DE102005046980A1

DE102005046980A1 - Sicherungsschaltung und Verfahren zum Schützen einer Last

Info

Publication number: DE102005046980A1
Application number: DE200510046980
Authority: DE
Inventors: Christian Arndt
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2005-09-30
Filing date: 2005-09-30
Publication date: 2007-04-12
Anticipated expiration: 2025-10-01
Also published as: DE102005046980B4

Abstract

Eine Sicherungsschaltung (51, 121, 141, 161) weist einen Eingangsanschluss (52a), der ausgelegt ist, um einen Strom zu empfangen, einen Ausgangsanschluss (52b), einen Schalter (55), der zwischen den Eingangsanschluss (52a) und den Ausgangsanschluss (52b) geschaltet ist, und wirksam ist, um abhängig von einem Schaltsignal den Eingangsanschluss (52a) und den Ausgangsanschluss (52b) zu verbinden, einen Integrator, der wirksam mit dem Eingangsanschluss (52a) verbunden ist, um, basierend auf dem an dem Eingangsanschluss (52a) anliegenden Strom, ein Integratorausgangssignal zu erzeugen, wenn der an dem Eingangsanschluss (52a) anliegende Strom einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet, und eine Steuerung (54, 79), die wirksam mit dem Schalter (55) und dem Integrator verbunden ist, um ein Schaltsignal für den Schalter (55) zu erzeugen, das eine Unterbrechung der Verbindung zwischen dem Eingangsanschluss (52a) und dem Ausgangsanschluss (52b) bewirkt, wenn das Integratorausgangssignal einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet, auf.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Sicherungsschaltung und ein Verfahren zum Schützen einer Last.
Immer häufiger werden Halbleiterschalter eingesetzt, um eine Last in einem Fehlerfall gegen ein Auftreten eines zu hohen Stroms durch die Last zu schützen. Bei herkömmlichen temperaturgeschützten Halbleiterschaltern hängt das Sicherungsverhalten von dem thermischen Verhalten des Halbleiterschalters, wie beispielsweise einer Temperaturschwelle des Temperatursensors ab. Bei herkömmlichen strombegrenzenden oder auf Stromschwellen abschaltenden geschützten Halbleiterschaltern hängt das Sicherungsverhalten hingegen von dem elektrischen Verhalten des Halbleiterschalters, wie z. B. einem Durchlasswiderstand R_ON oder einer Strombegrenzungsschwelle bzw. einer Laststromschwelle, ab.
Dabei ist das Sicherungsverhalten auch von den dem Halbleiterschalter auferlegten Randbedingungen, wie z. B. einer Umgebungstemperatur oder einem thermischen Impedanzverhalten des Halbleiterschalters in der Applikation abhängig. Das Sicherungsverhalten herkömmlicher, geschützter Halbleiterschalter hängt somit erheblich von den sich verändernden Umgebungsbedingungen ab. Ein identisches Abbilden bzw. Ausführen einer Schmelzsicherungsfunktionalität ist damit unter diesen Randbedingungen nicht oder nur unter selektiven bzw. bestimmten Randbedingungen punktuell möglich.
In 10 ist eine Gegenüberstellung von Reaktionszeiten eines herkömmlichen Halbleiterschalters und weiterer Komponenten in Abhängigkeit von den durch die Komponenten fließenden Strömen gezeigt. An der x-Achse sind in dem Diagramm in 10 die durch die Elemente fließenden Ströme in Ampere angetragen, während an der y-Achse die Auslösezeiten bzw. Reaktionszeiten der Komponenten in Sekunden angetragen sind. Eine Kurve 13 zeigt den Verlauf der Reaktionszeit eines Halbleiterschalters in Abhängigkeit von dem Strom durch den Halbleiterschalter. Bei dem anhand der Kurve 13 erläuterten Halbleiterschalter handelt es sich um einen 10mΩ-Switch (10mΩ-Switch = 10mΩ-Schalter) bei einer Umgebungstemperatur von –40°C. Die Kurve 15 zeigt den Verlauf der Reaktionszeiten eines Kabels in Abhängigkeit von einem durch das Kabel fließenden Strom. Das Kabel wird dabei nach der entsprechenden Reaktionszeit durch eine Erwärmung infolge des fließenden Stroms zerstört. Die Kurve 17 zeigt einen Verlauf der Reaktionszeiten eines Halbleiterschalters in Abhängigkeit von einem Strom durch den Halbleiterschalter. Bei dem anhand Kurve 17 erläuterten Halbleiterschalter handelt es sich ebenfalls um einen 10mΩ-Switch allerdings bei einer Umgebungstemperatur von 85°C. Die Kurve 19 zeigt den Verlauf der Reaktionszeiten einer Sicherung, hier einer sogenannten Mini-Fuse bzw. einer 10-Ampere-Minifuse, in Abhängigkeit von dem durch die Sicherung fließenden Strom.
Die in 10 gezeigten Kurven erläutern, wie das Sicherungsverhalten herkömmlicher geschützter Halbleiterschalter von den sich ändernden Umgebungsbedingungen abhängt am Beispiel des 10mΩ-Halbleiterschalters. Der 10mΩ-Halbleiterschalter ist hierbei als ein Highside-Schalter ausgeführt. Obwohl, wie in 10 erläutert ist, die Schutzmechanismen, wie eine fixe Abschaltschwelle bei einem zu hohen Laststrom, z. B. bei 100 Ampere, und eine fixe Übertemperaturüberschwelle unverändert bleiben, ändert sich das Sicherungsverhalten des Halbleiterschalters erheblich durch die den Schalter umgebenden Bedingungen. Das Sicherungsverhalten des Halbleiterschalters ändert sich nämlich in Abhängigkeit von der Umgebungstemperatur, wie aus einem Verlauf der Kurven 13, 17 hervorgeht. Die Trägheit des Halbleiterschalters nimmt dabei deutlich zu, wenn die Umgebungstemperatur wie in diesem Beispiel von 85°C auf –40°C fällt. Das Sicherungsverhalten des herkömmlichen Schalters ist zugleich stets träger als das der vergleichbaren Schmelzsicherung bzw. Mini-Fuse, wie aus den Kurven 13, 17 der Reak tionszeiten des herkömmlichen Halbleiterschalters im Vergleich zu der Kurve 19 der Reaktionszeit der Mini-Fuse hervorgeht.
Dabei ist aus 10 zu erkennen, dass der geschützte Halbleiterschalter selbst bei einer Umgebungstemperatur von 85°C nicht vollständig die Kennlinie der Schmelzsicherung abbildet, wie aus dem Verlauf der Kurven 17, 19 deutlich wird. Auch bei einer Umgebungstemperatur von 85°C ist der Halbleiterschalter bzw. Schalter träger als die Schmelzsicherung, und sogar teilweise, nämlich in einem Bereich des Stroms von 20 Ampere bis 30 Ampere, träger als das zu schützende Kabel, wie aus dem Verlauf der Kurven 15, 17 hervorgeht. Somit kann das Kabel durch einen Strom in einem Bereich von 20 Ampere bis 30 Ampere zerstört werden, bevor der herkömmliche Halbleiterschalter den Strom durch das Kabel unterbricht.

