DE102005051119B3

DE102005051119B3 - Ultraschalldurchflussmesser mit LC-Spannungserhöhung

Info

Publication number: DE102005051119B3
Application number: DE102005051119A
Authority: DE
Inventors: Ulrich Gaugler; Horst Prof. Dr. Ziegler; Horst Behlen
Original assignee: Hydrometer GmbH
Current assignee: Diehl Metering GmbH
Priority date: 2005-10-24
Filing date: 2005-10-24
Publication date: 2007-06-06
Anticipated expiration: 2025-10-25
Also published as: CN1975347A

Abstract

Ultraschalldurchflussmesser nach dem Laufzeitprinzip mit einer Messstrecke, Mitteln zum Aussenden und Empfangen von Ultraschallsignalen sowie Mitteln zur Signalweiterverarbeitung der empfangenen Ultraschallsignale, wobei die Mittel zur Signalweiterverarbeitung einen Komparator (5) umfassen, dadurch gekennzeichnet, dass als Mittel zur Signalweiterverarbeitung der empfangenen Ultraschallsignale ein Schwingkreis vorgesehen ist und der Schwingkreis mit dem Komparator (5) in Verbindung steht, ohne dass zwischen Schwingkreis und Komparator (5) eine zusätzliche Verstärkung des Signals erfolgt

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Ultraschalldurchflussmesser nach dem Laufzeitprinzip mit einer Messstrecke, Mittel zum Aussenden und Empfangen von Ultraschallsignalen, sowie Mittel zur Signalweiterverarbeitung der empfangenen Ultraschallsignale, wobei die Mittel zur Signalweiterverarbeitung einen Komparator umfassen, Die EP 0 762 086 A2 beschreibt ein Verfahren zur Ultraschall-Messung von Durchflussmengen von strömenden Fluiden gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Bei der diesem Verfahren zugrunde liegenden Schaltung wird abhängig von der Richtung, in der die Messstrecke von dem Ultraschallsignal durchlaufen wird, das am betreffenden Wandler erzeugte elektrische Signal über einen Umschalter an den Komparator durchgeschaltet. In einer dem Komparator nachgelagerten Schaltung wird die Laufzeit des Ultraschallsignals entlang der Messstrecke ermittelt.

Die DE 26 29 562 C2 betrifft ein Gerät zur Ultraschall-Messung, bei dem jedem Wandler ein Transformator zugeordnet ist. Zur Dämpfung der von den Wandlern ausgehenden Signale umfasst die dem vorbeschriebenen Gerät zugrunde liegende Schaltung jeweils auf die Empfangsfrequenz abgestimmte Parallelschwingkreise. Die Parallelschwingkreise sind mit einem Empfangsverstärker über einen weiteren Transformator verbunden. Die Schaltung dient der Unterdrückung von am Ultraschallwandler auftretenden Reflexionen.

Die über die Messstrecke an den Wandlern ankommenden Ultraschallwellen werden in elektrische Spannungssignale umgewandelt. Da die Betriebsspannung der Wandler für eine weitere Auswertung der Signale zu niedrig ist, werden die Span nungssignale erhöht und der weiteren Signalauswertung zugeführt. Zur Spannungserhöhung werden üblicherweise integrierte Halbleiterbauelemente eingesetzt, welche verschiedene Nachteile aufweisen. Sie besitzen zum einen Nichtlinearitäten, welche das Messergebnis nachteilig beeinflussen können, zum anderen wird neben dem auszuwertenden Spannungssignal auch das Rauschen erhöht. Darüber hinaus sind derartige Halbleiterbauelemente vergleichsweise teuer. Zusätzlich ist mit den Halbleiterbauelementen auch immer ein höherer Stromverbrauch verbunden.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Ultraschalldurchflussmesser zur Verfügung zu stellen, welcher ein in seiner Güte verbessertes Spannungssignal für die Auswertung zur Verfügung stellt und gleichzeitig eine Reduzierung seiner Herstellkosten ermöglicht.

Die vorstehende Aufgabe wird bei dem gattungsgemäßen Ultraschalldurchflussmesser dadurch gelöst, dass als Mittel zur Signalweiterverarbeitung der empfangenen Ultraschallsignale ein Schwingkreis vorgesehen ist und der Schwingkreis mit einem Komparator in Verbindung steht, ohne dass zwischen Schwingkreis und Komparator eine zusätzliche Verstärkung des Signals erfolgt. Der Erfindung liegt der Gedanke zugrunde, einen Frequenzbereich in Abhängigkeit der dem Schwingkreis eigenen Resonanzfrequenz zu selektieren und lediglich eine Verstärkung dieses Frequenzbereichs vorzunehmen. Hierdurch werden die dem Nutzsignal zuzuordnenden Frequenzbereiche hervorgehoben und die nicht dem Nutzsignal zuzuordnenden Frequenzbereiche, wie z. B. das Rauschen, unterdrückt. Lediglich die hierdurch selektierten Nutzsignalfrequenzanteile werden der Verstärkung zugeführt. Damit wird die Güte des der weiteren Signalauswertung zugeführten Spannungssignals im Vergleich zum Stand der Technik wesentlich verbessert, gleichzeitig sind die schaltungstechnischen Vorkehrungen zur Gewährleistung des Schwingkreises im Vergleich zu den bisher verwendeten Halbleiterbauelementen mit geringeren Kosten zu realisieren.

