-
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Ansteuervorrichtung für eine aktive Gleichrichterschaltung mit einem Ausgangskontakt, einem Eingangskontakt zum Anschließen an eine Wechselspannungsleitung und einer Messschaltung, die sich zwischen dem Eingangskontakt und dem Ausgangskontakt befindet und deren Ausgangssignal als Steuersignal für die aktive Gleichrichterschaltung dient.
-
In einigen Frequenzumrichtern werden netzseitig als Gleichrichter aktive Brückenschaltungen eingesetzt. Eine derartige Brückenschaltung ist in 1 schematisch wiedergegeben. Diese Brückenschaltung besteht aus drei parallelen Zweigen, in denen jeweils zwei Schalter T1 und T2, T3 und T4, T5 und T6 hintereinander geschaltet sind. Die gesamte Parallelschaltung ist einerseits an einen positiven Ausgangskontakt DC+ und andererseits an einen negativen Ausgangskontakt DC– angeschlossen. Zwischen den einzelnen Schaltern jedes Zweigs der Parallelschaltung ist jeweils eine Phase U, V, W eines Dreiphasensystems angeschlossen. Jeder der Schalter T1 bis T6 besteht aus einer Parallelschaltung einer Diode mit einem abschaltbaren Halbleiterschalter. Dieser abschaltbare Halbleiterschalter ist beispielsweise durch einen IGBT, Biopolartransistor oder MOSFET-Transistor realisierbar.
-
Es gilt nun, die einzelnen aktiven Elemente, speziell die abschaltbaren Halbleiterschalter des in
1 dargestellten aktiven Netzgleichrichters in geeigneter Weise anzusteuern. Hierzu muss das höchste Potential gegenüber DC– ermittelt und für den zugehörigen Leistungshalbleiter bzw. Halbleiterschalter ein Ansteuersignal durch Vergleich des Potentials der einzelnen Netzspannungen generiert werden. Dieser Vergleich wird entsprechend der Druckschrift
DE 199 13 634 A1 mit einer in
2 schematisch wiedergegebenen Schaltung durchgeführt.
-
Demnach dient zur Ansteuerung des bereits in der 1 dargestellten Schalters T1 eine Phase U eines Dreiphasensystems als Referenzspannung eines Komparators K1 und liegt an dessen positivem Eingang. An dem negativen Eingang des Komparators K1 liegt über einen Widerstand R1 eine zweite Phase V des Dreiphasensystems. Zwischen den negativen Eingang des Komparators K1 und der als Referenzspannung dienenden Phase U liegt eine Antiparallelschaltung zweier Dioden D1 und D2. Der Komparator K1 ist an eine positive Versorgungsspannung P15 und eine negative Versorgungsspannung N15 mit einer Gleichspannung von +15 V bzw. –15 V angeschlossen. Analog hierzu ist eine Vergleichsschaltung für die Phasen U und W aufgebaut, wobei wiederum die Phase U als Referenzspannung für einen Komparator K2 dient. Die Beschaltung des negativen Eingangs bzw. Messeingangs des Komparators K2 erfolgt mit den Elementen R2, D3 und D4 analog zu der oben geschilderten Beschaltung des Komparators K1.
-
Die beiden Ausgangssignale der Komparatoren K1 und K2 werden in einem UND-Glied miteinander verknüpft. Das Ausgangssignal des UND-Glieds dient als Ansteuersignal für den Schalter T1. In analoger Weise werden Befehle für die Schalter T3 und T4 bzw. die Schalter T2, T4 und T6 erzeugt.
-
Mittels der beiden Komparatoren K1 und K2 werden die Potentiale der Phasen V und W mit dem Potential der Phase U verglichen. Die Netzwerke an den Komparatoreingängen mit den Bauelementen R1, D1 und D2 bzw. R2, D2 und D4 dienen zur Spannungsbegrenzung am jeweiligen Komparatoreingang. Ist das Potential der Phase U größer als das der Phasen V und W, wird der zugehörige Leistungshalbleiter eingeschaltet.
