer Abweichungen zu einem späteren Zeitpunkt zu ermöglichen.

Es wird angenommen, dass das ”beste” Maß für eine bestimmte Situation eines der oben genannten ist, oder auch andere Maße, die bei Fachleuten bekannt sind.
Es existieren auch zahlreiche Methoden, die Werte der Variablen zu finden (in diesem Fall v und Y₀), die zur optimalen Bedingung führen. Im einfachsten Fall kann die zu optimierenden Bedingung einfach für alle Kombinationen einer bestimmten Reihe von v-Werten und einer bestimmten Reihe von Y₀-Werten, die beispielsweise in einer Tabelle abgelegt sind, gemessen werden. Nachdem alle Messungen vorgenommen wurden, kann die Kombination von Werten für v und Y₀ verwendet werden, die das beste Ergebnis erbringt. Es bestehen auch andere Standardmethoden zur effizienten Lokalisierung der optimalen Werte für v und Y₀.
Die Optimierung wird vorzugsweise von einem Computerprogramm geleistet. In dem Beispiel der 10 modifiziert das Verfahren iterativ die Werte v und Y₀ und wählt das Wertepaar aus, das den besten Frequenzgang gewährleistet. Wäre Y₀ bekannt, würde das einzige v iterativ modifiziert.
In realen Kabeln können die Werte für R, L, G und C, und folglich u und v, frequenzabhängig sein. Diese Variation ist in der Zeitbereichslösung nicht dargestellt. In der Praxis konvergiert die von der oben beschriebenen Anordnung bereitgestellte Filterwirkung jedoch rasch nach einer kurzen Periode, um die große Mehrheit der unerwünschten eingangsseitigen Kabel-Oberspannungsspitzen auszugleichen.
In 11 ist die Antwort eines Musterkabels mit einem Hochwiderstandsfehler dargestellt. Die obere Kurve ist die unverarbeitete Antwort, die aus der unerwünschten eingangsseitigen Kabel-Überspannungssitze und dem Fehler-Reflexionssignal bei rund 20 μs besteht, dem Teil des Signals, das den Fehler anzeigt. Die untere Kurve zeigt das Signal nach der Verarbeitung durch die oben beschriebene Anordnung. Die substanzielle Beseitigung der unerwünschten Überspannungsspitze und die anschließende Verstärkung des Fehler-Reflexionssignals sind offensichtlich.
Frequenzbereich-Methode
Wenn eine geeignete Verarbeitung verfügbar ist, kann die Filterung alternativ auch im Frequenzbereich durchgeführt werden. Aus der Gleichung (1) lässt sich die Gleichung für die Übertragungsleitungsadmittanz im Frequenzbereich abschreiben: Y(S) = Y₀√((s + u + v)/(s +– u – v)) (8) wenn G = 0 (wie üblich), dann gilt: Y(s) = Y₀√(s/(s + 2u)) (9)
Mehrere Optionen stehen zur Bildung eines Frequenzbereichfilters zur Verfügung, der auf Signale mittels der Fast-Fourier-Transformation (FFT) angewendet werden kann.
Bei dieser Methode wird die erforderliche Konvolution (Faltung) des mit der Filterfunktion zu verarbeitenden Signals im Frequenzbereich durchgeführt, wofür die allgemein bekannte Technik zur Anwendung kommt, bei der die Fourier-Transformationen des Signals und die Filterfunktion multipliziert werden, und anschließend die inverse Fourier-Transformation zur Berechnung des Endergebnisses zur Ansicht im Zeitbereich genommen wird.
In 12 ist die allgemeine Anordnung der Frequenzbereich-Methode für den Filter dargestellt.
Option a)
Wie bei der Zeitbereichsmethode ist eine erste Option die Annäherung von Y₀ als Umkehrung der hf Kabelimpedanz und die anschließende Abstimmung von u auf maximalen Frequenzgang. Die tatsächlichen Komponenten des Filters bei den einzelnen Frequenzen lassen sich berechnen als: Realer Teil (1 + Rf.Y₀√(jw/(jw + 2u))) und Imaginärer Teil (1 + RfY₀√(jw/(jw + 2u))), wobei j = √(–1) und w = die interessierende Frequenz in Rad pro Sekunde.
