DE102008021876A1

DE102008021876A1 - Polarmodulator und Verfahren zum Erzeugen eines Polar modulierten Signals

Info

Publication number: DE102008021876A1
Application number: DE102008021876A
Authority: DE
Inventors: Giuseppe Li Puma; Michael Feltgen
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2008-05-02
Filing date: 2008-05-02
Publication date: 2009-11-05
Anticipated expiration: 2028-05-03
Also published as: DE102008021876B4; US20120264484A1; US8583060B2; US8233854B2; US20090275359A1

Abstract

Ein Polarmodulator zum Erzeugen eines polar modulierten Signals basierend auf einer Amplitudeninformation und einer Phaseninformation umfasst einen Phasenregelkreis der ausgelegt ist, um eine Einstellung einer Frequenz in Abhängigkeit von einem Stellwert zu ermöglichen, um ein Phasenregelkreisausgangssignal zu erhalten. Der Polarmodulator umfasst ferner eine Modulationseinrichtung die ausgelegt ist, um ein von der Amplitudeninformation abgeleitetes Amplitudenmodulationssignal mit dem Phasenregelkreisausgangssignal zu kombinieren, um das polar modulierte Signal zu erzeugen. Der Polarmodulator umfasst ferner einen Stellwerterzeuger, der ausgelegt ist, um ein von der Amplitudeninformation abgeleitetes Amplitudensignal Hochpass-zu-filtern, um ein hochpassgefiltertes Amplitudensignal zu erhalten, wobei der Stellwerterzeuger ausgelegt ist, um das hochpassgefilterte Amplitudensignal mit einem auf der Phaseninformation basierenden Phasensignal zu kombinieren, um ein Stellwertsignal zu erzeugen, das den Stellwert darstellt.

Description

Hintergrund der Erfindung
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung beziehen sich auf einen Polarmodulator.
Einige Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung beziehen sich auf einen Polarmodulator, der in Mobilfunktelefonen eingesetzt werden kann, die zur Steigerung der Datenrate Modulationsverfahren mit nicht konstanter Einhüllender einsetzen, beispielsweise gemäß den Mobilfunk-Standards GSM-EDGE (GSM = Global System for Mobile Communication, globales System zur Mobilkommunikation; EDGE = Enhanced Data Rate for GSM Evolution, erhöhte Datenraten zur GSM-Evolution).
Mit der schnell fortschreitenden Entwicklung im Mobilfunkmarkt ist die Entwicklung von leistungseffizienten Drahtlos-Sendeempfängerarchitekturen ein wichtiger Punkt für den Entwurf tragbarer mobiler Geräte geworden. Mobilfunktelefone der nächsten Generation, die den GSM-EDGE Standard nutzen, verwenden zur Erzielung höherer Datenraten beispielsweise Modulationsverfahren mit nichtkonstanter Einhüllender. Die Hersteller von zellulären Mobilfunktelefonen fordern in manchen Fällen ähnliche Gesprächs- und Stand-by-Zeiten für den GSM-Standard der nächsten Generation. Um diese Forderung zu erfüllen, oder um zumindest einen Beitrag dazu zu leisten, werden leistungseffiziente Funkübertragungsarchitekturen benötigt.
In der neuesten Generation von Sendeempfängern wird vermehrt ein Polarmodulatorkonzept eingesetzt, dessen Vorteil seine Robustheit gegenüber parasitären Einkoppelungen des Leis tungsverstärkerausgangssignals in den Phasenregelkreis des Polarmodulators ist. Dieses Konzept hat sich bereits erfolgreich bewährt für GSM-GPRS-Systeme (GPRS = General Packet Radio Service = paketvermittelter Mobilfunkdienst). Für EDGE-Systeme jedoch bewirkt die Kopplung des Ausgangssignals in den spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) des Phasenregelkreises (PLL) in manchen Fällen die Erzeugung unerwünschter AM/FM-Signalkomponenten (AM = Amplitudenmodulation, FM = Frequenzmodulation), die sich bemerkbar machen in einer Störung des FM-Signals am Ausgang des VCO. Die unerwünschten AM/FM-Signalkomponenten führen zu einer signifikanten Verschlechterung des Modulationsspektrums und erhöhen die Fehlerleistung. Teilweise kann dadurch die Toleranzmaske des Frequenzspektrums bei GSM-EDGE-Modulation verletzt werden.
Um den Einfluss des parasitären Einkopplungspfades des Ausgangssignals der Leistungsendstufe bei GSM-EDGE-Modulationsverfahren zu reduzieren, sind geeignete Maßnahmen am Polarmodulator wünschenswert, die eine solche Einkopplung des Ausgangssignals, kompensieren oder zumindest unterdrücken.
Zusammenfassung der Erfindung
Einige Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung schaffen einen Polarmodulator und ein Verfahren zum Erzeugen eines polar modulierten Signals.
Ein Polarmodulator zum Erzeugen eines polar modulierten Signals basierend auf einer Amplitudeninformation und einer Phaseninformation umfasst beispielsweise einen Phasenregelkreis zur Einstellung einer Frequenz in Abhängigkeit von einem Stellwert, um ein Phasenregelkreisausgangssignal zu erhalten. Der Polarmodulator umfasst weiterhin eine Modulationseinrichtung zum Kombinieren eines von der Amplitudeninformation abgeleiteten Amplitudensignals mit dem Phasenregelkreisaus gangssignal, um das polar modulierte Signal zu erzeugen. Der Polarmodulator umfasst weiterhin einen Stellwerterzeuger, der ausgelegt ist, um basierend auf der Amplitudeninformation und der Phaseninformation den Stellwert zu erzeugen, wobei der Stellwerterzeuger ausgelegt ist, um einen von der Amplitudeninformation abgeleiteten Signalwert und einen der Phaseninformation entsprechenden Signalwert oder einen von der Phaseninformation abgeleiteten Signalwert additiv zu überlagern, um den Stellwert zu erzeugen.
Kurzbeschreibung der Figuren
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Figuren näher erläutert. Es zeigen:
1 ein schematisches Blockschaltbild eines Polarmodulators gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;
2 ein Blockschaltbild eines Polarmodulators mit Hochpassfilter gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;
3a ein Blockschaltbild eines PLL-Schaltkreises in einem Polarmodulator, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, zur Verdeutlichung der Einkopplung eines parasitären AM-Signals in den VCO;
3b eine schematische Darstellung einer charakteristischen Übertragungsfunktion einer parasitären AM-Signalkomponente auf den Ausgang des VCO mit Hochpass-Charakteristik;
4 ein charakteristisches Frequenzspektrum eines Leistungsausgangssignals eines Polarmodulators ohne Störsignalkompensation;
5a ein Blockschaltbild eines Polarmodulators mit Kompensationsfilter, gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;
5b eine charakteristische Übertragungsfunktion von einem VCO-Ausgang zu einem AM-Kompensationspfad gemäß dem Ausführungsbeispiel in 5a;
5c ein Blockschaltbild des AM-Kompensationspfads gemäß dem Ausführungsbeispiel in 5a;
6a ein Blockschaltbild eines Polarmodulators mit Kompensationsfilter gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
6b eine charakteristische Übertragungsfunktion von einem VCO-Ausgang zu einem AM-Kompensationspfad gemäß dem Ausführungsbeispiel in 6a; und
7 ein charakteristisches Frequenzspektrum eines Leistungsausgangssignals eines Polarmodulators mit Kompensationsfilter gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
8 ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Erzeugen eines polar modulierten Signals, gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung; und
9 eine schematische Darstellung eines Mobiltelefons, gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Detaillierte Beschreibung der Erfindung
Im Nachfolgenden werden nun Bezug nehmend auf die beiliegenden 1 bis 9 Ausführungsbeispiele eines Polarmodulators sowie eines Verfahrens zum Erzeugen eines polar modulierten Signals detailliert dargelegt.
Bezüglich der nachfolgenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung sollte beachtet werden, dass in der Beschreibung und in den unterschiedlichen Figuren für funktional identische bzw. gleich wirkende oder äquivalente Elemente zur Vereinfachung die gleichen Bezugszeichen verwendet werden.
1 zeigt ein Blockschaltbild eines Polarmodulators gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Der Polarmodulator 10 erzeugt ein polar moduliertes Signal 17 basierend auf einer Amplitudeninformation 15 und einer Phaseninformation 19. Der Polarmodulator 10 umfasst einen Phasenregelkreis 11 zur Einstellung einer Frequenz 24 in Abhängigkeit von einem Stellwert 12, um ein Phasenregelkreisausgangssignal 13 zu erhalten. Der Polarmodulator 10 umfasst weiterhin eine Modulationseinrichtung 14 zum Kombinieren eines von der Amplitudeninformation 15 abgeleiteten Amplitudensignals 16 mit dem Phasenregelkreisausgangssignal 13, um das polar modulierte Signal 17 zu erzeugen. Weiterhin umfasst der Polarmodulator 10 einen Stellwerterzeuger 18, der basierend auf der Amplitudeninformation 15 und der Phaseninformation 19 den Stellwert 12 erzeugt. Der Stellwerterzeuger 18 ist ausgelegt, um einen von der Amplitudeninformation 15 abgeleiteten Signalwert 20 und einen der Phaseninformation 19 entsprechenden Signalwert 21 oder einen von der Phaseninformation 19 abgeleiteten Signalwert 22 additiv zu überlagern 23, um den Stellwert 12 zu erzeugen.
Das abgeleitete Amplitudenmodulationssignal 16 kann auch auf der Amplitudeninformation 15 basieren, anstatt von der Amplitudeninformation 15 abgeleitet zu sein. Der von der Amplitu deninformation 15 abgeleitete Signalwert 20 kann auch auf der Amplitudeninformation 15 basieren.
Der von der Amplitudeninformation 15 abgeleitete Signalwert y(t) kann von dem auf der Amplitudeninformation 15 basierenden Signal amp(t) durch eine lineare Operation, z. B. einer Multiplikation mit einem Faktor K1, abgeleitet sein.
Der von der Amplitudeninformation 15 abgeleitete Signalwert y(t) kann auch unter Verwendung einer beliebigen nichtlinearen Funktion func() von dem auf der Amplitudeninformation 15 basierenden Signal amp(t) abgeleitet sein, d. h. y(t) = func(amp(t)).
Beispielsweise kann es sich dabei um eine Taylorreihe oder eine Potenzreihe handeln, z. B. um eine Funktion der Gestalt y(t) = ΣnKn(amp(t))n/k.
Für ein Senderkonzept mit RF-Oszillator (RF = Radio Frequency bzw. Funkfrequenz), der auf dem Doppelten der Endfrequenz beruht, können beispielsweise die drei im Folgenden beschriebenen Fälle eingesetzt werden:

1. y(t) = K1·amp(t),
2. y(t) = K2·amp(t)2,
3. y(t) = K1·amp(t) + K2·amp(t)2.

Für ein Senderkonzept mit RF-Oszillator, der auf dem Vierfachen der Endfrequenz beruht, kann das Signal y(t) beispielsweise wie folgt erzeugt werden:

4. y(t) = K1·amp(t)4.