-
Der Nachteil des mit Hilfe von 2 erläuterten Verfahrens besteht darin, dass die Widerstände R1 und R2 einer sehr hohen Spannung ausgesetzt sind. Deshalb müssen sie hochohmig dimensioniert werden, um die Verlustleistung zu begrenzen. Im Bereich der Kommutierung sind die beiden betrachteten Netzspannungen jedoch nahezu identisch. Dadurch fließt ein sehr kleiner Messstrom. Dessen Vorzeichen wird zwar durch die Auswertung der Spannung an den antiparallelen Dioden D1, D2 bzw. D3, D4 verhältnismäßig genau erfasst, die Schaltung bleibt jedoch störanfällig gegen extern eingespeiste Störströme, z. B. aufgrund hoher Spannungssteilheiten im örtlich benachbarten Wechselrichterphasen.
-
Bei anderen bekannten Lösungen wird über einen Hilfsgleichrichter ein hochohmiger Widerstand zwischen den Gleichrichterausgangsleitungen DC+ und DC– bestromt, wobei in Reihe zu den Hochvoltdioden des Hilfsgleichrichters die primärseitige Sendediode eines Optokopplers geschaltet wird. Aber auch bei dieser Schaltung werden Verluste in dem hochohmigen Widerstand erzeugt, da der benötigte Messstrom durch die Sendedioden der Optokoppler bestimmt wird.
-
Aus der Druckschrift
DE 35 39 027 A1 ist eine derartige Schaltungsanordnung für einen Gleichrichter bekannt. Bei diesem Gleichrichter liegt parallel zu jeder Diode ein elektronisch steuerbarer Schalter. Die Einschaltphasen der elektronisch steuerbaren Schalter werden synchron zu den Leitphasen der zugeordneten netzführenden Dioden gesteuert. Damit wird der Gleichrichter bidirektional für beide Stromrichtungen leitend und ist trotzdem vom netzgeführten, ungesteuerten Typ. Die Einschaltinformationen für die elektronisch steuerbaren Schalter werden aus den Strömen eines Hilfsgleichrichters abgeleitet, der parallel zum Hauptgleichrichter am Wechselspannungsnetz liegt. In dem Hilfsgleichrichter wird der Stromfluss in den einzelnen Zweigen über Optokoppler erfasst. Darüber hinaus speist der Hilfsgleichrichter in einen separaten Widerstand.
-
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht somit darin, für eine aktive Gleichrichterschaltung eine Ansteuervorrichtung vorzuschlagen, die weniger Verlustleistung hat und bei der ein erhöhter Messstrom zur Verfügung gestellt wird.
-
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch eine Ansteuervorrichtung für eine aktive Gleichrichterschaltung, die mindestens ein Schaltelement zum Schalten eines Leistungspfads aufweist, mit einem Ausgangskontakt, einem ersten Eingangskontakt zum Anschließen an eine erste Wechselspannungsleitung einer ersten Phase und einer ersten Messschaltung, die sich zwischen dem ersten Eingangskontakt und dem Ausgangskontakt befindet und deren Ausgangssignal als Steuersignal für die aktive Gleichrichterschaltung dient, wobei die erste Messschaltung eine erste hoch sperrende Diode, deren Sperrspannung mindestens in der gleichen Größenordnung liegt wie die Sperrspannung des Schaltelements und deren Durchgangsstrom für die erste Messschaltung als Messgröße dient, sowie eine seriell zu der ersten hoch sperrenden Diode geschaltete erste Spannungsquelle aufweist, wobei die Serienschaltung der ersten Spannungsquelle und der ersten hoch sperrenden Diode zwischen den Ausgangskontakt und den ersten Eingangskontakt geschaltet ist.
-
In vorteilhafter Weise werden somit anstelle von hochohmigen Widerständen hoch sperrende Dioden verwendet. Diese erzeugen im Sperrzustand kaum Verlustleistung und stellen im Durchlasszustand einen ausreichend hohen Messstrom zur Verfügung.
