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Die
Erfindung betrifft einen mikroelektromechanischen Oszillator mit
einem Schwingungserreger, der mindestens einen Aktor und eine Ansteuereinrichtung
dafür aufweist, wobei der Aktor mit einer in Schwingung
zu versetzenden Masse in Antriebsverbindung steht, mit einer Messvorrichtung
zur Erfassung eines von der Schwingung der Masse abhängigen
Messsignals, wobei die Messvorrichtung derart mit der Ansteuereinrichtung
in einen Oszillator-Regelkreis geschaltet ist, dass die Masse zur Schwingung
mit einer Resonanzfrequenz angeregt wird, wobei die Messvorrichtung
mindestens einen mikroelektromechanischen kapazitiven Sensor umfasst,
der Elektroden aufweist, die in Abhängigkeit von der Auslenkung
der Masse aufeinander zu und voneinander weg bewegbar sind.
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Eine
derartiger Oszillator ist aus Green, J. et al. „Single-Chip
Surface Micromachined Integrated Gyroskope With 50°/h Allan
Deviation", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Hand
37, Nr. 12 (2002), Seiten 1860–1866 bekannt. Der
Oszillator ist Teil eines Gyroskops, das eine bewegbar gelagerte
Masse aufweist, die aus einer Ruhelage entgegen einer Federkraft
einer ersten Feder in Richtung einer ersten Achse und rechtwinklig
dazu entgegen einer Federkraft einer zweiten Feder in Richtung einer
zweiten Achse auslenkbar ist. Das Gyroskop weist eine Anregungseinrichtung
auf, mittels der die Masse in Richtung der ersten Achse in eine
Primärschwingung versetzt wird. Die Bewegung der Masse
in Richtung der ersten Achse wird mit Hilfe eines primären
kapazitiven Sensors gemessen. Der Sensor ist als differentieller Sensor
mit einem nichtinvertierenden ersten Messsignalausgang und einem
invertierenden zweiten Messsignalausgang ausgestaltet.
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Das
Messsignal des Sensors wird mit Hilfe eines Operationsverstärkers
verstärkt. Dieser hat einen nichtinvertierenden Verstärkereingang,
einen invertierenden Verstärkereingang, einen nichtinvertierenden
Verstärkerausgang und invertierenden Verstärkerausgang.
Der nichtinvertierende Verstärkerausgang ist über
einen ersten ohmschen Rückkopplungswiderstand mit dem invertierenden
Verstärkereingang verbunden. In entsprechender Weise ist
der invertierende Verstärkerausgang über einen
zweiten ohmschen Rückkopplungswiderstand mit dem nichtinver tierenden
Verstärkereingang verbunden. In Abhängigkeit von
dem so erhaltenen Messsignal wird eine Rechteckspannung erzeugt
und an einen die Masse in Richtung der ersten Achse in Schwingung versetzenden
Aktor angelegt. Die Phasenlage der Rechteckspannung wird so gewählt,
dass die Masse zur Schwingung mit einer Resonanz-Grundfrequenz angeregt
wird. Beim Einschalten des Oszillators wird die Schwingung durch
das im Ausgangssignal des Operationsverstärkers enthaltene
Rauschen gestartet.
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Eine
Drehung der Masse um eine rechtwinklig zu der ersten Achse und der
zweiten Achse verlaufende Rotationsachse erzeugt eine Coriolis-Kraft, die
eine Sekundärschwingung der Masse in Richtung der zweiten
Achse bewirkt. Die entsprechende Auslenkung wird mit Hilfe eines
sekundären kapazitiven Sensors gemessen, dessen Messsignal
mit Hilfe eines Messverstärkers verstärkt wird.
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Der
Oszillator hat den Nachteil, dass er aufgrund des Phasengangs seines
Regelkreises auch zur Schwingung mit einer Störschwingung
angeregt werden kann, deren Frequenz höher ist als die
Resonanz-Grundfrequenz. Bei der Störschwingung hat die Messvorrichtung
jedoch eine geringere Sensitivität als bei der Resonanz-Grundfrequenz.
Ungünstig ist außerdem, dass der Oszillator noch
ein relativ großes Phasenrauschen aufweist, das einen Jitter
der Oszillatorschwingung verursacht. Außerdem ist die Stromaufnahme
noch relativ hoch.
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Es
besteht deshalb die Aufgabe, einen Oszillator der eingangs genannten
Art zu schaffen, bei dem die Gefahr, dass der Oszillator mit einer
Eigenresonanzfrequenz schwingt, die höher ist als die Resonanz-Grundfrequenz,
vermieden oder zumindest reduziert ist. Außerdem soll der
Oszillator eine geringe Stromaufnahme und ein niedriges Phasenrauschen
ermöglichen.
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Diese
Aufgabe wird dadurch gelöst, dass die Messvorrichtung im
Oszillator-Regelkreis ein Positionssensor-Interface aufweist, das
mit mindestens einem Eingangsanschluss mit dem Sensor und mit wenigstens
einem Ausgangsanschluss mit der Ansteuereinrichtung verbunden ist,
und dass im Oszillator-Regelkreis ein Phasenschieber vorgesehen
ist.