Ausführungsbeispiele der Erfindung gemäß 1 umfassen damit auch von der Amplitudeninformation 15 abgeleitete Signalwerte y(t), die mittels einer nichtlinearen Vorverzerrung des auf der Amplitudeninformation 15 basierenden Signals amp(t) gebildet werden.
Die Ableitung des auf der Amplitudeninformation basierenden Signals amp(t) kann bereits außerhalb des Polarmodulators 10 erfolgt sein, d. h., dem Polarmodulator liegt an seinem Amplitudensignaleingang ein vorverzerrter bzw. abgeleiteter Signalwert y(t) vor. Die Ableitung kann in einem weiteren Ausführungsbeispiel aber auch ein Teil des Polarmodulators 10 sein, d. h., die von der Amplitudeninformation 15 abgeleiteten Signalwerte y(t) werden im Polarmodulator 10, beispielsweise im Stellwerterzeuger 18 erzeugt.
2 zeigt ein schematisches Blockschaltbild eines Polarmodulators 50 mit Hochpassfilter 66 gemäß einem Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung. Der Polarmodulator 50 erzeugt ein polar moduliertes Signal 51 basierend auf einer Amplitudeninformation 52 und einer Phaseninformation 53. Der Polarmodulator 50 umfasst einen Phasenregelkreis 54 zur Einstellung einer Frequenz 55 in Abhängigkeit von einem Stellwert 56, um ein Phasenregelkreisausgangssignal 57 zu erhalten. Der Polarmodulator 50 umfasst weiterhin eine Modulationseinrichtung 58 zum Kombinieren eines von der Amplitudeninformation 52 abgeleiteten Amplitudenmodulationssignals 65 mit dem Phasenregelkreisausgangssignal 57, um das polar modulierte Signal 51 zu erzeugen. Weiterhin umfasst der Polarmodulator 50 einen Stellwerterzeuger 60, der ausgelegt ist, um ein von der Amplitudeninformation 52 abgeleitetes Amplitudensignal 59 unter Verwendung eines Hochpass-Filters 66 zu filtern, um ein hochpassgefiltertes Amplitudensignal 61 zu erhalten. Der Stellwerterzeuger 60 ist ferner ausgelegt, um das hochpassgefilterte Amplitudensignal 61 mit einem auf der Phaseninformation 53 basierenden Phasensignal 62 zu kombinieren (bei Bezugszeichen 63 gezeigt), um ein Stellwertsignal 64 zu erzeugen, das den Stellwert 56 darstellt.
Das von der Amplitudeninformation 52 abgeleitete Amplitudensignal 59 kann beispielsweise unter Verwendung einer beliebigen nichtlinearen oder linearen Funktion, entsprechend dem Ausführungsbeispiel gemäß der 1, von der Amplitudeninformation 52 abgeleitet sein.
Die Ableitung des auf der Amplitudeninformation 52 basierenden Signals amp(t) kann bereits außerhalb des Polarmodulators 50 erfolgt sein, d. h., dem Polarmodulator 50 liegt an seinem Amplitudensignaleingang ein vorverzerrter bzw. abgeleiteter Signalwert y(t) vor. Die Ableitung kann in einem weiteren Ausführungsbeispiel aber auch ein Teil des Polarmodulators 50 sein, d. h., die von der Amplitudeninformation 52 abgeleiteten Signalwerte y(t) werden im Polarmodulator 50, beispielsweise im Stellwerterzeuger 60 erzeugt.
Das Amplitudensignal 59, das von der Amplitudeninformation 52 abgeleitet ist, kann auch ein auf der Amplitudeninformation 52 basierendes Signal sein.
Das hochpassgefilterte Amplitudensignal 61 kann beispielsweise dem von der Amplitudeninformation 15 abgeleiteten Signalwert 20 gemäß 1 entsprechen. Das Hochpassfilter 60 kann beispielsweise eine Operation ausführen, die zur Erzeugung des von der Amplitudeninformation 15 abgeleiteten Signalwerts 20 gemäß 1 führt. Eine Kombination 63 des hochpassgefilterten Amplitudensignals 61 und des Phasensignals 62 kann beispielsweise eine additive Überlagerung 23 gemäß 1 umfassen. Die Kombination 63 kann aber auch ein Einstellen oder Skalieren des Phasensignals 62 in Abhängigkeit von der Amplitudeninformation 52 umfassen oder weitere bzw. andere Operationen. Der Stellwerterzeuger 60, der Phasenregelkreis 54 und die Modulationseinrichtung 58 können beispielsweise dem Stellwerterzeuger 18, dem Phasenregelkreis 11 und der Modulationseinrichtung 14 gemäß 1 entsprechen.
Bezug nehmend auf 3a, in der ein Blockschaltbild eines PLL-Schaltkreises in einem Polarmodulator dargestellt ist, wird die Einkopplung eines parasitären AM-Signals in den spannungsgesteueren Oszillator (VCO) detailliert erläutert.
Ein PLL 54 (PLL = phase locked loop bzw. phasengekoppelter Regelkreis oder Phasenregelkreis oder phasengerastete Schleife) gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfasst einen Phasendetektor 104 mit einem Referenzeingang 152, dem ein Referenzsignal mit einer Referenzfrequenz f_ref, beispielsweise von einem Referenzgenerator zugeführt wird. Der Phasendetektor 104 weist weiterhin einen Rückführungseingang 154 auf, dem ein von dem bzw. in dem Phasenregelkreis 54 rückgeführtes Signal mit einer modulierten Frequenz f_div zugeführt wird. Die an den Eingängen 152 und 154 anliegenden Signale werden im Phasendetektor 104 in ihrer Phase verglichen. Abhängig von diesem Vergleich erzeugt der Detektor 104 an seinem Ausgang 156 ein Stellsignal, das über eine Ladungspumpe 106 und ein Schleifenfilter 108 an einen Stelleingang 158 eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 110 angelegt wird. Abhängig von diesem Stellsignal, welches im Wesentlichen die Phasendifferenz der an den Eingängen 152 und 154 anliegenden Signale 172 und 174 darstellt, verändert der spannungsgesteuerte Oszillator 110 die Frequenz f_out seines Ausgangssignals. Am Ausgang 160 des spannungsgesteuerten Oszillators 110 ist ein Knoten vorgesehen, der mit einem Rückführungspfad 162 gekoppelt ist. Der Rückführungspfad 162 umfasst einen Frequenzteiler 112 mit einstellbarem Teilerverhältnis N. Der Frequenzteiler 112 teilt die Frequenz eines eingangsseitig anliegenden Signals, d. h. eines Signals der Frequenz f_out, um einen über den Stellwert 56 am Einstelleingang regelbaren Teilerfaktor N und führt das frequenzgeteilte Signal mit der modulierten bzw. geteilten Frequenz f_div dem Rückführungseingang 154 des Phasendetektors 104 zu. Der Stellwert 56 entspricht dem Wert am Ausgang eines Sigma-Delta-Modulators 114, dessen Signaleingang 166 mit dem Ausgang eines Vorverzerrungsfilters 116 gekoppelt ist. Dem Sigma-Delta-Wandler 114 werden digitale Daten 180 nach Filterung mit dem Vorverzerrungsfilter 116 zugeführt.
In Abhängigkeit der digitalen Daten 180, die in Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung einen PM-Signalanteil und ei nen AM-Signalanteil aufweisen, wird der Teilerfaktor N des Frequenzteilers 112 eingestellt und bewirkt damit eine Modulation des Ausgangssignals 160 des spannungsgesteuerten Oszillators 110 in Abhängigkeit der digitalen Daten 180. Wird das Ausgangssignal 160 des spannungsgesteuerten Oszillators 110 nach Kombination mit einem AM-Signalanteil, der in 3a nicht näher dargestellt ist, verstärkt, so kommt es zu einer Einkopplung der verstärkten AM-Signalkomponente in den spannungsgesteuerten Oszillator 110. Die Einkopplung wird in diesem Ausführungsbeispiel an einem zweiten Eingang 168 des spannungsgesteuerten Oszillators 110 bewirkt und führt zu einer Fehleinstellung bzw. zu einer parasitären Frequenzmodulation des Ausgangssignals 160 des spannungsgesteuerten Oszillators 110. Das parasitäre AM-Signal 182 bewirkt damit eine Fehleinstellung der freilaufenden Oszillatorfrequenz f_out _. Das parasitäre AM-Signal 182 kann auch als Störsignal des AM-Pfades des Polarmodulators angesehen werden. In Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung wird eine „Modulation” bzw. Beeinflussung des FM(Frequenzmodulations)-Pfades (konkret des Rückführungspfades 162) in Abhängigkeit von einem Teilerverhältnis N bewirkt. Das Teilerverhältnis N ist in Ausführungsbeispielen der Erfindung seinerseits von dem AM-Signalpfad des Polarmodulators abhängig, um so dem spannungsgesteuerten Oszillator 110 an seinem Stelleingang 158 ein Signal zuzuführen, das genauso wie das Signal an dem „Störeingang” bzw. parasitären Einkopplungspfad 168 von einer AM-Signalkomponente abhängig ist. Bei geeigneter Einstellung des Signals am Stelleingang 158 kann der spannungsgesteuerte Oszillator 110 den AM-Signalanteil bzw. die parasitäre Einkopplung der Amplitudenmodulation in den VCO kompensieren und somit ein Ausgangssignal 160 erzeugen, das einem Ausgangssignal 160 ohne Einkopplung eines parasitären Störsignals 182 ähnelt.
Die Einkopplung des AM-Signals in den VCO 110, beispielsweise über den parasitären Einkopplungspfad 168, bewirkt eine Frequenzmodulation des VCO 110 durch das AM-Signal. Dies kann mathematisch ausgedrückt werden durch die Gleichung fVCO (t) = f01 + KZ·α1·r(t – τ),wobei K₂ den VCO-Sensitivitätsfaktor in MHz/V bezeichnet, r(t – τ) die AM-Signalkomponente bezeichnet, und wobei α₁ den Verstärkungsfaktor, der die Verstärkung des Einkopplungspfades 168 des parasitären AM-Signals 182 berücksichtigt, bezeichnet. Der Zeitversatz r berücksichtigt die Verzögerung des Einkopplungspfads in den VCO 110. Der VCO-Sensitivitätsfaktor K₂ ist abhängig von dem „Einkopplungseingang” bzw. Einkopplungspfad 168 des (verstärkten) Ausgangssignals 160. Bei direkter Einkopplung auf den Stelleingang 158 des VCO 110 ist der Sensitivitätsfaktor K₂ 186 identisch mit einem Einstellsensitivitätsfaktor K₁ 184 des VCO 110. Die PM-Signalkomponente des Polarmodulators bewirkt eine Verschiebung einer nominalen Oszillatorfrequenz f₀, welche durch eine neue freilaufende Oszillatorfrequenz f₀₁ berücksichtigt wird. Das Ausgangssignal 160 des Oszillators 110 kann wie folgt beschrieben werden: sVCO(t) = cos(ωt + φ(t)) = cos(2πf01t + 2πK2·α1·r(t – τ)·t)
Der Rückkopplungsmechanismus der PLL 54 ist in der Lage, Frequenzkomponenten innerhalb der Schleifenbandbreite der PLL bzw. des phasengekoppelten Regelkreises 54 zu kompensieren. Frequenzkomponenten, die eine höhere Frequenz als die Schleifenbandbreite aufweisen, können durch die PLL 54 nicht unterdrückt werden, da die Schleife bzw. die PLL 54 nicht in der Lage ist, schnellen Frequenzänderungen des VCO 110 zu folgen. Deshalb weist die Übertragungsfunktion des „Störeingangs” 168 des VCO 110, an dem das parasitäre AM-Signal 182 anliegt, bezogen auf den Ausgang 160 des VCO 110 eine Hochpasscharakteristik auf. Die gleiche Hochpasscharakteristik sollte auch eine Übertragungsfunktion eines Stelleingangs 158 des VCO 110 bezogen auf den Ausgang 160 des VCO 110 aufweisen, um eine optimale Kompensation des unerwünschten parasitären AM- Signals 182 zu bewirken. Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung weisen diese Hochpasscharakteristik auf.