Die oben erläuterten herkömmlichen Halbleiterschalter sind z. B. von der Firma Freescale unter den Typenbezeichnungen MC33982 und MC33984, die zu der sogenannten Extreme Switch Familie gehören, erhältlich.

Der herkömmliche Halbleiterschalter ermöglicht außerdem nicht die Programmierung einer Sicherungskennlinie mit den Parametern bzw. Eckwerten Überlaststromschwelle und Trägheit. Somit ist in den herkömmlichen Halbleiterschaltern ein Einstellen einer Überlaststromschwelle und einer Trägheit entweder auf einen fixen Wert oder auf einen Wert, der von den am Halbleiterschalter herrschenden Bedingungen abhängig ist, nicht möglich. In den herkömmlichen Halbleiterschaltern ist dabei nur eine softwareseitige Programmierung einer Laststromschwelle und einer Ausblendezeit möglich.

Daher weisen die herkömmlichen Halbleiterschalter eine geringe Zuverlässigkeit in ihrem Sicherungsverhalten auf, wodurch nachgelagerte zu schützende Schaltungen unter gewissen Randbedingungen zerstört werden können.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Sicherungsschaltung zu schaffen, die eine verbesserte Zuverlässigkeit aufweist, und ein Verfahren zum Schützen einer Last zu schaffen, das die Last mit einer verbesserten Zuverlässigkeit schützt.

Diese Aufgabe wird durch eine Sicherungsschaltung gemäß Anspruch 1 und ein Verfahren gemäß Anspruch 18 gelöst.

Die vorliegende Erfindung schafft eine Sicherungsschaltung, die einen Eingangsanschluss, der ausgelegt ist, um einen Strom zu empfangen, einen Ausgangsanschluss, einen Schalter, der zwischen den Eingangsanschluss und den Ausgangsanschluss geschaltet ist, und wirksam ist, um abhängig von einem Schaltsignal den Eingangsanschluss und den Ausgangsanschluss zu verbinden, einen Integrator, der wirksam mit dem Eingangsanschluss verbunden ist, um basierend auf dem am Eingangsanschluss anliegenden Strom ein Integratorausgangssignal zu erzeugen, wenn der am Eingangsanschluss anliegende Strom einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet, und eine Steuerung, die wirksam mit dem Schalter und dem Integrator verbunden ist, um ein Schaltsignal für den Schalter zu erzeugen, das eine Unterbrechung der Verbindung zwischen dem Eingangsanschluss und dem Ausgangsanschluss bewirkt, wenn das Integratorausgangssignal einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet, aufweist.