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Unter
einem Positionssensor-Interface wird eine Schaltung verstanden,
die ein der Position der schwingenden Masse entsprechendes Signal
bereitstellt. Durch das in den Oszillator-Regelkreis geschaltete
Positionssensor-Interface und den damit in Reihe geschalteten Phasenschieber
wird die Schleifenverstärkung des Oszillator-Regelkreises
bei hohen Frequenzen herabgesetzt, wodurch die Gefahr, dass der
Aktor und die damit in Antriebsverbindung stehende schwingungsfähige
Masse mit einer Frequenz oberhalb der Resonanz-Grundfrequenz zur Schwingung
angeregt wird, reduziert wird. Die Phasenverschiebung des Phasenschiebers
ist derart gewählt, dass ein Schwingkreis gebildet wird
und beträgt vorzugswiese etwa 90°. Das Positionssensor-Interface
ist bevorzugt als Ladungsintegrator und insbesondere als zeitkontinuierlicher
Ladungsintegrator ausgestaltet, der ein geringes Rauschen im Oszillator-Regelkreis
und damit eine entsprechend geringere Stromaufnahme des Oszillators
ermöglicht. Der Oszillator ist daher besonders gut für
einen Batterie- oder Akkubetrieb geeignet.
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In
vorteilhafter Weise kann der erfindungsgemäße
mikroelektromechanische Oszillator auch als Referenzoszillator bzw.
Zeitgeber (Clock) verwendet werden. Dieser erfindungsgemäße
Oszillator hat gegenüber einem herkömmlichen Quarz-Oszillator
den Vorteil, dass er auf einfache Weise mittels eines Standard-Halbleiterprozesses
ggf zusammen mit anderen elektronischen Schaltungskomponenten in
einen Halbleiterchip integriert werden kann. Dadurch können
die Kosten für die Bereitstellung des Referenzoszillators
und somit die Gesamtkosten für eine elektronische Schaltung
erheblich gesenkt werden. Außerdem hat der erfindungsgemäße
mikroelektromechanische Oszillator den Vorteil, dass er wesentlich
weniger Strom verbraucht als ein entsprechender Quarz-Oszillator.
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Bei
einer Weiterbildung der Erfindung ist im Oszillator-Regelkreis vorzugsweise
zwischen dem Positionssensor-Interface und dem Phasenschieber ein
Stellglied zur Einstellung der Schleifenverstärkung des
Oszillator-Regelkreises angeordnet, wobei das Stellglied mit einem
Amplitudenregler für den Oszillator-Regelkreis in Steuerverbindung
steht. Mit Hilfe des Amplitudenregelkreises wird die Schleifenverstärkung
des Oszillator-Regelkreises so eingestellt, dass sie bei der Resonanz-Grundfrequenz
des Oszillators etwa gleich 1 ist und dass sie bei Frequenzen, die
deutlich oberhalb der Resonanz-Grundfrequenz liegen, kleiner als
1 ist, so dass der Oszillator nur mit der Resonanz-Grundfrequenz
schwingen kann.
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Vorteilhaft
ist, wenn der Phasenschieber als Integrationsverstärker
ausgestaltet ist. Im Oszillator-Regelkreis ergibt sich dadurch ein
niedriges Rauschen.
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Bei
einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung ist das Stellglied
zur Einstellung der Schleifenverstärkung des Oszillator-Regelkreises
zwischen dem Ausgangsanschluss des Positionssensor-Interfaces und
einem Eingang des Phasenschiebers angeordnet. Dadurch ergibt sich
ein einfacher Aufbau der aus der Ansteuereinrichtung und der Messvorrichtung
bestehenden elektrischen Schaltung.
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Bei
einer Weiterbildung der Erfindung weist das Stellglied zur Einstellung
der Schleifenverstärkung ein Multiplizierglied auf, das
mit einem ersten Multipliziergliedeingang mit dem Ausgangsanschluss des
Positionssensor-Interfaces, mit einem zweiten Multipliziergliedeingang
mit einem Reglerausgang eines Amplitudenreglers und mit einem Multipliziergliedausgang
mit dem Eingang des Phasenschiebers verbunden ist, wobei der Amplitudenregler
einen mit dem Ausgangsanschluss des Positionssensor-Interfaces verbundenen
Reglereingang aufweist. Die Schleifenverstärkung im Oszillator-Regelkreis
wird dann bei der Resonanz-Grundfrequenz automatisch auf den Wert
1 eingestellt, dass der Oszillator mit der Resonanz-Grundfrequenz
schwingt und dass die Regelschleife Frequenzen höherer
Ordnung dämpft.
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Bei
einer zweckmäßigen Ausführungsform der
Erfindung weist das Multiplizierglied eine spannungsgesteuerte Stromquelle
auf, insbesondere eine Gilbert-Zelle. Das Multiplizierglied ist
dann kostengünstig in einen Halbleiterchip integrierbar.
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Der
Amplitudenregler weist bevorzugt einen Gleichrichter auf, der mit
einem Gleichrichtereingang mit dem Ausgangsanschluss des Positionssensor-Interfaces
und mit einem Gleichrichterausgang mit einem Schleifenfilter und
in der Folge mit dem zweiten Multipliziergliedeingang verbunden
ist. Auch durch diese Maßnahme wird auf einfache Weise
eine automatische Einstellung der Schleifenverstärkung
im Oszillator-Regelkreis ermöglicht.