Option b)
Wenn die Werte für R, L, C und G bekannt sind, kann der Filter mit Hilfe folgender Elemente konstruiert werden:
Realer Teil (1 + Rf√((jwC + G)/(jwL + R))) und Imaginärer Teil (1 + Rf√((jwC + G)/(jwL + R))). Wenn in diesem Fall R, L, G und C frequenzabhängig sind, kann damit ein präziserer Ausgleichsfilter geschaffen werden.
Option c)
Wenn das Kenndatum Z(s) explizit gemessen werden kann, z. B. durch Inspektion eines Kabel-Testsignals und des entsprechenden Stroms, kann Y(s) = 1/Z(s) dazu benutzt werden, einen nahezu perfekten Ausgleichsfilter zu schaffen, der mittels folgender Elemente konstruiert wird:
Realer Teil (1 + RfY(jw)) und Imaginärer Teil (1 + RfY(jw)).
Option a) ist grundsätzlich eine Technik im Frequenzbereich, die ein ähnliches Ergebnis wie die Zeitbereichsmethode bringt. Sie ist jedoch effizienter, da die FFT-Methode im Vergleich zu Zeitbereichs-Konvolutionsfiltern wesentlich weniger Berechnungen benötigt.
Wie in 13a dargestellt, ist der Prozess der Option a) in Fließdiagrammform dargestellt. Er umfasst folgende Schritte:

1. Verwendung eines Datenblattwerts für Y₀ oder Ermittlung desselben mit der oben beschriebenen Methode.
2. Starten mit einem Rechenwert für u auf Basis eines angemessenen Werts von R und L.
3. Anwenden des Filters auf eine Abtastantwort, die unerwünschte eingangsseitige überspannungsspitzen aufweist.
4. Bewertung des Frequenzgangs des resultierenden TDR-Impulses durch Prüfung der Spur nach dem ersten vertikalen Übergang und/oder der Spur nach dem zweiten vertikalen Übergang.
5. Modifikation des Werts von u und Wiederholung des Prozesses, bis die Spur(en) nach dem Übergang optimalen Frequenzgang erreichen.
6. Wenn erwünscht, Modifizierung des Werts von Y₀ rund um den ursprünglichen Wert und Wiederholung der obenstehenden Schritte 2 bis 5, um eine optimale Antwort als Funktion von u und Y₀ zu erhalten.

Option b) ist in 13b dargestellt und vermeidet die Suche nach einer besten Passung, indem Kabeldaten benutzt werden, sofern bekannt.
Option c) ist in 13c dargestellt und kann den besten Ausgleichsfilter bereitstellen, wenn die Kabeleingangs-Kennimpedanz durch Messungen ermittelt werden kann.
In 14a ist die unverarbeitete Antwort für ein Musterkabel dargestellt, einschließlich des unerwünschten eingangsseitigen Überspannungsspitzensignals.
In 14b ist die Antwort nach der Verarbeitung im Frequenzbereich mittels der Methode der oben beschriebenen Option a) dargestellt. So wie bei der oben beschriebenen Zeitbereichsanordnung sind die substanzielle Beseitigung der unerwünschten Überspannungsspitzen und die anschließende Verstärkung des Fehler-Reflexionssignals erneut offensichtlich.
In 14c ist die Antwort nach Verarbeitung im Frequenzbereich mittels der oben beschriebenen Methoden-Option c) dargestellt. In diesem Fall bietet die Beseitigung des eingangsseitigen Überspannungsspitzensignals eine weitere signifikante Verbesserung.