Außerdem schafft die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Schützen einer Last, das ein Erzeugen eines Integratorausgangssignals basierend auf einem durch die Last fließenden Strom, wenn der durch die Last fließende Strom einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet, und ein Ansteuern eines Schalters, der mit der Last elektrisch wirksam verbunden ist, um eine Unterbrechung des durch die Last fließenden Stroms zu bewirken, wenn das Integratorausgangssignal einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet, aufweist.

Somit lassen sich erfindungsgemäße Sicherungsschaltungen z. B. unter Verwendung eines Halbleiterschalters herstellen, in denen eine Überlaststromschwelle und eine Trägheit der Sicherungsschaltung eingestellt werden können.

Eine erfindungsgemäße Sicherungsschaltung weist dabei einen Eingangsanschluss, einen Ausgangsanschluss und einen Schalter wie. z. B. einen Halbleiterschalter auf, der in Abhängigkeit von einem Schaltsignal den Eingangsanschluss mit dem Ausgangsanschluss verbindet. Des weiteren umfasst die erfindungsgemäße Sicherungsschaltung einen Integrator der basierend auf einem Strom an dem Eingangsanschluss der Sicherungsschaltung ein Integratorausgangssignal erzeugt, wenn der Strom an dem Eingangsanschluss einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet. Das Integratorausgangssignal wird von einer Steuerung empfangen, die ein Schaltsignal erzeugt, wenn das Integratorausgangssignal einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet, so dass der Schalter auf das Empfangen des Schaltsignals hin die Verbindung zwischen dem Eingangsanschluss und dem Ausgangsanschluss unterbricht.

Die erfindungsgemäße Sicherungsschaltung zeigt beispielsweise eine Funktionalität, mit deren Hilfe ein i·t-Verhalten oder ein i²·t-Verhalten einer Schmelzsicherung in einem smarten Halbleiterschalter bzw. einem strom- und temperatursensierenden Halbleiterschalter mit einer externen Ansteuerung komplett nachgebildet bzw. emuliert werden kann. Bei einem i·t-Verhalten wird dabei in dem Integrator in der erfindungsgemäßen Sicherungsschaltung eine zeitliche Aufintegration über eine zu einem Strom am Eingangsanschluss proportionale Grösse durchgeführt. Bei einem i²·t-Verhalten wird in dem Integrator über eine zu einem Quadrat des Stroms an dem Eingangsanschluss proportionale Größe zeitlich aufintegriert. Dabei ist eine optionale Programmierung der Sicherungsparameter wie z. B. der Trägheit, also einer i²·t-Konstanten möglich, so dass der Schwellenwert des Integratorausgangssignals eingestellt werden kann, bei dem die Steuerung die Unterbrechung der Verbindung zwischen dem Eingangsanschluss und dem Ausgangsanschluss auslöst. Zugleich kann eine Ansprechschwelle, wie ein sogenanntes Nennstrom-Rating oder Ampere-Rating der Sicherung bzw. eine i_OverLoad-Grösse eingestellt werden für den Strom an dem Eingangsanschluss, so dass der Integrator das Integratorausgangssignal basierend auf dem Strom an dem Eingangsanschluss erzeugt, wenn der Wert des Stroms an dem Eingangsanschluss die Ansprechschwelle überschreitet.

Die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Sicherungsschaltung kann dabei auf einem diskret aufgebauten oder einem integrierten temperaturgeschützten; stromsensierenden Halbleiterschalter implementiert werden. Darüber hinaus kann die erfindungsgemäße Sicherungsschaltung in einem sich selbst schützenden smarten Halbleiterschalter, wie z. B. einem temperaturgeschützten Halbleiterschalter mit Strombegrenzung oder einem Halbleiterschalter, der einen Strompfad zwischen dem Eingangsanschluss und dem Ausgangsanschluss des Halbleiterschalters unterbricht, wenn der Strom an dem Eingangsanschluss einen vorbestimmten Schwellenwert wie z. B. e eine Kurzschlussschwelle überschreitet, implementiert werden. Dabei ergibt sich für diese Halbleiterschalter eine zusätzliche Funktionalität und damit eine erhöhte Zuverlässigkeit.