Zur Umsetzung der Erfindung sind vorzugsweise LC- (Induktivitäts-, Kapazitäts-Kombinationen) oder RLC-Schaltungen (Widerstands-, Induktivitäts-, Kapazitäts-Kombinationen) einzusetzen, die je nach Schaltung einen Serienkreis, einen Parallelkreis oder ein P1-Filter bilden. Das Ausgangssignal sollte immer von den beiden Anschlüssen der Induktivität abgenommen werden. Hier tritt die durch Resonanz überhöhte Ausgangsspannung auf und außerdem ist auf diese Weise die gleiche DC-Vorspannung an den beiden Komparatoreingängen gewährleistet.

Alle drei Schaltungen haben ihre spezifischen Eigenschaften bezüglich Spannungs-Überhöhung an der Induktivität, der Widerstandsbelastung durch die treibende Spannungsquelle bzw. die Ausgangslast und die Rauschbandbegrenzung. Außerdem sind bei allen drei Schaltungen nicht nur die real eingebauten Widerstände sondern auch die Verlustwiderstände der Induktivitäten und Kapazitäten zu berücksichtigen.

Allen Schaltungen ist auch gemeinsam, dass die Resonanzfrequenz durch die Werte und Konfiguration der Induktivitäten und Kapazitäten und in geringerem Masse auch von allen reellen Widerständen bestimmt ist und gezielt dimensioniert werden kann. Zweckmäßige Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung werden nachstehend anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen
1 eine Ausgestaltung eines Serienschwingkreises zur Umsetzung der Spannungserhöhung,
2 eine weitere Ausgestaltung eines Serienschwingkreises zur Umsetzung der Spannungserhöhung,
3 eine Ausgestaltung eines Parallelkreises zur Umsetzung der Spannungserhöhung sowie
4 Ausgestaltung eines Pi-Filters zur Umsetzung der Spannungserhöhung.
In der Beschreibung der einzelnen Schaltungen werden die Induktivitäten mit Ln, die Kapazitäten mit Cn und die Widerstände mit Rn bezeichnet.
1 zeigt einen Serienschwingkreis 1. Hier ist das DC-Eingangspotential des Komparators auf Masse bezogen, der Serienkreis besteht aus dem Widerstand 3 (R1), dem C-Glied 2 (1) und L-Glied 4 (L1) und dem in 1 nicht dargestellten Innenwiderstand Ri der treibenden Spannungsquelle. Die Spannungsüberhöhung am L-Glied 4 ergibt sich als Quotient aus w0·L1/Rges. Das Kürzel w0 ist die Resonanzfrequenz des Kreises multipliziert mit 2·P1, Rges ist die Summe von R1+Ri+Rv, wobei Rv den Verlustwiderstand von C1 und L1 repräsentiert, der zu einem Widerstand in Serie zu R1 transformiert ist.
2 ist im Prinzip gleich der Schaltung in 2 mit der Eigenschaft, dass hier das DC-Potential der Komparatoreingänge unabhängig von Masse gewählt werden kann. Hier ist die Serienschalung der beiden C-Glieder 2 (C2a und C2b) frequenzbestimmend.
In Bezug auf die Rauschunterdrückung haben die Schaltungen nach 1 und 2 nicht die Eigenschaft eines Bandpasses sondern die eines Hochpasses, weil oberhalb der Resonanzfrequenz der positive Komparatoreingang immer stärker an die treibende Spannungsquelle angekoppelt wird und der negative Eingang praktisch an Masse liegt. Diese Schaltungen haben also oberhalb der Resonanzfrequenz keine Weitabselektion und als Rauschbandbreite ein Integral über einen Hochpass.
3 zeigt einen Parallelkreis, der durch die beiden C-Glieder 2c und 2d zu einem Resonanztransformator wird. Das DC-Eingangspotential am Komparator 5 ist wie das L-Glied 4 (L3) auf Masse gelegt. Die Ausgänge sind wieder an den Anschlüssen des L-Glieds 4 (L3) angebracht. Die nicht dargestellte, treibende Spannungsquelle mit ihrem Innenwiderstand Ri ist über den Widerstand 3 (R3) an die Verbindung von 2c und 2d angeschlossen.
Auch hier sind wieder alle Verlustwiderstände zu berücksichtigen Zweckmäßigerweise werden sie in einen äquivalenten Widerstand Rp parallel zu L3 umgerechnet. Mit der Dimensionierung des Widerstands 3 (R3) bei bekanntem Innenwiderstand Ri und bekanntem Rp und dem Verhältnis der C-Glieder 2c zu 2d kann hier eine in weiten Grenzen einstellbare Resonanz-Spannungstransformation vorgenommen werden. Die überhöhte Spannung tritt hier entsprechend am L-Glied 4 (L3) auf. Die Parallelschaltung kann schließlich auch durch einen Stromgenerator gespeist werden. Dann ist die Spannung am L-Glied 4 (L3) ein Produkt von Speisestrom mal Resonanzwiderstand. Im Falle einer Stromeinspeisung entfällt R3 und 2c mit 2d vereinfachen sich zu einer einzigen C-Glied-Funktionalität.
In Bezug auf die Rauschunterdrückung ist die Parallelschaltung der Serienschaltung überlegen, weil hier durch den die Parallelschaltung von L3 und 2c/2d ein echter Bandpass entsteht mit der Resonanzfrequenz im Maximum also Abbildung des komplexen Kreiswiderstandes. Die Rauschbandbreite ergibt sich hier aus dem Integral über diese Abbildung. Die Parallelschaltung hat somit eine Weitabselek tion oberhalb und unterhalb der Resonanzfrequenz und somit eine weit geringere Rauschbandbreite.
4 zeigt schließlich das Pi-Filter. Hier ist die Schaltung so konzipiert, dass als DC-Eingangspotential am Komparator 5 gleich das DC-Potential der treibenden Spannungsquelle genutzt wird, die über den Widerstand 3 (R4) mit dem L-Glied 4 (L4) und dem C-Glied 2 (2e) verbunden ist. Der Ausgang ist hier entsprechend mit den Anschlüssen von L4 verbunden.
Die Pi-Schaltung hat eine besondere nützliche Eigenschaft. Die überhöhte Spannung an der Verbindung L4/2e ist gegenphasig zu der Spannung an der Verbindung L4/2f. Im Prinzip können nun beide Komparatoreingänge bei Einstellung eines geeigneten DC-Potentials den vollen erlaubten Eingangsswing des Komparators nutzen, wobei dann durch den großen Gesamtspannungshub noch zusätzliche Rauschminderung eintritt. Die beiden Spannungen an den C-Gliedern 2 (2e und 2f) können aber auch gezielt in ihrer Amplitude unterschiedlich dimensioniert werden, das Verhältnis 2e zu 2f ist hier entscheidend. Die Resonanz-Spannungstransformation ist äquivalent zu der Schaltung in 3 zu dimensionieren.
In Bezug auf die Rauschunterdrückung sind hier die gleichen Eigenschaften wie bei der Parallelschaltung in 3 gegeben.
Zur exakten Analyse und Dimensionierung aller möglichen Schaltungen ist es zweckmäßig, die komplexe Vierpoltheorie zu verwenden. Damit sind alle Fakten wie Frequenzgang, Phasengang, Anpassungswiderstände und Spannungsverläufe an allen Bauteilen erschöpfend zu beschreiben und zu einer gewünschten Dimensionierung zu verwerten.