Die vielen Merkmale und Vorteile dieser Erfindung ergeben sich aus der detaillierten Spezifikation; in den angehängten Ansprüchen sollen dem gemäß alle Merkmale und Vorteile der Erfindung erfasst werden, die den Prinzipien und dem Geltungsbereich der Erfindung entsprechen. Angesichts der für Fachpersonen ohne weiteres erkennbaren, zahlreichen Modifikationen und Variationen ist nicht beabsichtigt, die Erfindung auf die exakte Konstruktion und Operation gemäß voranstehender Beschreibung zu beschränken. Das bedeutet, dass eine Berufung auf alle geeigneten Modifikationen und Äquivalente zulässig ist, die in den Geltungsbereich der Erfindung fallen.

Claims

Zeitbereichsreflektometer zum Prüfen eines Stromkabels, das Folgendes umfasst: einen Testsignalgenerator; mindestens einen Einspeiswiderstand, der zwischen dem Testsignalgenerator und einem Anschlusspaar zur Verbindung mit den Enden des zu testenden Stromkabels angeschlossen ist; und einen Signalprozessor, der mit den Anschlüssen verbunden ist, um ein Leitungssignal zu empfangen, einschließlich einer Reflexion eines Testsignals, das in das zu testende Kabel übertragen wird; wobei der Signalprozessor so programmiert ist, dass er das Leitungssignal filtert, um einen Teil des Signals, der auf einen Fehler im Kabel hinweist, zu verstärken, indem das Signal gemäß den elektrischen Kenndaten eines normalen Kabels des selben Typs wie das zu testende Kabel abgeglichen wird und hierzu eine Filterfunktion 1 + Rf.Y(s) an das reflektierte Signal angesetzt wird, wobei Rf der Widerstandswert des Einspeiswiderstands und Y(s) eine Berechnung der Eingangsadmittanz der Übertragungsleitung ist (s ist die Laplace'sche Variable), und indem mindestens eine Berechnung von Y(s) aus bekannten oder berechneten elektrischen Kenndaten des zu testenden Kabels gewonnen wird, ausgewählt aus den folgenden Variablen: C, die verteilte Leitungskapazität pro Einheitslänge L, die verteilte Leitungsinduktanz pro Einheitslänge R, der verteilte Leitungswiderstand pro Einheitslänge und G, die verteilte Leitungskonduktanz pro Einheitslänge oder Funktionen dieser Variablen in der Gleichung für die Eingangsadmittanz in der Laplace-Domain: Y(s) = √((sC + G)/(sL + R)).
Zeitbereichsreflektometer gemäß Anspruch 1, das eine Benutzerschnittstelle zur Eingabe von Berechnungen der elektrischen Kenndaten des zu testenden Kabels umfasst.
Zeitbereichsreflektometer gemäß Anspruch 1 oder 2, das ein Display für das gefilterte Signal umfasst.
Zeitbereichsreflektometer gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, in dem der Signalprozessor zur dynamischen Filterung des Leitungssignals durch iterative Modifizierung von Werten einer oder zwei Berechnungen der elektrischen Kenndaten und zum Auswählen aus diesem Wert bzw. aus diesen Werten zur Optimierung der Verstärkung des betreffenden Teils des Signals programmiert ist.
Zeitbereichsreflektometer gemäß Anspruch 4, in dem das Testsignal einen Impuls umfasst und der Signalprozessor so programmiert ist, dass er aus den betreffenden Werten der Berechnung oder Berechnungen den Wert bzw. die Werte auswählt, welche den Frequenzgang des Teils des Leitungssignals für die Periode optimieren, die mit der ersten Erscheinung einer Reflexion des Impulses enden.
Zeitbereichsreflektometer gemäß Anspruch 4 oder 5, in dem zwei berechnete elektrische Kenndaten Y₀ und v sind, wobei: Y₀ = (L/C)^–½ und v = ½ ((G/C) – R/L)).
Zeitbereichsreflektometer gemäß Anspruch 6, in dem der Signalprozessor so programmiert ist, dass er eine Berechnung von Y₀ empfängt und iterativ Werte von v modifiziert, um eine beste Berechnung zu generieren, welche die Verstärkung optimiert.