Im Falle einer optimalen Unterdrückung des parasitären AM-Signals 182 mit der Signalkomponente α₁·r(t – τ) kann die Frequenz des Ausgangssignals 160 des VCO 110 beschrieben werden durch: fVCO(t) = f01 + K2·α1r(t – τ) – K ~2α ~1r ~(t – τ) ≈ f01
K ~₂ und α ~₁r ~(t – τ) repräsentieren dabei Schätzwerte des VCO-Sensitivitätsfaktors K₂ 186 bzw. der parasitären AM-Signalkomponente 182. Obwohl das AM-Signal r(t) exakt bekannt ist, werden die Verstärkung α₁ und ein Trägerphasenoffset-Wert φ = ω₀τ aufgrund des unbekannten Mobilfunkeinkopplungspfades geschätzt. Um dies zu ermöglichen, werden in Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung ein Verstärkungsblock G = â₁ und eine einstellbare Zeitverzögerung τ in den AM-Kompensationspfad eingefügt. Der Zeitverzögerungsschätzwert τ ^ sollte bei einigen Ausführungsbeispielen sehr präzise kontrolliert werden, entsprechend einem Bereich in der Größenordnung von einigen Nanosekunden, um in der Lage zu sein, den Trägerphasenoffsetwert φ = ω₀τ der parasitären Ausgangssignaleinkopplung des Hochfrequenzsignals kompensieren zu können.
3b zeigt eine schematische Darstellung einer charakteristischen übertragungsfunktion einer parasitären AM-Signalkomponente auf den Ausgang des VCO mit Hochpasscharakteristik. Die Stör-übertragungsfunktion 190 entspricht dabei der Übertragung des „Störeingangs” 168 des VCO 110 auf den Ausgang 160 des VCO 110. Wie bereits zuvor erwähnt, kann der phasengesteuerte Regelkreis 54 (an sich) nur Frequenzen bzw. Störungen oder parasitäre Einkopplungen ausgleichen, die sich innerhalb der Bandbreite des PLL 54 befinden. Bei höherfre quenten Signalanteilen kann die PLL 54 nicht mehr schnell genug reagieren, um auch diese höherfrequenten Signalanteile auszuregeln. Das heißt, je höher die Frequenz des eingekoppelten parasitären AM-Signals 182 am „Störeingang” 168 des VCO 110 ist, desto weniger kann die Frequenzkomponente ausgeregelt werden. Das heißt, die Stör-Übertragungsfunktion 190 des Störeingangs 168 auf den Ausgang 160 des VCO 110 weist eine Hochpasscharakteristik auf, wie sie in 3b schematisch dargestellt ist. Um eine möglichst gute Kompensation des parasitären AM-Signals 182 zu bewirken, sollte eine Kompensationsübertragungsfunktion der AM-Signalkomponente am Eingang des Polarmodulators auf den Ausgang 160 des VCO 110 eine identische Übertragungsfunktion aufweisen, wie die in 3b dargestellte Stör-Übertragungsfunktion 190. Bei Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung ist diese Bedingung erfüllt.
4 zeigt ein charakteristisches Frequenzspektrum eines Leistungsausgangssignals eines Polarmodulators ohne Störsignalkompensation. Das Spektrum entspricht dem Spektrum eines EDGE-PRBS (PRBS = „Pseudo Random Binary Sequence” bzw. Pseudezufallsbinärsequenz) modulierten Signals, wobei die AM/FM-Einkopplung bzw. die Einkopplung des parasitären AM-Signals 182 in den VCO 110 ein asymmetrisches Spektrum verursacht, das in dieser beispielhaften Darstellung eine Verletzung der GSM-EDGE-spektralen Toleranzmaske verursacht. Die Darstellung in 4 dient als Referenz in Bezug auf einen Polarmodulator, der keine Kompensation parasitärer AM/FM-Signalkomponenten aufweist, um damit die Wirkung der Kompensation parasitärer AM/FM-Signalkomponenten quantitativ zu vergleichen.
Eine Darstellung mit parasitärer AM/FM-Signalkomponentenkompensation wird im Folgenden Bezug nehmend auf 5a–5c beschrieben. Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung zielen darauf ab, die asymmetrische linke Flanke 701 des Frequenzspektrums gemäß 4, die etwa 200 kHz unterhalb der Mittenfrequenz bei 1,71 GHz auftritt, und einen Betrag von etwa –28 dBm aufweist, zu kompensieren bzw. zu verringern.
5a zeigt ein Blockschaltbild eines Polarmodulators mit Kompensationsfilter gemäß einem Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung. Der Polarmodulator 50 umfasst einen phasengekoppelten Regelkreis bzw. PLL 54, der sich von dem phasengekoppelten Regelkreis 54 gemäß 3a hinsichtlich eines zusätzlichen Frequenzteilers 303 unterscheidet. Der Frequenzteiler 303 teilt die von dem spannungsgesteuerten Oszillator 110 erzeugte Frequenz f_VCO in diesem Ausführungsbeispiel durch zwei oder durch vier, bevor das Phasenregelkreis-Ausgangssignal 57 mit einer von der PLL 54 erzeugten Frequenz ausgegeben wird. In weiteren Ausführungsbeispielen kann der Frequenzteiler 303 auch einen anderen, zum Beispiel ganzzahligen, Wert aufweisen. Beispielsweise wäre ein Teilerwert von 1 möglich, dann entspräche die PLL 54 der PLL 54 gemäß 3a.
Der Polarmodulator 50 umfasst weiterhin einen Phasenmodulations-Pfad bzw. PM-Pfad 304, einen Amplitudenmodulationspfad bzw. AM-Pfad 305 und einen Amplitudenmodulations-Kompensationspfad bzw. AM-Kompensationspfad 306. Der PM Pfad 304 bezeichnet eine Schaltung, die einen Differenzierer 307, ein Vorverzerrungsfilter 116, ein Summationsglied 63 und einen Sigma-Delta-Modulator 114 umfasst.
Der PM-Pfad 304 und der AM-Kompensationspfad 306 können Teil eines Stellwerterzeugers 60 sein. Der Stellwerterzeuger 60 erzeugt unter Verwendung des von der Amplitudeninformation 52 abgeleiteten Amplitudensignals 59 und unter Verwendung des auf der Phaseninformation 53 basierenden Phasensignals 62 ein Stellwertsignal 64, das den Stellwert 56 darstellt. Das von der Amplitudeninformation 52 abgeleitete Amplitudensignal 59 kann beispielsweise unter Verwendung einer beliebigen nichtlinearen oder linearen Funktion, entsprechend dem Ausführungsbeispiel gemäß der 1, von der Amplitudeninformation 52 abgeleitet sein.
Die Ableitung des auf der Amplitudeninformation 52 basierenden Amplitudensignals kann bereits außerhalb des Polarmodulators 50 erfolgt sein, d. h., dem Polarmodulator 50 liegt ein von der Amplitudeninformation 52 abgeleitetes Amplitudensignal 59 vor. Die Ableitung kann in einem weiteren Ausführungsbeispiel aber auch ein Teil des Polarmodulators 50 sein, d. h., dem Polarmodulator 50 liegt ein auf der Amplitudeninformation 52 basierendes Signal vor, aus dem der Polarmodulator das von der Amplitudeninformation 52 abgeleitete Amplitudensignal 59 erzeugt, beispielsweise im Stellwerterzeuger 60.
Das von der Amplitudeninformation 52 abgeleitet Amplitudensignal 59 kann aber auch dem auf der Amplitudeninformation 52 basierenden Amplitudensignal entsprechen.
Das Amplitudensignal 59 wird unter Verwendung einer Verstärkungseinrichtung 320 verstärkt, unter Verwendung einer Verzögerungseinrichtung 321 verzögert, unter Verwendung eines AM/FM Vorverzerrungsfilters 66, das dem Hochpass 66 gemäß 2 entspricht, hochpassgefiltert und in dem Summationsglied 63, das der Kombination 63 gemäß 2 entspricht, mit einem von dem Phasensignal 62 abgeleiteten Signal 352 kombiniert.
Im Folgenden wird ein Konzept zur Erzeugung des modulierten Ausgangssignals 51 beschrieben. Während I/Q Modulatoren für eine Modulation eines Signals die I,Q-Wertepaare verarbeiten, das heißt eine reelle Komponente I 332 und eine zweite Komponente bzw. Quadraturkomponente Q 333, die zusammengenommen ein Symbol bezeichnen, modulieren Polarmodulatoren 50 die Phase φ auf ein Trägersignal und verändern die Amplitude r. Ein Symbol (beispielsweise ein komplexwertiges Datensymbol) kann beispielsweise mittels seiner reellen Komponente 332 und seiner Quadraturkomponente 333 beschrieben werden, aber auch (alternativ) mittels seiner Phase 53 und seiner Amplitude 52. Die Koordinatentransformation kann unter Verwendung einer Schaltung 311 ausgeführt werden. Die Schaltung 311 kann beispielsweise den sogenannten „Cordic”-Algorithmus nutzen. Der Polarmodulator 50 kann die Schaltung 311 umfassen. Die Schaltung 311 kann sich jedoch auch außerhalb des Polarmodulators 50 befinden, so dass dem Polarmodulator 50 von der Koordinatentransformationsschaltung 311 die Phase 53 und die Amplitude 52 zugeführt wird.
Bei einem Ausführungsbeispiel wird die Phase bzw. Phaseninformation 53 dem PM-Pfad 304 zugeführt, wobei die Phase bzw. Phaseninformation 53 den Differenzierer 307, das Vorverzerrungsfilter 116, das Summationsglied 63 und den Sigma-Delta-Wandler 114 durchläuft. Der Differenzierer 307 führt eine Differentiation der Phase 53 nach der Zeit durch, so dass sich aus dem Phasensignal 62 ein Frequenzsignal 180 ergibt, das über das Vorverzerrungsfilter 116 mit dem abgebildeten Frequenzgang, der beispielsweise eine Hochpasscharakteristik aufweist, vorverzerrt wird. Die vorverzerrte differenzierte Phase 352 (bzw. die entsprechende Frequenzinformation) gelangt auf das Additionsglied 63, das eine später beschriebene weitere Signalkomponente 61 hinzuaddiert. Das Ausgangssignal des Additionsgliedes wird zu dem Sigma-Delta-Wandler 114 zugeführt. Das Ausgangssignal des Sigma-Delta-Wandlers 114 ist beispielsweise das Ausgangssignal des PM-Pfads 304 und entspricht dem Stellwert 56, der an dem PLL 54 anliegt.