1: Serienschwingkreis
2: C-Glied
3: Serienwiderstand
4: L-Glied
5: Komparator
6: Pi-Filter

Claims

Ultraschalldurchflussmesser nach dem Laufzeitprinzip mit einer Messstrecke, Mitteln zum Aussenden und Empfangen von Ultraschallsignalen sowie Mitteln zur Signalweiterverarbeitung der empfangenen Ultraschallsignale, wobei die Mittel zur Signalweiterverarbeitung einen Komparator (5) umfassen, dadurch gekennzeichnet, dass als Mittel zur Signalweiterverarbeitung der empfangenen Ultraschallsignale ein Schwingkreis vorgesehen ist und der Schwingkreis mit dem Komparator (5) in Verbindung steht, ohne dass zwischen Schwingkreis und Komparator (5) eine zusätzliche Verstärkung des Signals erfolgt
Ultraschalldurchflussmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schwingkreis ein Serienschwingkreis (1) ist.
Ultraschalldurchflussmesser nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Schwingkreis ein Parallelkreis ist.
Ultraschalldurchflussmesser nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Schwingkreis ein Pi-Filter realisiert.
Ultraschalldurchflussmesser nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Schwingkreis eine LC- oder RLC-Schaltung realisiert.
Ultraschalldurchflussmesser nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass an einem Ende des L-Glieds (4) die Betriebsspannung anliegt.
Ultraschalldurchflussmesser nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass an einem Ende des L-Glieds (4) ein DC-Vorspannungspotential anliegt.
Ultraschalldurchflussmesser nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass mittels Schaltungsanalyse und/oder Dimensionierung der Bauteile die Resonanzfrequenz des Schwingkreises veränderbar ist.
Ultraschalldurchflussmesser nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass zur Veränderung der Resonanzfrequenz des Schwingkreises weitere C-Glieder zuschaltbar sind.