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Vorteilhaft
ist, wenn zwischen dem Gleichrichterausgang und dem zweiten Multipliziergliedeingang
ein Addier- und/oder Subtrahierglied angeordnet ist, das mit einem
ersten Eingang direkt oder indirekt mit dem Gleichrichterausgang,
mit einem zweiten Eingang mit einem Referenzwertgeber und mit einem
Ausgang direkt oder indirekt mit dem zweiten Multipliziergliedeingang
verbunden ist. Mit Hilfe des Referenzwertgebers kann dann der Sollwert
für die Schleifenverstärkung vorgegeben werden.
Wenn die Amplitude größer ist als der Sollwert,
wird die Schleifenverstärkung im Oszillator-Regelkreis
automatisch reduziert und wenn die Amplitude größer
ist als der Sollwert, wird die Schleifenverstärkung im
Oszillator-Regelkreis automatisch erhöht.
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Vorteilhaft
ist, wenn das Positionssensor-Interface einen Operationsverstärker
aufweist, der mindestens den Eingangsanschluss bildenden Verstärkereingang
und wenigstens einen den Ausgangsanschluss bildenden Verstärkerausgang
hat, der über mindestens einen Integrationskondensator
mit dem Eingangsanschluss rückgekoppelt ist, und wenn der mindestens
eine Eingangsanschluss über einen hochohmigen elektrischen
Widerstand mit einem Anschluss für ein elektrisches Gleichtakt-Referenzpotential
verbunden ist. Dadurch ist es möglich, das Gleichtakt-Referenzpotential
auf einen vorbestimmten Wert zu legen und dadurch die Resonanzfrequenz
des aus der Masse und der ersten Feder gebildeten Primärresonators
einzustellen, Dadurch ist es sogar möglich, die Resonanz-Grundfrequenz
des aus der Masse und der ersten Feder gebildeten Primärresonators
und die Resonanzfrequenz des aus der Masse und der zweiten Feder
gebildeten Sekundäroszillators aufeinander abzustimmen.
Da aufgrund der mit dem Gleichtakt-Referenzpotential verbundenen
Widerstände ein Rücksetzen des Integrationskondensators
nicht erforderlich ist, kann der Integrationskondensator unterbrechungsfrei
für die Messung genutzt werden. Die Messvorrichtung ermöglicht
außerdem einen definierten Gleichspannungspegel am Ausgang
des Operationsverstärkers. Ferner ist die Messvorrichtung
unempfindlich gegenüber einer Offsetspannung des Sensors.
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Vorteilhaft
ist, wenn der hochohmige elektrische Widerstand durch einen FET,
insbesondere einen MOSFET gebildet ist, der mit seiner Source-Drain-Strecke
den Eingangsanschluss mit dem Anschluss für das Gleichtakt-Referenzpotential
verbindet und mit seinem Gate an einer Steuerspannung anliegt. Der
hochohmige Widerstand kann dadurch kostengünstig und Platz
sparend zusammen mit dem Operationsverstärker und ggf weiteren
elektrischen Schaltungskomponenten in einen Halbleiterchip integriert
werden.
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Zweckmäßigerweise
ist die Steuerspannung kleiner als die Schwellenspannung des MOSFETs. Dadurch
wird ein sehr hochohmiger elektrischer Widerstand ermöglicht.
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Bei
einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung weist die Messvorrichtung
zum Erzeugen der Steuerspannung eine Spannungsquelle auf, deren Quellenausgang
mit dem Gate des MOSFETs verbunden ist, wobei die Spannungsquelle
einen Steuereingang hat, der derart mit dem Anschluss für
das Gleichtakt-Referenzpotential in Steuerverbindung steht, dass
beim Auftreten einer Änderung des Gleichtakt-Referenzpotentials
der elektrische Widerstand der Source-Drain-Strecke des MOSFETs
im Wesentlichen konstant bleibt. Das Gleichtakt-Referenzpotential
kann dann auf einfache Weise verstellt werden, ohne den Wert des
hochohmigen elektrischen Widerstands zu verändern.
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Bei
einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung ist der
kapazitive Sensor als differentieller Sensor mit einem nichtinvertierenden
ersten Messsignalausgang und einem invertierenden zweiten Messsignalausgang
und der Operationsverstärker als differentieller Operationsverstärker
mit einem nichtinvertierenden ersten Eingangsanschluss, einem invertierenden
zweiten Eingangsanschluss, einem nichtinvertierenden ersten Ausgangsanschluss und
einem invertierenden zweiten Ausgangsanschluss ausgestaltet, wobei
der erste Messsignalausgang mit dem ersten Eingangsanschluss und
der zweite Messsignalausgang mit dem zweiten Eingangsanschluss verbunden
ist, wobei der erste Ausgangsanschluss über einen ersten
Integrationskondensator mit dem zweiten Eingangsanschluss und der
zweite Ausgangsanschluss über einen zweiten Integrationskondensator
mit dem ersten Eingangsanschluss rückgekoppelt ist, und
wobei der erste Eingangsanschluss über einen hochohmigen
ersten Widerstand und der zweite Eingangsanschluss über
einen hochohmigen zweiten Widerstand mit dem Anschluss für
das Gleichtakt-Referenzpotential verbunden ist. Die Messvorrichtung
ist also als differentielle Messvorrichtung ausgestaltet und ermöglicht
dadurch eine größere Messempfindlichkeit. Die
hochohmigen Widerstände weisen bevorzugt etwa den gleichen
Widerstandswert auf.