Zeitbereichsreflektometer gemäß Anspruch 6, in dem der Signalprozessor so programmiert ist, dass er Berechnungen von Y₀ und v iterativ modifiziert, um beste Berechnungen zu generieren, die die Verstärkung optimieren.
Zeitbereichsreflektometer gemäß Anspruch 4 oder 5, in dem zwei berechnete elektrische Kenndaten Y₀ und u sind, wobei Y₀ = (L/C)^–½ und u = ½((G/C) + (R/L)).
Zeitbereichsreflektometer gemäß Anspruch 9, in dem der Datenprozessor so programmiert ist, dass er eine Berechnung von Y₀ empfängt und iterativ Werte von u modifiziert, um eine Bestberechnung zu generieren, die die Verstärkung optimiert.
Zeitbereichsreflektometer gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, das Mittel zum Messen von Z(s) = 1/Y(s) des zu testenden Kabels umfasst und wobei der Signalprozessor so programmiert ist, dass er diesen Wert zur Berechnung von Y(s) benutzt.
Verfahren der Zeitbereichsreflektometrie, umfassend die Übertragung eines Testsignals durch mindestens einen Einspeiswiderstand an die Enden eines zu testenden Stromkabels, das Empfangen eines Leitungssignals von dem Kabel an diesen Enden und das Filtern des Leitungssignals zur Verstärkung eines Teils des Signals, der einen allfälligen Fehler im Kabel anzeigt, indem das Signal nach Maßgabe der elektrischen Kenndaten eines normalen Kabels des selben Typs wie das zu testende Kabel durch Anwenden einer Filterfunktion zur Generierung und Ausgabe eines gefilterten Signals abgeglichen wird.
Verfahren gemäß Anspruch 12, umfassend das Eingeben der Berechnungen der elektrischen Kenndaten des zu testenden Kabels.
Verfahren gemäß Anspruch 12 oder 13, das die Anzeige des gefilterten Signals umfasst.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 12 bis 14, umfassend das dynamische Filtern des Leitungssignals durch iterative Modifizierung von Werten einer oder zwei Berechnungen der elektrischen Kenndaten und das Auswählen aus diesem Wert oder diesen Werten, um die Verstärkung des entsprechenden Teils des Signals zu optimieren.
Verfahren gemäß Anspruch 15, in dem das Testsignal einen Impuls umfasst und das die Auswahl des Werts bzw. der Werte aus den entsprechenden Werten der Berechnung(en) umfasst, die den Frequenzgang des Teils des Leitungssignals für die mit der ersten Erscheinung einer Reflexion des Impulses endende Periode optimiert.
Verfahren gemäß Anspruch 15 oder 16, in dem zwei berechnete elektrische Kenndaten Y₀ und v sind, wobei: Y₀ = (L/C)^-½ und v = ½((G/C) – R/L)).
Verfahren gemäß Anspruch 17, umfassend das Empfangen einer Berechnung von Y₀ und das iterative Modifizieren von Werten von v zur Generierung einer Bestberechnung, welche die betreffende Verstärkung optimiert.
Verfahren gemäß Anspruch 17, das die iterative Modifizierung von Werten für Y₀ und v zur Generierung einer Bestberechnung von Y₀ und v umfasst, die die betreffende Verstärkung optimiert.
Verfahren gemäß Anspruch 15 oder 16, in dem zwei berechnete elektrische Kenndaten Y₀ und u sind, wobei: Y₀ = (L/C)^–½ und u = ½((G/C) + (R/L)).
Verfahren gemäß Anspruch 20, umfassend das Empfangen einer Berechnung von Y₀ und das iterative Modifizieren der Werte für u zur Generierung einer Bestberechnung, die die betreffende Verstärkung optimiert.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 12 bis 14, umfassend das Messen von Z(s) = 1/Y(s) des zu testenden Kabels und Nutzung desselben für die Berechnung von Y(s).