-
Vorzugsweise wird ein ohmscher Widerstand mit seinem ersten Anschluss an die Ausgangsleitung der Gleichrichterschaltung und mit seinem zweiten Anschluss an die Serienschaltung der ersten Spannungsquelle und der ersten hoch sperrenden Diode der ersten Messschaltung geschaltet. Mit diesem Widerstand kann eine gewisse Strombegrenzung im Durchlassbetrieb der hoch sperrenden Diode erreicht werden.
-
Die erfindungsgemäße Ansteuervorrichtung kann für eine zweite Phase einen zweiten Eingangskontakt und eine wie die erste Messschaltung aufgebaute zweite Messschaltung aufweisen, wobei der zweite Anschluss des ohmschen Widerstands auch an die Serienschaltung der Spannungsquelle und der hoch sperrenden Diode der zweiten Messschaltung geschaltet ist. Gleiches gilt für eine dritte Phase, so dass die erfindungsgemäße Ansteuervorrichtung auch für zwei Phasen- und drei Phasen-Gleichrichterschaltungen verwendet werden kann.
-
Entsprechend einer speziellen Ausführungsform ist in der ersten Messschaltung zwischen die erste hoch sperrende Diode und die erste Spannungsquelle eine Antiparallelschaltung von zwei Dioden geschaltet, deren Spannung ein erster Komparator abgreift, dessen Ausgangssignal das Steuersignal für die aktive Gleichrichterschaltung ist. Auch die zweite und dritte Messschaltung kann so aufgebaut sein. Mit dieser Antiparallelschaltung lässt sich praktisch ein binäres Messsignal erzeugen, das die Stromrichtung durch die hoch sperrende Diode angibt.
-
Gemäß einer Weiterentwicklung der erfindungsgemäßen Ansteuervorrichtung dient die erste Spannungsquelle auch zur Versorgung weiterer Komponenten der ersten Messschaltung. Daher ist zwischen die erste Spannungsquelle und die erste hoch sperrende Diode mindestens eine weitere Diode geschaltet. Auf diese Weise kann erreicht werden, dass die Messspannung nicht über der Versorgungsspannung liegt.
-
Weiterhin kann ein Kondensator parallel zu der ersten Spannungsquelle und der mindestens einen weiteren Diode geschaltet sein. Dadurch wird das reduzierte Messpotential gestützt.
-
Entsprechend einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist der dem Ausgangskontakt zugewandte Anschluss der ersten hoch sperrenden Diode mit dem dem Ausgangskontakt zugewandten Anschluss der zweiten hoch sperrenden Diode in einem Kontaktpunkt verbunden, und zwischen dem Kontaktpunkt und dem Ausgangskontakt ist ein potentialtrennendes Element, insbesondere ein Optokoppler angeordnet. Damit können die beiden Messschaltungen und gegebenenfalls eine dritte mit einem einzigen Bauelement abgeschaltet werden.
-
Ferner kann die hoch sperrende Diode als Reihenschaltung mehrere Dioden ausgeführt sein, wobei die Gesamtsperrfähigkeit der Reihenschaltung mindestens der maximal im Betrieb auftretenden Zwischenkreisspannung widersteht. Damit liegt die Gesamtsperrspannung wiederum mindestens in der Größenordnung der Hauptelemente T1 bis T6 des Gleichrichters.
-
Die vorliegende Erfindung wird nun anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert, in denen zeigen:
-
1 ein Prinzipschaltbild eines aktiven Netzgleichrichters nach dem Stand der Technik;
-
2 eine Ansteuerschaltung eines Gleichrichters nach dem Stand der Technik;
-
3 ein Schaltbild einer Ansteuervorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
-
4 ein Schaltbild einer Ansteuervorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; und
-
5 ein Schaltbild einer Ansteuervorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
-
Die nachfolgend näher geschilderten Ausführungsbeispiele stellen bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung dar.