Der Polarmodulator 50 umfasst weiterhin einen AM-Pfad 305, der eine erste Verzögerungsstufe 313, einen Abtastratenerhöher 314, eine zweite Verzögerungsstufe 315, einen Digital-Analog-Wandler (D/A-Wandler) 316 und ein Glättungsfilter 317 aufweist. Das Amplitudensignal 59 durchläuft das erste Verzögerungsglied 313, den Abtastratenerhöher 314, das zweite Verzögerungsglied 315, den D/A-Wandler 316 und das Glättungsfilter 317 und gelangt auf den Ausgang 65 des AM-Pfads 305.
Der Ausgang 65 des AM-Pfads 305 und der Ausgang 57 des PLL 54 werden auf die Modulationseinrichtung 58 geschaltet. Damit wird dem phasenmodulierten Ausgangssignal 57 der PLL 54, das die Phaseninformation 53 des PM-Pfads 304 umfasst, zusätzlich eine Amplitudeninformation 52 des AM-Pfads 305 hinzufügt. Beispielsweise wird eine Amplitude des phasenmodulierten Ausgangssignals 57 in Abhängigkeit von dem von dem AM-Pfad 305 gelieferten Ausgangssignal im Hinblick auf seine Amplitude moduliert. Ein Ausgangssignal der Modulationseinrichtung 58 durchläuft in diesem Ausführungsbeispiel eine Leistungsverstärkungsendstufe 319, die eine entsprechende Verstärkung bewirkt, und ein Ausgangssignal s_c(t) (337) generiert.
Die Leistungsverstärkungsendstufe 319 braucht nicht ein Teil des Polarmodulators 300 zu sein. Das polar modulierte Signal 51 kann auch außerhalb des Polarmodulators 50 verstärkt werden.
Das Ausgangssignal 337 weist eine AM-Komponente auf, die durch die Amplitudenmodulation des Amplitudensignals 59 erzeugt wird. Diese AM-Komponente des Ausgangssignals 337 (oder eine entsprechende Schwankung einer Versorgungsspannung) kann auf den VCO 110 des PLL 54 rückkoppeln. Die AM-Komponente des Ausgangssignals 337 entspricht beispielsweise dem parasitären AM-Signal 182 gemäß 3a.
Zur Kompensation dieser AM-Komponente weist der Polarmodulator 50 einen AM-Kompensationspfad 306 auf, der ein Verstärkungsglied 320, ein Verzögerungsglied 321 und ein AM/FM-Vorverzerrungsfilter 66 umfasst. Das AM/FM-Vorverzerrungsfilter 66 weist einen Frequenzgang auf, dessen Betrag beispielsweise zumindest näherungsweise linear mit der Frequenz oder einem Logarithmus der Frequenz ansteigt. Es entspricht einem Hochpassfilter.
Das Amplitudensignal 59 durchläuft den AM-Kompensationspfad 306, das heißt das Verstärkungsglied 320, das Verzögerungsglied 321 und das AM/FM-Vorverzerrungsfilter 66, und gelangt auf den Ausgang 61 des AM-Kompensationspfades 306. Der Aus gang 61 ist mit einem Eingang des PM-Pfades 304 verbunden, wobei der Eingang einen zweiten Eingang des Summationsgliedes 63 bildet. Damit wird mittels des Summationsgliedes 63 in diesem Ausführungsbeispiel das vorverzerrte differenzierte Phasensignal 352 mit dem verstärkten, verzögerten und vorverzerrten Amplitudensignal 61 im PM-Pfad 304 additiv überlagert. Das Amplitudensignal 59 kann nach entsprechender Filterung im AM-Kompensationspfad 306 als Stellwert 56 der PLL 54 den spannungsgesteuerten Oszillator 110 beeinflussen. In Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung ähnelt die Übertragungsfunktion des Amplitudensignals 59 zu dem Ausgang 160 des VCO 110 der Stör-Übertragungsfunktion der AM-Komponente des Ausgangssignals 337 zu dem Ausgang 160 des VCO 110. Um beide Übertragungsfunktionen abzugleichen, können das Verstärkungsglied 320, das Verzögerungsglied 321 und das AM/FM-Vorverzerrungsfilter 66 so eingestellt bzw. gewählt werden, dass beide Übertragungsfunktionen nahezu identisch sind. In diesem Fall lässt sich die parasitäre Einkopplung der AM/FM-Komponente des Ausgangssignals 337 auf den spannungsgesteuerten Oszillator 110 (bzw. eine Frequenzmodulation des Ausgangssignals 57 aufgrund der Amplitudenmodulation) kompensieren bzw. unterdrücken.
5b zeigt eine charakteristische Übertragungsfunktion des AM-Kompensationspfads gemäß dem Ausführungsbeispiel der 5a. Das AM/FM-Vorverzerrungsfilter 66 weist beispielsweise die abgebildete Übertragungsfunktion 323 mit Hochpasscharakteristik auf. Die PLL 54 kann als ein Tiefpass angesehen werden, da der VCO 110 nur sich langsam ändernde Signale an seinem Stelleingang 158 ausregeln kann, bei sich schnell ändernden Signalen am Stelleingang 158 jedoch seinen Ausgang 160 nicht mehr nachführen kann. In anderen Worten, bei Einwirken niederfrequenter Störeinflüsse auf den VCO kann die phasengerastete Schleife diese Einflüsse nahezu vollständig kompensieren, so dass die Frequenz des Ausgangssignals 57 nahezu konstant bleibt. Bei Einwirken hochfrequenter Störungen auf den VCO kann die phasengerastete Schleife die Störungen auf grund einer Tiefpasscharakteristik der Regelschleife (die beispielsweise unter anderem durch eine Trägheit der Ladungspumpe 106 und/oder durch eine Wirkung des Tiefpassfilters 108 bedingt sein kann) nicht mehr ausregeln. Somit kann es zu Schwankungen der Frequenz des Ausgangssignals 57 kommen, die durch den AM-Kompensationspfad 306 kompensiert werden können.
Die PLL 54 weist somit eine Tiefpassübertragungsfunktion 324 auf, beispielsweise entsprechend der Abbildung gemäß 5b. Die Übertragungsfunktion des Amplitudensignals 52 auf den Ausgang 160 des VCO 110 entspricht damit einer Überlagerung der Übertragungsfunktion 323 des AM/FM-Vorverzerrungsfilters 66 mit der Übertragungsfunktion 324 der PLL 54. Das Verstärkungsglied 320 und das Verzögerungsglied 321 bewirken eine weitere Feineinstellung der beiden AM-Komponenten. Die Überlagerung des Hochpass-Frequenzganges 323 mit dem Tiefpassfrequenzgang 324 resultiert aufgrund der Grenzfrequenz des Tiefpassfrequenzganges in einem Hochpassfrequenzgang 325 der AM-Kompensationsübertragungsfunktion, d. h. der Übertragungsfunktion von dem Amplitudensignal 59 auf den Ausgang 160 des VCO 110.
5c zeigt ein Blockschaltbild des AM-Kompensationspfads gemäß dem Ausführungsbeispiel in 5a. Das Amplitudensignal 59 gelangt über das Verstärkungsglied 320, das Verzögerungsglied 321 und das AM-Kompensationsvorverzerrungsfilter 66, sowie gegebenenfalls über den Sigma-Delta-Wandler 114, auf den Eingang des Phasenregelkreises 54. Das AM-Kompensationsvorverzerrungsfilter 66 kann je nach Einstellung bzw. Voreinstellung einen Frequenzgang entsprechend der Abbildung aufweisen, beispielsweise mit zwei zumindest näherungsweise linearen Abschnitten mit unterschiedlicher Steigung. Weiterhin gelangt das vorverzerrte Amplitudensignal zu der PLL 54 mit der PLL-Tiefpassübertragungsfunktion 302 und erzeugt bzw. bewirkt am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 110 ein Signal 57 mit der Frequenz f_ott. Das AM-Kompensations-Vorverzerrungsfilter 66 kann in diesem Ausfüh rungsbeispiel so eingestellt werden, dass die Rückkopplung des AM-Anteils in dem Ausgangssignal 337 zu dem VCO über den in 5c dargestellten Signalpfad des Amplitudensignals 59 bzw. durch eine Wirkung des Signalpfads kompensiert wird.
6a zeigt ein schematisches Blockschaltbild eines Polarmodulators mit Kompensationsfilter gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung. Der Polarmodulator 50 umfasst eine PLL 54, einen AM-Pfad 305 und einen Stellwerterzeuger 60.
Der Stellwerterzeuger 60 umfasst einen PM-Pfad 304 und einen AM-Kompensationspfad 306. Der Stellwerterzeuger 60 erzeugt aus dem von der Amplitudeninformation 52 abgeleiteten Amplitudensignal 59 und dem auf der Phaseninformation 53 basierenden Phasensignal 62 ein Stellwertsignal 64, das den Stellwert 56 darstellt (sowie basierend darauf, unter Verwendung des Sigma-Delta-Wandlers 114, den Stellwert 56). Das von der Amplitudeninformation 52 abgeleitete Amplitudensignal 59 kann beispielsweise unter Verwendung einer beliebigen nichtlinearen oder linearen Funktion, entsprechend dem Ausführungsbeispiel gemäß der 1, von der Amplitudeninformation 52 abgeleitet sein.
Die Ableitung des auf der Amplitudeninformation 52 basierenden Amplitudensignals kann bereits außerhalb des Polarmodulators 50 erfolgt sein, d. h., dem Polarmodulator 50 liegt ein von der Amplitudeninformation 52 abgeleitetes Amplitudensignal 59 vor. Die Ableitung kann in einem weiteren Ausführungsbeispiel aber auch ein Teil des Polarmodulators 50 sein, d. h., dem Polarmodulator 50 liegt ein auf der Amplitudeninformation 52 basierendes Signal vor, aus dem der Polarmodulator das von der Amplitudeninformation 52 abgeleitete Amplitudensignal 59 erzeugt, beispielsweise im Stellwerterzeuger 60.
Das von der Amplitudeninformation 52 abgeleitet Amplitudensignal 59 kann aber auch dem auf der Amplitudeninformation 52 basierenden Amplitudensignal entsprechen.
Das Amplitudensignal 59 wird gegebenenfalls nach einer Verstärkung und einer zeitlichen Verzögerung, mittels eines AM/FM Vorverzerrungsfilters, das dem Hochpass 66 gemäß 2 entspricht, hochpassgefiltert und in dem Summationsglied 63, das der Kombination 63 gemäß 2 entspricht, mit dem Phasensignal 62 kombiniert.