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Zweckmäßigerweise
weist der Operationsverstärker zusätzlich zu dem
ersten Eingangsanschluss einen ersten nichtinvertierenden Hilfseingang
und zusätzlich zu dem zweiten Eingangsanschluss einen zweiten
invertierenden Hilfseingang auf, wobei der zweite Ausgangsanschluss
mit einem nichtinvertierenden ersten Tiefpasseingang eines Tiefpasses
und der erste Ausgangsanschluss mit einem invertierenden zweiten
Tiefpasseingang des Tiefpasses verbunden ist, und wobei ein nichtinvertierender
erster Tiefpassausgang mit dem ersten Hilfseingang und ein invertierender
zweiter Tiefpassausgang des Tiefpasses mit dem zweiten Hilfseingang
verbunden ist. Der Arbeitspunkt des Operationsverstärkers
wird dabei mit einem tiefpassgefilterten Signal eingestellt, so
dass die den Hilfseingängen zugeordneten Schaltungsteile
des Operationsverstärkers niederfrequent ausgelegt sein
können.
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Es
ist aber auch möglich, dass der Operationsverstärker
zusätzlich zu dem ersten Eingangsanschluss einen ersten
nichtinvertierenden Hilfseingang und zusätzlich zu dem
zweiten Eingangsanschluss einen zweiten invertierenden Hilfseingang aufweist,
wobei der zweite Ausgangsanschluss mit einem invertierenden ersten
Tiefpasseingang eines Tiefpasses und der erste Ausgangsanschluss
mit einem nichtinvertierenden zweiten Tiefpasseingang des Tiefpasses
verbunden ist, und wobei ein invertierender erster Tiefpassausgang
mit dem ersten Hilfseingang und ein nichtinvertierender zweiter
Tiefpassausgang des Tiefpasses mit dem zweiten Hilfseingang verbunden
ist. Auch bei dieser Ausgestaltung der Erfindung wird der Arbeitspunkt
des Operationsverstärkers mit einem tiefpassgefilterten
Signal eingestellt.
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Vorteilhaft
ist, wenn der zweite Ausgangsanschluss über ein erstes
Widerstandselement mit dem ersten Tiefpasseingang und der erste
Ausgangsanschluss über einen zweites Widerstandselement
mit dem zweiten Tiefpasseingang verbunden ist, und wenn der erste
Tiefpasseingang über ein drittes Widerstandselement mit
dem zweiten Tiefpasseingang verbunden ist. Das so gebildete Widerstandsnetzwerk
ermöglicht eine Messvorrichtung, deren Ausgangssignal eine
hohe Amplitude aufweist.
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Zweckmäßigerweise
hat der Tiefpass mindestens eine spannungsgesteuerte Stromquelle,
deren Ausgang mit einem Integrationseingang eines Miller-Integrators
verbunden ist. Der Tiefpass kann dadurch besser in einen Halbleiterchip
integriert werden. Ein aufwändiger und teurer externer
Kondensator kann dabei eingespart werden.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der
erste Tiefpasseingang mit einem Eingang eines ersten Transconductors
und der zweite Tiefpasseingang mit einem Eingang eines zweiten Transconductors
verbunden, wobei der erste Tiefpassausgang mit einem Ausgang des
ersten Transconductors und der zweite Tiefpassausgang mit einem
Ausgang des zweiten Transconductors verbunden ist, und wobei der
Ausgang des zweiten Transconductors über einen ersten Gegenkopplungszweig mit
einem ersten Gegenkopplungsanschluss des ersten Transconductors
und der Ausgang des ersten Transconductors über einen zweiten
Gegenkopplungszweig mit einem zweiten Gegenkopplungsanschluss des
zweiten Transconductors verbunden ist. Die Messvorrichtung ermöglicht
dadurch eine hohe Ausgangsamplitude und eine weitgehend lineare Verstärkung
des Sensor-Messsignals.
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Nachfolgend
ist ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der Zeichnung
näher erläutert. Es zeigt:
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1 eine
schematische Darstellung eines Gyroskops, das einen mikroelektromechanischen Oszillator
und eine Messeinrichtung zur Messung einer durch eine Corioliskraft
bewirkten Auslenkung einer Masse aufweist,
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2 ein
Blockschaltbild des mikroelektromechanischen Oszillators,
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3 ein
Schaltbild einer Messvorrichtung zur Messung einer Primärschwingung
der Masse des Oszillators,
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4 ein
Schaltbild einer Verstärkerschaltung für einen
Ladungsintegrator, wobei die Verstärkerschaltung einen
Operationsverstärker aufweist, dessen Ausgang über
einen Tiefpass mit dem Verstärkereingang des Operationsverstärkers
rückgekoppelt ist,
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5 ein
Schaltbild eines Transkonduktanzverstärkers (Gm-Zelle)
des Tiefposses,
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6 ein
Schaltbild eines Integrationsverstärkers mit verstellbarer
Verstärkung,
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7 ein
Schaltbild eines Amplitudenreglers des Oszillators, und
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8 eine
graphische Darstellung der Schleifenverstärkung und des
Phasengangs eines Oszillator-Regelkreises, wobei auf der Abszisse
die Kreisfrequenz und auf der Ordinate die Verstärkung M
in dB bzw. der Phasenwinkel φ in Grad aufgetragen sind.