-
3 gibt die im Zusammenhang der Erfindung entsprechend einem ersten Ausführungsbeispiel wesentlichen Komponenten einer Ansteuervorrichtung schematisch wieder. Es soll eine Gleichrichtung eines Drehstroms mit den Phasen U, V und W erreicht werden, wie dies in 1 angedeutet ist. Die Ausgangsleitung bzw. der Ausgangskontakt des Gleichrichters ist mit DC+ bezeichnet. Die Hauptgleichrichterdioden, über die die eigentlichen Leistungspfade von den Phase U, V und W zu dem Ausgangskontakt DC+ führen, sind hier der Übersicht halber nicht eingezeichnet. Auch wurde auf eine Darstellung von Komparatoren oder anderen Messelementen zur Ansteuerung der Schalter T1, T3 und T5 verzichtet.
-
3 zeigt für alle drei Netzphasen U, V, W jeweils einen wesentlichen Teil der Ansteuervorrichtung bzw. -schaltung. An jede Netzphase U, V, W ist eine Spannungsquelle QU, QV, QW angeschlossen, die beispielsweise jeweils eine Spannung von 15 V liefert. Damit ergeben sich die Versorgungsspannungen P15U, P15V und P15W, die 15 V über der jeweiligen Netzphase U, V, W liegen und mit dieser variieren. Die Versorgungsspannungen P15U, P15V und P15W dienen auch zur Ansteuerung der Transistoren des aktiven Netzgleichrichters. Die Versorgungsspannungen können beispielsweise über Bootstrap-Schaltungen oder potentialtrennende Schaltnetzteile erzeugt werden. Der positive Anschluss einer jeden Versorgungsspannungsquelle QU, QV, QW einer jeden Netzphase U, V, W wird über eine hoch sperrende Diode DU1, DV1, DW1 mit einem gemeinsamen Punkt P verbunden. Dieser gemeinsame Punkt P wird über einen Widerstand R1 mit der Ausgangsleitung DC+ verbunden.
-
Zwischen der Anode der hoch sperrenden Diode DU1 und dem Potential P15U befindet sich eine Antiparallelschaltung zweier Dioden DU2 und DU3. An der Anode der hoch sperrenden Diode DU1 kann somit eine Messspannung Umess gegenüber dem Potential P15U abgegriffen werden, die die Potentialdifferenz an der Diodenantiparallelschaltung DU2, DU3 wiedergibt. Diese Potentialdifferenz wird an die Eingänge eines nicht dargestellten Komparators (vgl. 2) gelegt. Auf diese Weise kann praktisch ein binäres Signal gewonnen werden, das angibt, in welche Richtung Strom durch die hoch sperrende Diode DU1 fließt. Je nach Stromrichtung ergibt sich nämlich zwischen P15U und Umess eine Potentialdifferenz von + oder –0,7 V, was der Schwellspannung der jeweiligen Diode DU2, DU3 (hier Siliziumdioden entspricht).
-
Die Ansteuerschaltungen für die Phasen V und W sind gleich aufgebaut. Dementsprechend sind bei der Phase V zwischen die positive Ausgangsklemme der Spannungsquelle QV und der Anode der hoch sperrenden Diode DV1 eine Antiparallelschaltung zweier Dioden DV2 und DV3 geschaltet. Es können somit die entsprechenden Potentiale P15V und Vmess abgegriffen werden. Ebenso ist zwischen dem positiven Anschluss der Spannungsquelle QW und der Anode der hoch sperrenden Diode DW1 bei der Phase W eine Antiparallelschaltung zweier Dioden DW2 und DW3 angeordnet. Hierdurch werden die Potentiale P15W und Wmess zur Verfügung gestellt.
-
Da durch den aktiven Netzgleichrichter immer eine Netzphase mit der Ausgangsleitung DC+ verbunden ist, liegt das Potential des gemeinsamen Kathodenanschlusses der hoch sperrenden Dioden DU1, DV1, DW1 immer um das Potential der Versorgungsspannungen P15U, P15V, P15W über dem Potential DC+. Die Schwellspannungen der hoch sperrenden Dioden DU1, DV1 und DW1 seien hier vernachlässigt. Durch den Widerstand R1 fließt somit ein konstanter Strom. Die Verlustleistung im Widerstand R1 wird durch diesen Strom und die Höhe der Versorgungsspannungen bestimmt.