Der Unterschied zwischen dem Ausführungsbeispiel gemäß 6a und dem Ausführungsbeispiel gemäß 5a besteht in der Einkopplung des Ausgangssignals 61 des AM-Kompensationspfads 306 in den PM-Pfad 304.
Gemäß 6a ist das Summationsglied 63 aus dem PM-Pfad 304 an sich herausgenommen und vor dem PM-Pfad 304 eingefügt worden. Damit wird das Ausgangssignal 61 des AM-Kompensationspfads 306 direkt zu dem Phasensignal 62 durch das Summationsglied 63 hinzuaddiert und durchläuft danach (zusammen mit dem Phasensignal) den Differenzierer 307 und das Vorverzerrungsfilter 116 des PM-Pfads 304. Somit umfasst eine Übertragungsfunktion des Amplitudensignals 59 auf den Ausgang 57 der PLL 54 die Kette aus Verstärkungsglied 320, Verzögerungsglied 321, AM/FM-Vorverzerrungsfilter 66, Differenzierer 307, Vorverzerrungsfilter 116, Sigma-Delta-Wandler 114 und PLL 54. Damit kann bei einigen Ausführungsbeispielen ausgenutzt werden, dass in der Strecke bzw. in dem PM-Pfad 304 bereits ein Vorverzerrungsfilter 116 enthalten ist, so dass das AM/FM-Vorverzerrungsfilter 66 leichter zu entwerfen ist, da es beispielsweise weniger scharfe Flanken aufzuweisen braucht oder eine geringere Dämpfungbenötigt.
Zur Kombination des AM-Kompensationspfads 306 mit dem (existierenden) PM-Pfad 304 gibt es eine Vielzahl von Möglichkei ten von Kombinationen für die in den Pfaden enthaltenen Filterblöcke.
Das Verstärkungsglied 320 kann beispielsweise durch einen Multiplizierer oder durch eine Schiebe- und Additionsoperation realisiert werden. Die Verzögerungsstufe 321 sollte bei einigen Ausführungsbeispielen im Bereich weniger Nanosekunden justierbar sein, um die Phase des Trägersignals genau nachstellen zu können. Beispielsweise können Allpassfilter- oder Polyphasenfilterentwürfe genutzt werden, die Zeitverzögerungen von Bruchteilen der Abtastrate erreichen.
Der Ausgang 65 des AM-Pfades 305 und der Ausgang 57 der PLL 54 werden auf die Modulationseinrichtung 58 geschaltet.
Bei GSM-EDGE-Anwendungen kann der VCO 110 beispielsweise eine Frequenz von näherungsweise 3,8 GHz erzeugen. Im Falle von GSM 850/900 kann der Frequenzteiler 303 den Ausgang 160 des VCO 110 durch einen Faktor 4 teilen, wohingegen bei GSM 1800/1900 das Teilerverhältnis 2 sein kann.
Die Verstärkungsstufe 320, die Verzögerungsstufe 321 und das AM/FM-Vorverzerrungsfilter 66 können beispielsweise programmierbar bzw. einstellbar sein. Optimale Koeffizienten der drei Glieder 320, 321, 66 können z. B. nach einer Messung des Ausgangssignals 337 so eingestellt werden, dass eine Auswirkung des Ausgangssignals 337 (oder eine parasitäre Auswirkung einer Amplitudenmodulation) auf den VCO 110 einen möglichst geringen Einfluss hat. Es ist auch möglich, die Koeffizienten (beispielsweise der Glieder 320, 321, 66) adaptiv einzustellen, beispielsweise mittels einer Steuerung, die die Koeffizienten des Verstärkungsglieds 320, des Verzögerungsglieds 321 und des AM/FM-Vorverzerrungsfilters 66 adaptiv so einstellt, dass sich der Signalverlauf des Ausgangssignals 337 einem vorgegebenen Signalverlauf annähert. Beispielsweise können dafür adaptive Gradientenverfahren verwendet werden, um ein Minimum in einem die einstellbaren Parameter bzw. Koeffizienten beschreibenden Parameterraum zu finden.
6b zeigt eine charakteristische Übertragungsfunktion eines gesamten AM-Kompensationspfads gemäß dem Ausführungsbeispiel in 6a. Das gesamte bzw. wirksame AM-Kompensationsvorverzerrungsfilter 423 umfasst das AM/FM-Vorverzerrungsfilter bzw. das Hochpassfilter 66 des AM-Kompensationspfads 306, das Vorverzerrungsfilter 116 des PM-Pfades 304 und den Differenzierer 307 des PM-Pfades 304. Die Übertragungsfunktion des gesamten bzw. wirksamen AM-Kompensationsvorverzerrungsfilters 423 ergibt sich zu: HAM,com(z) = H2pre(1 – z–1)H1pre
Fügt man dieser Übertragungsfunktion noch die Tiefpassübertragungsfunktion G_PLL 302 der PLL 54 hinzu, so ergibt sich die Übertragungsfunktion des gesamten Kompensationspfades H_tot, die durch eine Kurve k30 dargestellt ist, in der folgenden Weise: Htot = H2pre(1 – z–1)H1pre GPLL
Die Überlagerung der beiden Frequenzgänge der (wirksamen) AM/FM-Vorverzerrung 423 und des PLL-Tiefpasses bzw. der PLL-Tiefpasscharakteristik 302 ergibt einen Frequenzgang H_tot 430, welcher der AM-Übertragungsfunktion entspricht, das heißt der Übertragungsfunktion des Amplitudensignals 59 auf den Ausgang 57 des spannungsgesteuerten Oszillators 110.
7 zeigt ein charakteristisches Frequenzspektrum eines Leistungsausgangssignals 337 eines Polarmodulators 50 mit Kompensationsfilter, gemäß einem Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung. Das Frequenzspektrum entspricht einem Spektrum eines EDGE-modulierten Signals mit nahezu perfekter Kompensation der parasitären AM/FM-Komponente. Das Spektrum zeigt eine symmetrische Charakteristik und erfüllt die Anfor derungen an die GSM-Modulationsmaske im Frequenzbereich. Verglichen mit dem Frequenzspektrum gemäß 4 ist die linke Flanke 702 um etwa 10 dB weiter nach unten gewandert und gleichzeitig hat sich symmetrisch zur Mittenfrequenz von 1,71 GHz eine rechte Flanke 703 ausgebildet. Der Einfluss der parasitären AM/FM-Komponente des Ausgangssignals 337 hat sich um mindestens 10 dB reduziert.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel, das in den Figuren nicht gezeigt ist, kann das PLL 402 beispielsweise auch als eine digitale phasengerastete Schleife PLL bzw. als ein digitaler phasengekoppelter Regelkreis ausgeführt sein, wobei der spannungsgesteuerte Oszillator 110 ein digital gesteuerter Oszillator sein kann. Der Oszillator kann beispielsweise durch einen digitalen Eingang eingestellt werden, der eine Bank von Kondensatoren ansteuert. Der digital gesteuerte Oszillator kann, digital moduliert werden, ohne einen Digital/Analogwandler zu benötigen.
8 zeigt ein Flussdiagramm zu dem Verfahren zum Erzeugen eines polarmodulierten Signals. Das Verfahren 800 umfasst einen ersten Schritt 801, einen zweiten Schritt 802, einen dritten Schritt 803 und einen vierten Schritt 804. Der erste Schritt 801 umfasst ein „Hochpassfiltern eines von der Amplitudeninformation abgeleiteten Amplitudensignals, um ein hochpassgefiltertes Amplitudensignal zu erhalten.” Der zweite Schritt 802 umfasst ein „Kombinieren des hochpassgefilterten Amplitudensignals mit einem auf der Phaseninformation basierenden Phasensignal, um ein Stellwertsignal zu erhalten, das einen Stellwert beschreibt.” Der dritte Schritt 803 umfasst ein „Bereitstellen eines Ausgangssignals unter Verwendung einer Phasenregelung, wobei eine Frequenz des Ausgangssignals in Abhängigkeit von dem Stellwert (803) eingestellt wird.” Der vierte Schritt 804 umfasst ein „Kombinieren eines von der Amplitudeninformation abgeleiteten Amplitudenmodulationssignals mit dem Ausgangssignal des Phasenregelkreises zu dem polar modulierten Signal.”
Die Schritte 801, 802, 803, 804 brauchen nicht notwendigerweise aufeinander folgend ausgeführt werden, es ist auch denkbar, die Reihenfolge der Schritte zu vertauschen.
9 zeigt eine schematische Darstellung eines Mobiltelefons gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Ein Mobiltelefon 900 umfasst einen Polarmodulator 50 zum Erzeugen eines polarmodulierten Signals 57, einen Leistungsverstärker 319 zum Verstärken des polarmodulierten Signals 57 und eine Leiterplatine 901, wobei der Polarmodulator 50 und der Leistungsverstärker 319 zusammen auf der Leiterplatine 901 angeordnet sind. Der Leistungsverstärker 319 kann basierend auf dem polarmodulierten Signal 57 ein Leistungsausgangssignal 337 erzeugen, das beispielsweise mit einer Antenne des Mobiltelefons 900 gekoppelt ist, um das Leistungsausgangssignal 337 dem Gesprächspartner zu übermitteln.
Der Polarmodulator 50 kann gemäß einem der Ausführungsbeispiele in den vorgenannten Figuren ausgeführt sein, so dass der Polarmodulator 50 aus einer Phaseninformation 53 und einer Amplitudeninformation 52 ein polarmoduliertes Signal 57 erzeugt. Der Polarmodulator 50 ist ausgelegt, um einer Störeinwirkung des Leistungsausgangssignals 337 auf den Polarmodulator 50 unter Verwendung einer Phasenregelung entgegenzuwirken.
Aufgrund dieser Störkompensation des Polarmodulators 50 braucht das Mobiltelefon 900 keine getrennten Abschirmkammern für den Polarmodulator 50 und den Leistungsverstärker 319 aufweisen. Eine Rückkopplung des Leistungsausgangssignals 337 auf den Polarmodulator 50, die beispielsweise durch Ausführung von getrennten Abschirmkammern für den Polarmodulator 50 und den Leistungsverstärker 319 abgemildert werden kann, kann bei dem Mobiltelefon 900 gemäß diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung durch eine Phasenregelung in dem Polarmodulator 50 kompensiert werden. Aufgrund dieses Merkmals des Polarmodula tors 50 sind keine getrennten Abschirmkammern auf der Leiterplatine 901 erforderlich. Das Mobiltelefon 900 kann günstiger hergestellt werden und leichter ausgeführt sein, d. h. das Gewicht des Mobiltelefons 900 kann sich erheblich reduzieren.
Abhängig von den Gegebenheiten kann das erfindungsgemäße Verfahren 800 in Hardware oder in Software implementiert werden. Die Implementierung kann auf einem digitalen Speichermedium, insbesondere einer Diskette oder einer CD mit elektronisch auslesbaren Steuersignalen erfolgen, die so mit einem programmierbaren Computersystem zusammenwirken können, dass das entsprechende Verfahren ausgeführt wird. Allgemein besteht die Erfindung somit auch in einem Computerprogrammprodukt mit auf einem maschinenlesbaren Träger gespeicherten Programmcode zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens, wenn das Computerprogrammprodukt auf einem Rechner abläuft. In anderen Worten ausgedrückt kann die Erfindung somit als ein Computerprogramm mit einem Programmcode zur Durchführung des Verfahrens realisiert werden, wenn das Computerprogramm auf einem Computer abläuft.