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Ein
in 1 im Ganzen mit 1 bezeichnetes Gyroskop
hat einen Oszillator mit einer Masse 2, die mikromechanisch
an einer in der Zeichnung nicht näher dargestellten Halterung
entlang einer ersten Achse 3 entgegen der Rückstellkraft
eines Paars erster Federn 4 und entlang einer rechtwinklig
dazu verlaufenden zweiten Achse 5 entgegen der Rückstellkraft eines
Paar zweiter Federn 6 aus einer Ruhelage auslenkbar gelagert
ist. Die Halterung kann beispielsweise ein Halbleiterchip sein,
auf oder in dem die Masse 2 angeordnet ist.
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Der
Oszillator hat einen Schwingungserreger, mittels dem die Masse 2 um
die Ruhelage in Richtung der ersten Achse 3 in Schwingungen
versetzt wird. Der Schwingungserreger weist kapazitive Aktoren 7a, 7b mit
jeweils einer ersten und einer zweiten Elektrode auf. Die erste
Elektrode ist jeweils mit der Halterung und die zweite Elektrode
jeweils mit der Masse 2 verbunden.
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Zur
Erfassung eines von der Schwingung der Masse abhängigen
Messsignals hat der Oszillator eine Messvorrichtung 8,
die primäre kapazitive Sensoren 9a, 9b aufweist.
In 1 ist erkennbar, dass die Masse 2 zwischen
den primären Sensoren 9a, 9b angeordnet
ist. Jeder primäre Sensor 9a, 9b hat
jeweils eine mit der Masse 2 verbundene erste Elektrode
und eine mit der Halterung verbundene zweite Elektrode.
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Wenn
die Masse 2 in Richtung der ersten Achse 3 aus
ihrer Ruhelage verschoben wird, bewegen sich die Elektroden des
einen primären Sensors 9a, 9b aufeinander
zu und die Elektroden des anderen primären Sensors 9b, 9a voneinander
weg. Dadurch ändern sich die Messsignale der primären
Sensoren 9a, 9b in zueinander entgegengesetzte
Richtungen.
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Die
Messvorrichtung 8 ist derart mit einer die Aktoren 7a, 7b ansteuernden
Ansteuereinrichtung 10 in einen Oszillator-Regelkreis geschaltet,
dass die Masse 2 mit einer Resonanz-Grundfrequenz zur Schwingung
angeregt wird.
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Wenn
die Halterung und damit die Lage der Masse 2 um eine normal
zur ersten Achse 3 und zur zweiten Achse 5 angeordnete
Rotationsachse verdreht wird, tritt an der Masse 2 eine
Corioliskraft auf, die in Richtung der zweiten Achse 5 wirkt
und die Masse 2 entgegen der Rückstellkräfte
der zweiten Federn 6 in Richtung der zweiten Achse 5 aus
der Ruhelage ausgelenkt.
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Zur
Messung dieser Auslenkung weist das Gyroskop 1 eine Messeinrichtung 11 auf
die zwei sekundäre mikroelektromechanische kapazitive Sensoren 12a, 12b und
eine damit verbundene Auswerteschaltung 13 umfasst. In 1 ist
erkennbar, dass die Masse 2 zwischen den sekundären
Sensoren 12a, 12b angeordnet ist. Jeder sekundäre
Sensor 12a, 12b hat jeweils eine mit der Prüfmasse 2 verbundene
erste Elektrode und eine mit der Halterung verbundene zweite Elektrode.
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Wenn
die Masse 2 in Richtung der zweiten Achse 5 aus
ihrer Ruhelage verschoben wird, bewegen sich die Elektroden des
einen sekundären Sensors 12a, 12b aufeinander
zu und die Elektroden des anderen sekundären Sensors 12b, 12a voneinander weg.
Dadurch ändern sich die Messsignale der sekundären
Sensoren 12b, 12a in zueinander entgegengesetzte
Richtungen.
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Wie
in 3 erkennbar ist, ist eine einen ersten Messsignalausgang
bildende erste Elektrode eines ersten primären Sensors 9a über
eine erste Schutzschaltung 14a mit einem nichtinvertierenden Eingangsanschluss 15a eines
als Positionssensor-Interface dienenden Ladungsintegrators 16 verbunden.
Eine zweite Elektrode des ersten primären Sensors 9a ist
mit einem Anschluss 17 für ein Bezugspotential
verbunden.
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In
entsprechender Weise ist eine einen zweiten Messsignalausgang bildende
erste Elektrode eines zweiten primären Sensors 9b über
eine zweite Schutzschaltung 14b mit einem invertierenden
Eingangsanschluss 15b des Ladungsintegrators 16 verbunden.
Eine zweite Elektrode des zweiten primären Sensors 9b ist
mit dem Anschluss 17 für das Bezugspotential verbunden.