-
Der Strom im Widerstand R1 wird immer durch diejenige hoch sperrende Diode DU1, DV1, DW1 fließen, deren Anodenpotential am höchsten ist. Ist die Höhe der Versorgungsspannungen P15U, P15V und P15W identisch, so leitet immer diejenige hoch sperrende Diode, deren zugehörige Netzphase U, V, W das höchste Potential besitzt. Somit ist der Leitzustand dieser Diode ein Maß dafür, welche Netzphase das höchste Potential besitzt und deren zugehöriger Leistungshalbleiter somit eingeschaltet werden muss.
-
Solange eine hoch sperrende Diode DU1, DV1, DW1 sperrt, wird die zugehörige Messdiode DU2, DV2, DW2, deren Sperrstrom führen. Das jeweilige Messpotential Umess, Vmess, Wmess wird dadurch um ca. 0,7 V höher liegen als das dazugehörige Versorgungspotential P15U, P15V, P15W.
-
Leitet eine hoch sperrende Diode, z. B. DU1, so leitet die zugehörige Messdiode DU3. Das Potential der Messspannung Umess wird dann um 0,7 V niedriger liegen als das zugehörige Versorgungspotential P15U. Der die Messspannung Umess und die Versorgungsspannung P15U auswertende Komparator wird dann den erforderlichen Schaltbefehl an den zugehörigen Leistungshalbleiter, gegebenenfalls nach weiterer Verarbeitung, leiten.
-
Eine Weiterbildung des Ausführungsbeispiels von 3 ist in 4 als zweites Ausführungsbeispiel dargestellt. In 4 wurde der Übersicht halber jedoch nur die Messschaltung für die Phase U dargestellt, während auf die Darstellung der Messschaltungen für die Phasen V und W verzichtet wurde. Entsprechend der zweiten Ausführungsform werden die Messdioden DU2, DV2, DW2 bzw. DU3, DV3, DW3 nicht direkt an die jeweilige Versorgungsspannung P15U, P15V, P15W angeschlossen, sondern an ein Potential, das mindestens eine Diodenschwelle niedriger liegt. Im vorliegenden Fall wird ein derartiges Potential P13U dadurch erzeugt, dass drei in Serie geschaltete Dioden DU4, DU5 und DU6 zwischen die positive Ausgangsklemme der Spannungsquelle QU mit dem Potential P15U und den Messdioden DU2, DU3 geschaltet werden. Es ergibt sich also ein Potential, das in etwa 13 V über der Netzphase U liegt. Die Messspannung wird dann am Komparator mit diesem neuen Potential P13U verglichen. Dadurch kann vermieden werden, dass die Messspannung höher als die Versorgungsspannung P15U, P15V, P15W wird. Dies ist dann wichtig, wenn der Komparator ebenfalls durch diese Versorgungsspannung versorgt wird, da an seinem Eingang kein höheres Potential als seine Versorgungsspannung anliegen soll. Ein zusätzlicher Kondensator C stützt das Potential P13U gegenüber der Netzphase U.
-
Die Messschaltungen für die Netzphasen V und W sind ebenso aufgebaut wie die für die Netzphase U.
-
Für einen netzseitigen Gleichrichter besteht grundsätzlich auch die Anforderung, alle Ansteuerpulse unabhängig von den aktuellen Netzspannungen durch einen externen Befehl der Umrichtersteuerung abschalten zu können. Diese Abschaltung ist in einigen Störfällen des Umrichters (z. B. motorseitiger Erdschluss) erforderlich, um unzulässige Kurzschlussströme aus dem Netz zu verhindern.