Bei einigen Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung kann damit eine aufwendige Entkopplung oder Abschirmung des Ausgangssignals der Leistungsstufe von dem VCO entfallen. Damit entfallen Herstellungskosten und das Mobiltelefon kann wesentlich preisgünstiger hergestellt werden. Es brauchen beispielsweise keine separaten Mobilfunkabschirmkammern auf dem PCB (PCB = „Printed Circuit Board”, gedruckte Schaltkreis-Platine oder Leiterplatine) des Mobiltelefons mehr untergebracht bzw. angebracht werden.
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung können beispielsweise bei Mobiltelefonen der nächsten Generation, die mittels EDGE-Modulationsverfahren arbeiten, und damit wesentlich höhere Datenraten erzielen als bei Verwendung von Modulationsverfahren, die nach dem bisherigen GSM-Standard arbeiten, eingesetzt werden.
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung weisen Ausgangssignale der Leistungsendstufe auf, deren spektrale Maske den Anforderungen des EDGE-Standards entspricht, d. h. deren Leistungsspektrum sich innerhalb des vorgegebenen Toleranzbereichs befindet. Das Leistungsspektrum des Ausgangssignals der Leistungsendstufe ist bei einigen Ausführungsbeispielen symmetrisch und weist Störsignaleinkopplungen erst bei einer wesentlich geringeren Signalleistung auf, als dies bei herkömmlichen Polarmodulatorausgangssignalspektren mit EDGE-modulierten Signalen der Fall ist.
Aufgrund des besseren Signalleistungs- und Störleistungsabstands bei einigen Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung kann das Mobiltelefon beispielsweise mit geringerer Signalleistung senden, so dass der Akku beispielsweise länger hält, d. h. die Sprechzeiten sich den Stand-by-Zeiten annähern lassen. Weiterhin besteht die Möglichkeit, dass sich bei Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung mehr Mobiltelefone innerhalb einer Zelle befinden können, oder dass sich die Zellgröße vergrößert, d. h. weniger Basisstationen zum Empfang des Mobiltelefonsignals benötigt werden. Alle vorgenannten Eigenschaften können zu einer Kostenreduktion führen.
Das heißt, Akku-Kosten des Mobiltelefons reduzieren sich, Hardware-Kosten des Mobiltelefons für herkömmlicherweise notwendige Abschirmmaßnahmen reduzieren sich, und/oder Kosten zur Aufstellung notwendiger Basisstationen reduzieren sich.
Im Folgenden werden weitere Ausführungsbeispiele beschrieben und weitere optionale Merkmale erläutert.
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung beziehen sich auf die Kompensation einer unerwünschten Amplituden-nach-Frequenz-Konversion in einer polaren Übertragerarchitektur, welche eine Vorverzerrungsmodulations-PLL bzw. einen Vorverzerrungsmodulations-phasengekoppelten Regelkreis verwendet.
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung können im zellulären Telefonmarkt bzw. im Mobiltelefonmarkt eingesetzt werden, insbesondere zum Entwurf von leistungseffizienten RF-Übertragungsarchitekturen (RF = „Radio Frequency” bzw. Funkfrequenz). Der Entwurf solcher leistungseffizienten Sender ist ein wichtiges Kriterium geworden für tragbare Geräte bzw. für tragbare Geräte, die in der Hand gehalten werden können. Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung können in digitalen zellulären Telefonsystemen eingesetzt werden, beispielsweise in Mobiltelefonen, die nach dem GSM-Standard bzw. dem GSM-EDGE-Standard arbeiten. Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung können auch dort eingesetzt werden, wo Modulationsarten zum Einsatz kommen, die mit nicht-konstanten Einhüllenden arbeiten, um höhere Datenraten zu erzielen. Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung ermöglichen in manchen Fällen ähnliche Sprech- und Standby-Zeiten für den GSM-Standard der nächsten Generation. Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung können auch dort eingesetzt werden, wo der Signalpfad beispielsweise nicht vollständig linear sein kann. Bei Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung braucht beispielsweise keine Trennung des Sendepfads von dem Verstärkerpfad des Leistungsverstärkers auf der gedruckten Leiterplatte (PCB = „printed circuit board”, gedruckte Leiterplatte) des Mobiltelefons gefordert werden. Bei Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung kann eine parasitäre Kopplung des Ausgangssignals in den spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) unterdrückt bzw. vermieden werden, ohne eine Trennung des Übertragers von dem Leistungsverstärker zu benötigen.
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung arbeiten mit einem Polarmodulatorkonzept. Das Polarmodulatorkonzept trennt das Modulationssignal in ein Amplitudenmodulations-(AM-)Signal und ein Phasenmodulations-(PM-)Signal. Bei Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung kann sowohl mit kartesischen Koordinaten, d. h. einem reellen Anteil und einem Quadraturanteil, als auch (zum Beispiel alternativ dazu) mit Polarkoor dinaten, d. h. einem Phasenanteil und einem Amplitudenanteil, gearbeitet werden. Bei Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung können beide Koordinatensysteme ineinander transformiert werden. Das PM-Signal wird beispielsweise direkt in die PLL bzw. in den Phasenregelkreis eingespeist, dessen Ausgang dabei das phasenmodulierte Trägersignal repräsentiert bzw. liefert. Das AM-Signal kann in einer Ausgangsstufe kombiniert werden.
Es gibt verschiedene Methoden, um PM-Signal und AM-Signal zu kombinieren bzw. um die PM-Information und die AM-information zu kombinieren. Beispielsweise kann die Ausgangsstufe einen linearen Mischer aufweisen. Das AM-Signal kann auch auf die Spannungsversorgung der Ausgangstreiberstufe aufmoduliert werden. Die Ausgangsstufe kann eine Pulsweitenmodulation durchführen, um beispielsweise in Abhängigkeit von der Pulsweite verschiedene Amplitudenwerte der Grundschwingung zu erzeugen. Eine weitere Methode ist beispielsweise die Speisespannungsrnodulation der Ausgangstreiberstufe oder auch direkt der Leistungsverstärkerstufe. Diese Verfahren erreichen eine sehr hohe Leistungseffizienz.
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung zeigen eine besondere Robustheit gegenüber parasitären Einkopplungen des Leistungsverstärkerausgangsignals in den VCO und benötigen damit beispielsweise keine Abschirmkammern zwischen dem Leistungsverstärker (PA) und dem Übertrager auf der gedruckten Leiterplatte (PCB) bzw. dem gedruckten Schaltkreis des Mobiltelefons. Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung unterdrücken die Kopplung des Ausgangssignals in den VCO und damit die Erzeugung eines unerwünschten AM/FM-Konversionssignals, und wirken damit einer ernsthaften Verschlechterung des Modulationsspektrums bzw. einer Erhöhung der Fehlervektorgröße entgegen. Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung umfassen eine Polarmodulatorübertragerarchitektur mit einer Vorverzerrungsmodulations-PLL mit gebrochenem Teilerverhältnis N.
Bei einigen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung kann das asymmetrische Frequenzspektrum eines herkömmlichen Polarmodulators, der keinen AM-Kompensationspfad aufweist, in ein symmetrisches Frequenzspektrum „transformiert” werden, das die GSM-EDGE spektrale Modulationsmaske einhält. Die Überlagerung in dem Spektrum der AM nach FM konvertierten Komponente mit der gewünschten AM-Signalkomponente kann bei einigen Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung in der Weise beeinflusst werden, dass das aus der Überlagerung entstehende Frequenzspektrum des Ausgangssignals nur noch die gewünschte AM-Signalkomponente aufweist und dass die AM-nach-FM konvertierte Komponente in dem Frequenzspektrum des Ausgangssignals unterdrückt oder zumindest reduziert ist. Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung schaffen eine Möglichkeit, um diese parasitäre AM/FM-Komponente zu kompensieren. Der Aufwand für ein aufwendiges Abschirmen und Entkoppeln des Ausgangssignals von dem VCO kann bei Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung eingespart werden. Es brauchen auch keine separaten RF-Abschirmkammern auf der gedruckten Leiterplatte des Mobiltelefons verwendet werden.
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung beschreiben eine Methode, um parasitäre AM/FM-Konversionen aufgrund parasitärer Einkopplung des Trägersignals in den VCO zu kompensieren. Die Einkopplung des Trägersignals in den VCO verursacht eine Frequenzmodulation des VCO durch das AM-Signal. Dies kann mathematisch ausgedrückt werden durch die Gleichung: fVCO(t) = f01 + K2α1r(t – τ)wobei K₂ den VCO-Sensitivitätsfaktor bzw. VCO-Emfindlichkeitsfaktor in MHz/V beschreibt, r(t – τ) die AM-Signalkomponente beschreibt und α₁ den Verstärkungsfaktor beschreibt, der die Verstärkung des (parasitären) Kopplungspfades berücksichtigt. Der Zeitoffsetwert bzw. Zeitverzögerungswert τ berücksichtigt die Verzögerung des Kopplungspfades in den VCO. Der VCO-Empfindlichkeitsfaktor K₂ hängt ab von dem Kopplungseingang des RF-Trägersignals bzw. von einem Pfad der parasitären Einkopplung. Für den Fall der Einkopplung auf den Einstelleingang ist der Empfindlichkeitsfaktor identisch mit dem Einstellempfindlichkeitsfaktor K₁ des VCO. Die PM-Komponente bewirkt eine Verschiebung der nominalen Oszillatorfrequenz f₀, die durch die neue freilaufende Oszillatorfrequenz f₀₁ berücksichtigt wird. Das Oszillatorausgangssignal kann umgeschrieben werden in: sVCO(t) = cos(ωt + φ(t)) = cos(2πf01t + 2πK2·α1·r(t – τ)·t)
Der Rückkopplungsmechanismus des phasengekoppelten Regelkreises bzw. der PLL ist in der Lage, Frequenzkomponenten innerhalb der Schleifenbandbreite zu kompensieren. Frequenzkomponenten höher als die Schleifenbandbreite können dagegen nicht von der PLL unterdrückt werden, da die Schleife nicht in der Lage ist, schnellen Frequenzänderungen des VCO zu folgen. Deshalb zeigt die Übertragungsfunktionscharakteristik des AM-Signals bezogen auf den Ausgang eine Hochpasscharakteristik. Die Hochpasscharakteristik der zwei Übertragungsfunktionen H₃₂(jω) = φ₃(ω)/φ₂(ω) vom Eingang 2 des VCO zu dem Ausgang 3 des VCO ist qualitativ in 3b aufgezeigt. 3b zeigt eine Vorverzerrungsmodulation eines PLL mit gebrochenem Teilverhältnis N. Im Falle einer optimalen Auslöschung des parasitären AM-Signalkomponentenanteils α₁r(t – τ) ist die Ausgangsfrequenz des VCO-Ausgangssignals gegeben durch: fVCO(t) = f01 + K2·α1r(t – τ) – K ~2α ~1r ~(t – τ) ≈ f01
K ~₂ und α ~₁r ~(t – τ) stellen Schätzwerte des VCO-Empfindlichkeitsfaktors K₂ bzw. der AM-Signalkomponente dar. Obwohl das AM-Signal r(t) exakt bekannt ist, kann die Verstärkung α₁ und der Trägerphasenoffset φ = ω₀·τ aufgrund des unbekannten RF-Kopplungspfades nur geschätzt werden. Dafür werden ein einstellbarer Verstärkungsblock G = â₁ und eine einstellbare Zeitverzögerung in den AM-Kompensationspfad eingefügt. Der Zeitverzögerungsschätzwert τ ^ kann sehr präzise im Bereich einiger Nanosekunden gesteuert werden, um in der Lage zu sein, den Trägerphasenoffset φ = ω₀·τ des parasitären RF-Kopplungspfades zu kompensieren.