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Der
Ladungsintegrator 16 hat einen ersten Operationsverstärker 18,
dessen nichtinvertierender Ausgangsanschluss 20a über
einen ersten Integrationskondensator 19a mit einem den
Eingangsanschluss 15b bildenden invertierenden Verstärkereingang
des ersten Operationsverstärkers 18 verbunden
ist. Ein invertierender Ausgangsanschluss 20b des ersten
Operationsverstärkers 18 ist über einen zweiten
Integrationskondensator 19b mit einem den Eingangsanschluss 15a bildenden
nichtinvertierenden Verstärkereingang des ersten Operationsverstärkers 18 verbunden.
Deutlich ist erkennbar, dass weder zu dem ersten Integrationskondensator 19a noch
zu dem zweiten Integrationskondensator 19b ein elektrischer
Widerstand parallel geschaltet ist.
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Der
nichtinvertierende Eingangsanschluss 15a ist über
einen ersten elektrischen Widerstand 21a mit einem Anschluss 22 für
ein elektrisches Gleichtakt-Referenzpotential verbunden. In entsprechender
Weise ist der invertierende Eingangsanschluss 15b über
einen zweiten elektrischen Widerstand 21b mit dem Anschluss 22 für
das elektrische Gleichtakt-Referenzpotential verbunden.
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Die
Widerstände 21a, 21b sind jeweils durch die
Source-Drain-Strecke eines MOSFETs gebildet. Die Gateelektroden
der MOSFETs sind mit einer Spannungsquelle 23 verbunden,
die eine Steuerspannung bereitstellt, die betragsmäßig
kleiner ist als die Schwellenspannung der MOSFETs.
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Das
Gleichtakt-Referenzpotential ist einstellbar und wird mit Hilfe
einer in der Zeichnung nicht dargestellten Referenzspannungsquelle
erzeugt. Durch Verändern des Gleichtakt-Referenzpotentials kann
die Resonanzfrequenz des aus den ersten Federn 4 und der
Masse 2 gebildeten primären Oszillators auf die
Resonanzfrequenz des aus den zweiten Federn 6 und der Masse 2 und
gebildeten sekundären Resonators abgestimmt werden. Dadurch
wird eine hohe Sensitivität der Messeinrichtung 11 ermöglicht.
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Der
erste Operationsverstärker 18 weist zusätzlich
zu dem nichtinvertierenden Eingangsanschluss 15a einen
nichtinvertierenden Hilfseingang 24a und zusätzlich
zu dem invertierenden Eingangsanschluss 15b einen invertierenden
Hilfseingang 24b auf. Der invertierende Ausgangsanschluss 20b ist über
ein erstes Widerstandselement 25a mit einem nichtinvertierenden
Tiefpasseingang 26a eines Tiefpasses 27 verbunden.
Der nichtinvertierende Ausgangsanschluss 20a ist über
ein zweites Widerstandselement 25b mit einem invertierenden
Tiefpasseingang 26b des Tiefpasses 27 verbunden.
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Ein
drittes Widerstandselement 25c verbindet den nichtinvertierenden
Eingangsanschluss 26a mit dem invertierenden Eingangsanschluss 26b des Tiefpasses 27.
Dadurch wird eine größere Ausgangsamplitude des
ersten Operationsverstärkers 18 ermöglicht.
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Zur
Einstellung des Arbeitspunkts des ersten Operationsverstärkers 18 ist
ein nichtinvertierender Tiefpassausgang 28a des Tiefpasses 27 mit
dem nichtinvertierenden Hilfseingang 24a des ersten Operationsverstärkers 18 und
ein invertierender zweiter Tiefpassausgang 28b des Tiefpasses 27 mit dem
invertierenden Hilfseingang 24b des ersten Operationsverstärkers 18 verbunden.
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In 4 ist
erkennbar, dass der nichtinvertierende Hilfseingang 24a des
ersten Operationsverstärkers 18 durch das Gate
eines ersten MOSFET 29a gebildet ist, zu dessen Source-Drain-Strecke eine
erste Stromquelle 30a parallel geschaltet ist. Die Source
des ersten MOSFETs 29a ist mit einem ersten Versorgungsspannungsanschluss
verbunden. Mit der Source-Drain-Strecke eines ersten MOSFETs 29a ist
die Source-Drain-Strecke eines zweiten MOSFET 31a in Reihe
geschaltet, dessen Gate den invertierenden Eingangsanschluss 15b bildet.
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In
einem die Drain des ersten MOSFETs 29a mit der Drain des
zweiten MOSFETs 31a verbindenden ersten Schaltungszweig
ist der nichtinvertierende Ausgangsanschluss 20a angeordnet.
Die Source des zweiten MOSFETs 31a ist über eine
zweite Stromquelle 30b mit einem zweiten Versorgungsspannungsanschluss
verbunden.
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Der
invertierende Hilfseingang 24b des ersten Operationsverstärkers 18 ist
durch das Gate eines dritten MOSFET 29b gebildet, zu dessen
Source-Drain-Strecke eine dritte Stromquelle 30c parallel geschaltet
ist. Die Source des dritten MOSFETs 29b ist mit dem ersten
Versorgungsspannungsanschluss verbunden. Mit der Source-Drain-Strecke
des dritten MOSFETs 29b ist die Source-Drain-Strecke eines vierten
MOSFET 31b in Reihe geschaltet, dessen Gate den nichtinvertierenden
Eingangsanschluss 15a des Ladungsintegrators 16 bildet.