-
Eine derartige Abschaltung kann zum einen dadurch realisiert werden, dass die Spannungsversorgung für die Ansteuerung des netzseitigen Gleichrichters gesperrt wird. Dann werden die Ansteuerpulse noch so lange erzeugt, wie die Pufferkondensatoren bei dieser Ansteuerung noch Energie halten. Später ist eine Ansteuerung aufgrund der fehlenden Ansteuerenergie nicht möglich. Dieses Verfahren besitzt jedoch den Nachteil, dass die Sperrung erst nach einer bestimmten Zeitdauer wirksam wird. Ist eine starke Pufferung der Ansteuerschaltung erforderlich, kann diese Zeit sehr lange werden, so dass die Kurzschlussströme aus dem Netz unter Umständen nicht rechtzeitig unterbunden werden.
-
Zum anderen kann die Abschaltung dadurch realisiert werden, dass an jede Ansteuerschaltung ein Befehl übertragen wird, die Pulse zu sperren. Da für diesen Befehl eine Potentialtrennung erforderlich ist, sind drei Potentialtrennungen, z. B. durch Optokoppler, vorzunehmen. Diese Lösung besitzt jedoch Nachteile hinsichtlich Kosten und Platz auf der Leiterplatte.
-
In einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die in 5 schematisch dargestellt ist, ist daher eine Optimierung hinsichtlich einer Abschaltung der Ansteuerpulse realisiert. Der Aufbau der Ansteuer- bzw. Messschaltung entspricht prinzipiell der von 4. Wiederum ist aus Gründen der Übersichtlichkeit hier in 5 für die Erfassung der Netzspannung nur eine Phase U vollständig gezeichnet. Die Abschaltung der Ansteuerung erfolgt durch Sperren eines Optokopplers Opto1. Dieser liegt in Reihe zu dem Widerstand R1. Der Optokoppler wird von einem Ansteuermodul A angesteuert. Das Ansteuermodul A kann ein PWM-Controller sein, oder er ist beispielsweise in einen solchen integriert.
-
Ist der Optokoppler Opto1 gesperrt, so kann kein Strom über den Widerstand R1 fließen. Damit kann das Potential Umess nicht mehr unter P13U absinken, wodurch der zugehörige Halbleiterschalter, z. B. IGBT, ausgeschaltet wird. Die Wirkung des Optokopplers Opto1 in den Phasen V und W ist identisch.
-
An dieser Stelle können sich die Messdioden DU2 und DU3 nachteilig auswirken. In der Realität kann nämlich durch den ausgeschalteten Transistor des Optokopplers Opto1 noch ein sehr kleiner Sperrstrom fließen. Da die Diode DU2 bereits bei sehr kleinem Strom einen Spannungsabfall von ca. 0,7 V besitzt, könnte die Abschaltung misslingen. Deshalb können die Dioden DU2 und DU3 durch einen Widerstand R2 ersetzt werden bzw. ein Widerstand R2 kann zu den Dioden DU2 und DU3 parallel geschaltet werden.
-
Im Normalbetrieb, wenn der Optokoppler Opto1 eingeschaltet ist, fällt an dem Widerstand R2 eine messbare Spannung von beispielsweise mindestens 0,7 V ab. Diese Spannung wird gegebenenfalls durch die Dioden DU2 und DU3 begrenzt.
-
In dem Fall, dass der Optokoppler Opto1 gesperrt ist, führt der Widerstand R2 zu einem Spannungsabfall von 0 V. An den zugehörigen Komparator ist dann neben dem Messspannungspotential Umess nicht mehr das Potential P13U, sondern ein Potential geringfügig (maximal 0,7 V, minimal 0,1 V, beispielsweise 0,4 V) unterhalb von P13U zu führen.
-
In vorteilhafter Weise kann durch eine Ausführungsform gemäß dem Beispiel von 5 ein einziges potentialtrennendes Bauelement, z. B. Opto1, die Abschaltung aller oberen IGBTs einer netzseitigen Brückenschaltung erreicht werden. Dies stellt eine kostengünstige, Platz sparende und einfache Lösung dar.
-
Insgesamt können durch alle eben vorgestellten Lösungen Verluste auf der Leiterplatte reduziert werden. Darüber hinaus wird die Störanfälligkeit der Schaltung verbessert, da der Messstrom erhöht werden kann. Dies verbessert schließlich auch die Reaktionszeit der Schaltung.