5a zeigt ein generisches Blockschaltbild gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, um die unerwünschte AM/FM-konvertierte Modulation zu kompensieren. Das Vorverzerrungsmodulations-PLL wird gemäß einigen Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung beispielsweise bei Systemen verwendet, bei denen die Modulationsbandbreite nicht viel höher als die PLL-Bandbreite ist, beispielsweise bei GSM oder GSM-EDGE Systemen. Das PM-Signal wird in ein FM-Signal konvertiert und durch ein digitales Vorverzerrungsfilter gefiltert, um die Tiefpassübertragungsfunktion des PLL-Schleifenfilters zu kompensieren. Die resultierende Übertragungsfunktion zeigt eine flache Frequenzcharakteristik und eine konstante Gruppenlaufzeit innerhalb der Signalbandbreite. Das AM-Signal wird in der Mischer-Ausgangsstufe kombiniert, kann jedoch auch direkt dem Leistungsverstärker zugeführt werden, indem beispielsweise eine Speisespannungsmodulation genutzt wird.
Ein grundlegender Gedanke einiger Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung ist die Kompensation der parasitären AM/FM-Komponente durch Addition des AM-Signals zu dem PM-Eingang. In diesem Fall umfasst das Signal, das das Teilerverhältnis des Multimodulus-Teilers bzw. Mehr-Teilerfaktor-Teilers 112 variiert, das PM-Signal und das AM-Kompensationssignal. Um dieselbe Hochpasscharakteristik wie die parasitäre AM/FM-Komponente zu erhalten, kann das AM-Kompensationssignal beispielsweise mit einem geeigneten Vorverzerrungsfilter h_2pre gefiltert werden, wie in 5a bzw. 5b aufgezeigt. Die resultierende Übertragungsfunktion, beispielsweise AM-Kompensationssignal-zu-VCO-Ausgangssignal, sollte identisch sein zu der Hochpassübertragungsfunktion des unerwünschten AM/FM-Signals. 5c zeigt einen vereinfachten Signalfluss des AM-Kompensationspfades.
Ein Kernaspekt einiger Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung ist eine Methode, um parasitäre AM/FM-Konversionen in Polarmodulator-Übertragerarchitekturen in Verbindung mit einer Vorverzerrungsmodulations-PLL mit gebrochenem Teilverhältnis N zu kompensieren, wobei die PLL zur Phasenmodulation verwendet wird. Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung können ebenfalls digitale phasengekoppelte Regelkreise (DPLL) umfassen, mit digital gesteuerten Oszillatoren (DCO). In solchen Ausführungsbeispielen kann der Oszillator beispielsweise durch einen digitalen Eingang, der eine Bank von Kondensatoren ansteuert, eingestellt werden. Der DCO kann digital moduliert werden ohne dabei Digital-Analog-Wandler zu benötigen.
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung können für den GSM-EDGE-Standard genutzt werden. Beispielsweise kann der VCO mit Frequenzen im Bereich von 3,8 GHz arbeiten. Im Falle von GSM 850/900 kann der Teiler am Ausgang des VCO einen Teilfaktor von 4 aufweisen, wohingegen bei GSM 1800/1900 der Teiler ein Teilerverhältnis von 2 aufweisen kann. Der AM-Kompensationspfad kann eine programmierbare Verstärkung, einen Verzögerungsblock und einen Vorverzerrungsfilter h_2pre aufweisen. Das gesamte AM-Kompensations-Vorverzerrungsfilter kann dabei den Filter des AM-Pfads umfassen und den Filter des PM-Pfads mit verwenden. Die gesamte AM-Pfad-Kompensationsfilterübertragungsfunktion ist beispielsweise gegeben durch: HAM,com(z) = H2pre(1 – z–1 )H1pre
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung weisen einen geringen Aufwand zum Entwickeln bzw. zum Entwerfen des Vorverzerrungsfilters h_2pre auf. Es existieren dabei vielfältige Möglichkeiten, um den AM-Pfad und den existierenden PM-Pfad zu kombinieren. Der Verstärkungsblock kann beispielsweise durch einen Multiplizierer oder alternativ durch eine Schiebe- Additionsoperation realisiert werden. Die digitale Zeitverzögerung sollte bei einigen Ausführungsbeispielen im Bereich von einigen Nanosekunden einstellbar sein, um den Trägerphasenoffset kompensieren zu können. Beispielsweise können dafür Allpassfilter- oder Polyphasenfilter-Entwurfsverfahren verwendet werden, die beispielsweise Zeitverzögerungen im Bereich von Bruchteilen der Abtastrate gewährleisten. 7 zeigt ein EDGE-moduliertes Spektrum mit perfekter Kompensation des parasitären AM/FM-Anteils. Das Spektrum zeigt eine symmetrische Charakteristik und erfüllt die GSM-Modulationsmaskenanforderungen im Frequenzbereich. Das heißt, das Spektrum gemäß 7 liegt innerhalb des vorgegebenen, von dem GSM-Standard geforderten Toleranzbereiches.
Beispielsweise ist ein Aufbau auf Halbleiterebene eine Möglichkeit, um die gewählte Übertragerarchitektur mit AM/FM-Kompensationsschaltkreisen zu realisieren. Im Falle einer digitalen PLL können die Blöcke zur Bildung des Kompensationspfads komplett durch digitale Logikschaltkreise realisiert sein.
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung können beispielsweise angewendet werden bei GSM, UMTS, Bluetooth, sowie Übertragungskonzepten für Mobilkommunikation.

Claims

Polarmodulator (50) zum Erzeugen eines polar modulierten Signals (51) basierend auf einer Amplitudeninformation (52) und einer Phaseninformation (53), mit folgenden Merkmalen: einem Phasenregelkreis (54) der ausgelegt ist, um eine Einstellung einer Frequenz (55) in Abhängigkeit von einem Stellwert (56) zu ermöglichen, um ein Phasenregelkreisausgangssignal (57) zu erhalten; einer Modulationseinrichtung (58) die ausgelegt ist, um ein von der Amplitudeninformation (52) abgeleitetes Amplitudenmodulationssignal (65) mit dem Phasenregelkreisausgangssignal (57) zu kombinieren, um das polar modulierte Signal (51) zu erzeugen; und einem Stellwerterzeuger (60), der ausgelegt ist, um ein von der Amplitudeninformation (52) abgeleitetes Amplitudensignal (59) Hochpass (66) zu filtern, um ein hochpassgefiltertes Amplitudensignal (61) zu erhalten; wobei der Stellwerterzeuger (60) ausgelegt ist, um das hochpassgefilterte Amplitudensignal (61) mit einem auf der Phaseninformation (53) basierenden Phasensignal (62) zu kombinieren (63), um ein Stellwertsignal (64) zu erzeugen, das den Stellwert (56) darstellt.
Polarmodulator (50) gemäß Anspruch 1, wobei der Stellwerterzeuger (60) ausgelegt ist, um das hochpassgefilterte Amplitudensignal (61) so zu erzeugen, dass der Stellwert (56) einer Störeinwirkung auf den Phasenregelkreis (54) entgegenwirkt.
Polarmodulator (50) gemäß Anspruch 2, wobei die Störeinwirkung auf den Phasenregelkreis (54) einer parasitären AM/FM-Einkopplung des polar modulierten Signals (51) oder ei nes davon abgeleiteten Signals in den Phasenregelkreis entspricht.
Polarmodulator (50) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Stellwerterzeuger (60) ausgelegt ist, um eine Tiefpassübertragungsfunktion des Phasenregelkreises (54) unter Verwendung des Hochpassfilters (66) zumindest teilweise zu kompensieren.
Polarmodulator (50) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Stellwerterzeuger (60) ausgelegt ist, um eine Teilkomponente des Stellwertes (56) unabhängig von der Phaseninformation (53) zu erzeugen und linear mit einer von der Phaseninformation (53) abhängigen Teilkomponente des Stellwertes (56) zu kombinieren.
Polarmodulator (50) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Hochpassfilter (66) ausgelegt ist, um das Amplitudensignal (59) unter Verwendung einstellbarer Hochpassfilterkoeffizienten zu filtern.
Polarmodulator (50) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Stellwerterzeuger (60) ferner einen AM-Kompensationspfad (306) aufweist; wobei der AM-Kompensationspfad (306) eine Verstärkung (320), eine Verzögerung (321) und ein Hochpassfilter (66) aufweist; und wobei der AM-Kompensationspfad (306) ausgelegt ist, um ein von der Amplitudeninformation (52) abgeleitetes Amplitudensignal (59) unter Verwendung der Verstärkung (320) zu verstärken, unter Verwendung der Verzögerung (321) zu verzögern und unter Verwendung des Hochpassfilters (66) hochpasszufiltern, um das hochpassgefilterte Amplitudensignal (61) zu erzeugen.
Polarmodulator (50) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Stellwerterzeuger (60) einen Differenzierer (307) aufweist; wobei der Differenzierer (307) ausgelegt ist, um das auf der Phaseninformation (53) basierende Phasensignal (62) zu differenzieren, um ein Frequenzsignal (180) zu erhalten, oder um ein kombiniertes Signal (452), das auf einer Kombination des hochpassgefilterten Amplitudensignals (61) und des auf der Phaseninformation (53) basierenden Phasensignals (62) basiert, zu differenzieren, um ein kombiniertes Frequenzsignal (181) zu erhalten.
Polarmodulator (50) gemäß Anspruch 8, wobei der Stellwerterzeuger (60) ferner ein Vorverzerrungsfilter (116) aufweist; wobei das Vorverzerrungsfilter (116) ausgelegt ist, um das Frequenzsignal (180) vorzuverzerren, um ein vorverzerrtes Frequenzsignal (352) zu erhalten, und wobei der Stellwerterzeuger (60) ausgelegt ist, um das vorverzerrte Frequenzsignal (352) mit dem hochpassgefilterten Amplitudensignal (61) zu kombinieren, um das Stellwertsignal (64) zu erzeugen; oder wobei das Vorverzerrungsfilter (116) ausgelegt ist, um das kombinierte Frequenzsignal (181) vorzuverzerren, um das Stellwertsignal (64) zu erzeugen.