In einem die Drain des dritten MOSFET 29b mit der Drain
des vierten MOSFETs 31b verbindenden zweiten Schaltungszweig
ist der invertierende Ausgangsanschluss 20b angeordnet.
Die Source des vierten MOSFETs 31b ist über die
zweite Stromquelle 30b mit dem zweiten Versorgungsspannungsanschluss
verbunden.
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In 4 ist
außerdem erkennbar, dass der Tiefpass 27 eine
erste spannungsgesteuerte Stromquelle 32 (Gm-Zelle) mit
einem nichtinvertierenden Eingang 33a und einem invertierenden
Eingang 33b aufweist. Der nichtinvertierende Eingang 33a ist
am invertierenden Ausgangsanschluss 20b und der invertierende
Eingang 33b am nichtinvertierenden Ausgangsanschluss 20a des
ersten Operationsverstärkers 18 angeschlossen.
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Die
erste spannungsgesteuerte Stromquelle 32 weist ferner einen
nichtinvertierenden Ausgang 34a und einen invertierenden
Ausgang 34b auf. Der nichtinvertierende Ausgang 34a ist über
die Source-Drain-Strecke eines fünften MOSFETs 35a mit dem
ersten Versorgungsspannungsanschluss und der invertierende Ausgang 34b ist über
die Source-Drain-Strecke eines sechsten MOSFETs 35b mit dem
ersten Versorgungsspannungsanschluss verbunden. Der nichtinvertierende
Ausgang 34a ist an einem ersten Eingang eines Millerintegrators 36 und der
invertierende Ausgang 34b an einem zweiten Eingang des
Millerintegrators 36 angeschlossen. Die beiden Ausgänge 34a, 34b sind
außerdem jeweils mit einem Anschluss einer ersten Hilfsschaltung 37 verbunden.
An der ersten Hilfsschaltung 37 sind auch die Gates des
fünften MOSFETs 35a und sechsten MOSFETs 35b angeschlossen.
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In 5 ist
erkennbar, dass die erste spannungsgesteuerte Stromquelle 32 einen
ersten Tranconductor 38a und einen zweiten Transconductor 38b aufweist.
Der nichtinvertierende Tiefpasseingang 26a ist mit einem
Eingang des ersten Trans conductors 38a und der invertierende
Tiefpasseingang 26b ist mit einem Eingang des zweiten Transconductors 38b verbunden.
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Der
nichtinvertierende Tiefpassausgang 28a ist mit dem nichtinvertierenden
Ausgang 34a des ersten Transconductors 38a und
der invertierende Tiefpassausgang 28b mit dem invertierenden
Ausgang 34b des zweiten Transconductors 38b verbunden. Der
Ausgang 34b des zweiten Transconductors 38b ist über
einen ersten Gegenkopplungszweig 39a mit einem ersten Gegenkopplungsanschluss 40a des ersten
Transconductors 38a und der Ausgang 34a des ersten
Transconductors 38a über einen zweiten Gegenkopplungszweig 39b mit
einem zweiten Gegenkopplungsanschluss 40b des zweiten Transconductors 38b verbunden.
Durch die Gegenkopplungen wird eine bessere Linearisierung der Messsignale der
primären Sensoren 9a, 9b ermöglicht.
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Der
Ausgang 34a ist über einen ersten Pfad, der eine
Source-Drain-Strecke eines ersten FETs 41a und eine damit
in Reihe geschaltete vierte Stromquelle 42a umfasst, mit
einem Bezugspotentialanschluss 43 verbunden. Der Ausgang 34b ist über einen
zweiten Pfad, der eine Source-Drain-Strecke eines zweiten FETS 41b und
eine damit in Reihe geschaltete fünfte Stromquelle 42b umfasst,
mit dem Bezugspotentialanschluss 43 verbunden.
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In 2 ist
erkennbar, dass die Ansteuereinrichtung 10 der Aktoren 7a, 7b einen
Integrationsverstärker 44 aufweist, der im Oszillator-Regelkreis
zwischen dem Ausgangsanschluss 20a, 20b des Ladungsintegrators 16 und
den Aktoren 7a, 7b angeordnet ist.
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Zwischen
den Ausgangsanschlüssen 20a, 20b des
Ladungsintegrators 16 und einem Eingang des Integrationsverstärkers 44 ist
ein Stellglied 45 zur Einstellung der Schleifenverstärkung
des Oszillator-Regelkreises angeordnet ist. Das Stellglied 45 weist
ein Multiplizierglied 46 auf, das zwischen dem Ladungsintegrator 16 und
dem Integrationsverstärker 44 im Oszillator-Regelkreis
angeordnet ist. Das Multiplizierglied 46 hat differentielle
erste Multipliziergliedeingänge 47a, 47b,
einen zweiten Multipliziergliedeingang 48 und einen differentiellen
Multipliziergliedausgang 49a, 49b.