Polarmodulator (50) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Stellwerterzeuger (60) ferner einen Sigma-Delta-Wandler (114) aufweist; wobei der Sigma-Delta-Wandler (114) ausgelegt ist, um das Stellwertsignal (64) sigma-delta zu wandeln, um den Stellwert (56) zu erzeugen.
Polarmodulator (50) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Polarmodulator (50) ferner ein AM-Pfad Filter (305) aufweist; wobei das AM-Pfad Filter (305) ein erstes Verzögerungsglied (313), einen Überabtaster (314), ein zweites Verzögerungsglied (315), einen D/A-Wandler (316) und ein Glättungsfilter (317) aufweist; und wobei das AM-Pfad Filter (305) ausgelegt ist, um das von der Amplitudeninformation (52) abgeleitete Amplitudensignal (59) unter Verwendung des ersten Verzögerungsgliedes (313) zu verzögern, unter Verwendung des Überabtasters (314) überabzutasten, unter Verwendung des zweiten Verzögerungsgliedes (315) zu verzögern, unter Verwendung des D/A-Wandlers (316) digital-analog zu wandeln und unter Verwendung des Glättungsfilters (317) zu glätten, um das von der Amplitudeninformation (52) abgeleitete Amplitudenmodulationssignal (65) zu erzeugen.
Polarmodulator (50) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Phasenregelkreis (54) als ein analoger Phasenregelkreis ausgelegt ist, der einen Frequenzteiler (112) mit einstellbarem Teilerfaktor (178) umfasst, wobei der Frequenzteiler (112) ausgelegt ist, um den Teilerfaktor (178) abhängig von dem Stellwert (56) einzustellen.
Polarmodulator (50) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11, bei dem der Phasenregelkreis (54) als ein digitaler Phasenregelkreis ausgelegt ist, der einen Frequenzteiler (112) mit einstellbarem Teilerfaktor (178) umfasst, wobei der Frequenz teiler (112) ausgelegt ist, um den Teilerfaktor (178) abhängig von dem Stellwert (56) einzustellen.
Polarmodulator (50) gemäß Anspruch 13, bei dem der digital gesteuerte Oszillator eine Mehrzahl von schaltbaren Kondensatoren aufweist, um eine Frequenzeinstellung im Hinblick auf das Phasenregelkreisausgangssignal (57) zu ermöglichen.
Polarmodulator (50) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Phasenregelkreis (54) ausgelegt ist, um eine Frequenz (55) von näherungsweise 3,8 GHz einzustellen, und wobei der Phasenregelkreis (54) ferner einen Frequenzteiler (303) mit einem von dem Stellwert (56) unabhängigen Teilerfaktor umfasst, wobei der Teilerfaktor einen Wert von 2 oder 4 aufweist.
Polarmodulator (50) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem das von der Amplitudeninformation (52) abgeleitete Amplitudensignal (59) ein unter Verwendung einer nichtlinearen Funktion aus einem auf der Amplitudeninformation (52) basierenden Signal erzeugtes Amplitudensignal (59) ist; wobei die nichtlineare Funktion einer Taylorreihe oder Potenzreihe entspricht; oder wobei das von der Amplitudeninformation (52) abgeleitete Amplitudensignal (59) ein um einen linearen Faktor verstärktes, auf der Amplitudeninformation (52) basierendes Signal ist.
Mobiltelefon mit folgenden Merkmalen: einem Polarmodulator (50) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 16 zum Erzeugen eines polar modulierten Signals (51); einen Leistungsverstärker (319) der ausgelegt ist, um das polar modulierte Signal (51) zu verstärken; wobei der Polarmodulator (50) und der Leistungsverstärker (319) so angeordnet sind, dass eine Rückkopplung von dem Leistungsverstärker (319) zu dem Phasenregelkreis besteht.
Mobiltelefon gemäß Anspruch 17, wobei der Polarmodulator (50) und der Leistungsverstärker (319) zusammen auf einer gemeinsamen Leiterplatine (901) angeordnet sind.
Mobiltelefon gemäß Anspruch 17 oder 18, bei dem der Rückkopplungspfad von dem Leistungsverstärker (319) zu dem Phasenregelkreis (54) eine unabgeschirmte elektrische Kopplung umfasst.
Verfahren (800) zum Erzeugen eines polar modulierten Signals basierend auf einer Amplitudeninformation und einer Phaseninformation, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: Hochpassfiltern eines von der Amplitudeninformation abgeleiteten Amplitudensignals, um ein hochpassgefiltertes Amplitudensignal zu erhalten (801); Kombinieren des hochpassgefilterten Amplitudensignals mit einem auf der Phaseninformation basierenden Phasensignal, um ein Stellwertsignal zu erhalten, das einen Stellwert beschreibt (802); Bereitstellen eines Ausgangssignals unter Verwendung einer Phasenregelung, wobei eine Frequenz des Ausgangssignals in Abhängigkeit von dem Stellwert (803) eingestellt wird; (803) und Kombinieren eines von der Amplitudeninformation abgeleiteten Amplitudenmodulationssignals mit dem Ausgangssignal des Phasenregelkreises zu dem polar modulierten Signal (804).
Computerprogramm mit einem Programmcode zum Ausführen des Verfahrens gemäß Anspruch 20, wenn das Computerprogramm auf einem Rechner läuft.
Polarmodulator (10) zum Erzeugen eines polar modulierten Signals (17) basierend auf einer Amplitudeninformation (15) und einer Phaseninformation (19) mit folgenden Merkmalen: einem Phasenregelkreis (11) der ausgelegt ist, um eine Einstellung einer Frequenz (24) in Abhängigkeit von einem Stellwert (12) zu ermöglichen, um ein Phasenregelkreisausgangssignal (13) zu erhalten; einer Modulationseinrichtung (14) die ausgelegt ist, um ein von der Amplitudeninformation (15) abgeleitetes Amplitudenmodulationssignal (16) mit dem Phasenregelkreisausgangssignal (13) zu kombinieren, um das polar modulierte Signal (17) zu erzeugen; und einem Stellwerterzeuger (18), der ausgelegt ist, um basierend auf der Amplitudeninformation (15) und der Phaseninformation (19) den Stellwert (12) zu erzeugen, wobei der Stellwerterzeuger (18) ausgelegt ist, um einen von der Amplitudeninformation (15) abgeleiteten Signalwert (20) und einen der Phaseninformation (19) entsprechenden Signalwert (21) oder von der Phaseninformation (19) abgeleiteten Signalwert (22) additiv zu überlagern (23), um den Stellwert (12) zu erzeugen.
Polarmodulator (10) gemäß Anspruch 22, wobei der Stellwerterzeuger (18) ausgelegt ist, um den von der Amplitudeninformation (15) abgeleiteten Signalwert (20) so zu erzeugen, dass der Stellwert (12) einer Störeinwirkung auf den Phasenregelkreis (11) entgegen wirkt.
Polarmodulator (10) gemäß Anspruch 23, wobei die Störeinwirkung auf den Phasenregelkreis (11) einer parasitären Amplitudenmodulations-/Frequenzmodulations-Einkopplung des polar modulierten Signals (17) oder eines davon abgeleiteten Signals entspricht.
Polarmodulator (50) zum Erzeugen eines polar modulierten Signals (51) basierend auf einer Amplitudeninformation (52) und einer Phaseninformation (53), mit folgenden Merkmalen: einem Phasenregelkreis (54) der ausgelegt ist, um eine Einstellung einer Frequenz (55) in Abhängigkeit von einem Stellwert (56) zu ermöglichen, um ein Phasenregelkreisausgangssignal (57) zu erhalten; einer Modulationseinrichtung (58) die ausgelegt ist, um ein von der Amplitudeninformation (52) abgeleitetes Amplitudenmodulationssignal (65) mit dem Phasenregelkreisausgangssignal (57) zu kombinieren, um das polar modulierte Signal (51) zu erzeugen; und einem Stellwerterzeuger (60), wobei der Stellwerterzeuger (60) eine Verstärkung (320), eine Verzögerung (321) und ein Hochpassfilter (66) aufweist; wobei der Stellwerterzeuger (60) ausgelegt ist, um ein von der Amplitudeninformation (52) abgeleitetes Amplitudensignal (59) unter Verwendung der Verstärkung (320) zu verstärken, unter Verwendung der Verzögerung (321) zu verzögern und unter Verwendung des Hochpassfilters (66) hochpasszufiltern, um aus dem von der Amplitudeninformation (52) abgeleiteten Amplitudensignal (59) ein hochpassgefiltertes Amplitudensignal (61) zu bestimmen; wobei der Stellwerterzeuger (60) ferner einen Differenzierer (307) und ein Vorverzerrungsfilter (116) aufweist; wobei der Stellwerterzeuger ausgelegt ist, um ein auf der Phaseninformation (53) basierendes Phasensignal (62) unter Verwendung des Differenzierers (307) zu differenzieren und unter Verwendung des Vorverzerrungsfilters (116) vorzuverzerren, um aus dem auf der Phaseninformation (53) basierenden Phasensignal (62) ein vorverzerrtes Frequenzsignal (352) zu erhalten, um das vorverzerrte Frequenzsignal (352) mit dem hochpassgefilterten Amplitudensignal (61) additiv zu überlagern, um ein Stellwertsignal (64) zu erzeugen, das den Stellwert (56) darstellt; oder wobei der Stellwerterzeuger (60) ausgelegt ist, um ein auf der Phaseninformation basierendes Phasensignal (62) mit dem hochpassgefilterten Amplitudensignal (61) additiv zu überlagern, um ein kombiniertes Signal (452) zu erzeugen, um das kombinierte Signal (452) unter Verwendung des Differenzierers (307) zu differenzieren und unter Verwendung des Vorverzerrungsfilters (116) vorzuverzerren, um aus dem kombinierten Signal (452) ein Stellwertsignal (64) zu erzeugen, das den Stellwert (56) darstellt.
Polarmodulationseinrichtung zum Erzeugen eines polar modulierten Signals (51) basierend auf einer Amplitudeninformation (52) und einer Phaseninformation (53), mit folgenden Merkmalen: einer Einrichtung zum Hochpassfiltern eines von der Amplitudeninformation (52) abgeleiteten Amplitudensignals (59), um ein hochpassgefiltertes Amplitudensignal (61) zu erhalten; einer Einrichtung zum Kombinieren des hochpassgefilterten Amplitudensignals (61) mit einem auf der Phaseninformation (53) basierenden Phasensignal (62), um ein Stellwertsignal (64) zu erhalten, das einen Stellwert (56) beschreibt; einer Einrichtung zum Bereitstellen eines Ausgangssignals (57) unter Verwendung einer Phasenregelung, wobei eine Frequenz (55) des Ausgangssignals (57) in Abhängigkeit von dem Stellwert (56) eingestellt wird; und einer Einrichtung zum Kombinieren eines von der Amplitudeninformation (52) abgeleiteten Amplitudenmodulationssignals (65) mit dem Ausgangssignal (57) des Phasenregelkreises (54) zu dem polar modulierten Signal (51).