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Die
Ausgangsanschlüsse 20a, 20b des Ladungsintegrators 16 sind
jeweils mit einem ersten Multipliziergliedeingang 47a, 47b und
zusätzlich über einen Amplitudenregler 50 mit
dem zweiten Multipliziergliedeingang 48 verbunden. Die
Multipliziergliedausgänge 49a, 49b sind
derart mit differentiellen Eingängen des Integrationsverstärkers 44 verbunden, dass
das mit Hilfe der Sensoren 9a, 9b erfasste Positionsmesssignal
der Masse 2 in Form eines Negativpositionssignals zu den
Aktoren 7a, 7b weitergeleitet wird. Das Positionsmesssignal
wird also in negativer oder invertierter Form zu den Aktoren 7a, 7b rückgekoppelt.
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In 6 ist
erkennbar, dass das Multiplizierglied 46 eine Gilbert-Zelle
aufweist, die mit einer zweiten Hilfsschaltung 51 verbunden
ist. Außerdem ist erkennbar, dass der Integrationsverstärker 44 einen
zweiten Operationsverstärker 52 hat, dessen nichtinvertierender
Ausgang über einen dritten Integrationskondensator 53a mit
einem invertierenden Verstärkereingang des zweiten Operationsverstärkers 52 verbunden
ist. In entsprechender Weise ist ein invertierender Ausgang des
zweiten Operationsverstärkers 52 über
einen vierten Integrationskondensator 53b mit einem nichtinvertierenden
Verstärkereingang des zweiten Operationsverstärkers 52 verbunden.
Die differentiellen Ausgänge des zweiten Operationsverstärkers 52 sind
außerdem über eine Tiefpassschaltung 54 mit
der zweiten Hilfsschaltung 51 gekoppelt.
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In 7 ist
erkennbar, dass der Amplitudenregler einen Vollwellen-Gleichrichter 55 aufweist,
der differentielle Gleichrichtereingänge 56a, 56b hat,
die über eine zweite spannungsgesteuerte Stromquelle 60 mit
den Ausgangsanschlüssen 20a, 20b des
Ladungsintegrators 16 verbunden sind. Ein Gleichrichterausgang 57 des
Vollwellen-Gleichrichters 55 ist außerdem über
ein als Hochpass ausgestaltetes Schleifenfilter 58 mit
einem Bezugspotential verbunden. Am Gleichrichterausgang 57 ist
eine sechste Stromquelle 59 angeschlossen, mittels der
die Verstärkung im Oszillator-Regelkreis gesteuert wird. Ferner
ist der Gleichrichterausgang 57 am zweiten Multipliziergliedeingang 48 angeschlossen,
um ein Stellsignal für die Einstellung der Schleifenverstärkung
an den zweiten Multipliziergliedeingang 48 anzulegen.
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In 8 ist
erkennbar, dass die Schleifenverstärkung des Oszillator-Regelkreises
bei der Resonanz-Grundfrequenz des aus den ersten Federn 4 und
der Masse 2 gebildeten Primär-Resonators ein Maximum
aufweist und dass dieses Maximum gleich 1 ist. Bei der ersten Harmonischen
Resonanz-Grundfrequenz ist die Schleifenverstärkung stark
gedämpft und kleiner als 1. Bei Harmonischen höherer
Ordnung dämpft der Oszillator-Regelkreis die Schwingung
sogar noch stärker. Dadurch ist sichergestellt, dass der
Primär-Resonator durch die Aktoren 7a, 7b stets
mit der Resonanz-Grundfrequenz angeregt wird.
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Der
mikroelektromechanische Oszillator hat also einen Schwingungserreger,
der mindestens einen Aktor 7a, 7b und eine Ansteuereinrichtung 10 dafür
aufweist. Der Aktor 7a, 7b steht mit einer in Schwingung
zu versetzenden Masse 2 in Antriebsverbindung. Der Oszillator
hat eine Messvorrichtung 8 zur Erfassung eines von der
Schwingung der Masse 2 abhängigen Messsignals.
Die Messvorrichtung 8 ist derart mit der Ansteuereinrichtung 10 in
einen Oszillator-Regelkreis geschaltet, dass die Masse 2 zur
Schwingung mit einer Resonanzfrequenz angeregt wird. Die Messvorrichtung 8 umfasst
mindestens einen mikroelektromechanischen kapazitiven Sensor 9a, 9b,
der Elektroden aufweist, die in Abhängigkeit von der Auslenkung
der Masse 2 aufeinander zu und voneinander weg bewegbar
sind. Die Messvorrichtung 8 weist einen Ladungsintegrator 16 auf,
der im Oszillator-Regelkreis angeordnet ist und mit mindestens einem
Eingangsanschluss 15a, 15b mit dem Sensor 9a, 9b und
mit wenigstens einem Ausgangsanschluss 20a, 20b mit
der Ansteuereinrichtung 10 verbunden ist. Die Ansteuereinrichtung 10 weist
einen Integrationsverstärker 44 im Oszillator-Regelkreis
auf. Im Oszillator-Regelkreis ist außerdem ein Stellglied 45 zur
Einstellung der Schleifenverstärkung des Oszillator-Regelkreises
angeordnet. Das Stellglied 45 steht mit einem Amplitudenregler 50 für den
Oszillator-Regelkreis in Steuerverbindung.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- - Green, J.
et al. „Single-Chip Surface Micromachined Integrated Gyroskope
With 50°/h Allan Deviation”, IEEE Journal of Solid-State
Circuits, Hand 37, Nr. 12 (2002), Seiten 1860–1866 [0002]