Die erfindungsgemäße Sicherungsschaltung ermöglicht zugleich strom- und temperatursensierende Halbleiter herzustellen, die das Verhalten einer Schmelzsicherung nachbilden. Diese Schmelzsicherungen werden durch zwei Parameter bzw. Eckparameter beschrieben. Der erste Eckparameter der Schmelzsicherung ist dabei der Nennstrom bzw. das Ampere-Rating. Der zweite Eckparameter der Sicherung ist die Trägheit der Sicherung, die auch als Melting-i²·t-Parameter (Melting = Schmelzen) bezeichnet wird, der von einem Quadrat des durch die Sicherung fließenden Stroms multipliziert mit einer Zeitdauer, über die der Strom durch die Sicherung fließt, abhängig ist. Die beiden erwähnten Eckparameter unterscheiden sich dabei zwar von Schmelzsicherungstyp zu Schmelzsicherungstyp, stehen jedoch stets in einem eindeutigen Zusammenhang zueinander.

Vorteilhaft ist dabei, dass in der erfindungsgemäßen Sicherungsschaltung das Verhalten einer Sicherungsschaltung in Abhängigkeit von diesen beiden Eckparametern und deren Auswirkungen auf die Sicherungsschaltung so nachgebildet werden kann, dass ein flinkeres Auslöseverhalten eines Halbleiterschalters bzw. einer Sicherungsschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung als in dem herkömmlichen Halbleiterschalter ermöglicht wird. Ein zu träges Abschalten in einem Überlastfall kann damit vermieden werden.

Neben dem Umstand, dass die erfindungsgemäße Sicherungsschaltung schneller bzw. flinker ansprechen kann als der herkömmliche Halbleiterschalter hat ein Nachbilden einer Schmelzsicherungskennlinie in der erfindungsgemäßen Sicherungsschaltung den zusätzlichen Vorteil, dass der thermische Einfluss, also der Einfluss einer Umgebungstemperatur, auf das Sicherungsverhalten in Folge des flinkeren Abschaltens der erfindungsgemäßen Sicherungsschaltung reduziert werden kann. Denn das Auslösen der erfindungsgemäßen Sicherungsschaltung ist nur von einer zeitlichen Integration über eine von dem Strom an dem Eingangsanschluss abhängigen Grösse, nicht aber von den Umgebungsbedingungen an der Sicherungsschaltung abhängig. Dies ermöglicht zugleich den thermischen und elektrischen Stress in der erfindungsgemäßen Sicherungsschaltung gegenüber dem herkömmlichen Halbleiterschalter zu reduzieren bzw. minimieren. Somit lassen sich Sicherungsschaltungen herstellen, die eine höhere Zuverlässigkeit aufweisen.

Dabei kann mittels der erfindungsgemäßen Sicherungsschaltung die komplette bzw. vollständige Kennlinie einer Schmelzsicherung mit einem strom- und temperatursensieren den Halbleiterschalter nachgebildet werden. Die Kennlinie des Sicherungsverhaltens kann dabei sogar optional in ihren Eckparametern Nennstrom der Sicherung und Trägheit der Sicherung durch einen Anwender eingestellt werden. Somit weist die erfindungsgemäße Sicherungsschaltung eine höhere Flexibilität auf, als der herkömmliche Halbleiterschalter. Zugleich kann die Einstellung der Eckparameter aber auch z. B. während der Herstellung der Sicherungsschaltung auf einen festen Wert vorgenommen werden, so dass die Eckparameter beim Ausliefern der Sicherungsschaltung intern hinterlegt sind.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1 einen analogen Halbleiterschalter mit einer i·t-Kennlinie gemäß einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
2 eine erste alternative Ausführungsform des Aktivierungsschalters aus 1;
3 eine zweite alternative Ausführungsform des Aktivierungsschalters aus 1;
4 eine Gegenüberstellung von Reaktionszeiten eines Halbleiterschalters mit i·t-Kennlinie und weiteren Komponenten;
5 einen digitalen Halbleiterschalter mit einer i·t-Kennlinie gemäß einem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
6 einen analogen Halbleiterschalter mit einer i²·t-Kennlinie gemäß einem dritten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
7 eine Gegenüberstellung von Reaktionszeiten des Halbleiterschalters mit der i²·t-Kennlinie und weiterer Komponenten;
8 einen digitalen Halbleiterschalter mit i²·t-Kennlinie gemäß einem vierten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
9a–c Kennlinien des Verhaltens der Halbleiterschalter gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und
10 eine Gegenüberstellung von Reaktionszeiten eines herkömmlichen Halbleiterschalters und weiterer Komponenten.
In 1 ist ein analoger Halbleiterschalter 51 mit i·t-Kennlinie gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt. Der analoge Halbleiterschalter 51 weist einen Eingangsanschluss 52a und einen Ausgangsanschluss 52b auf, und ist an dem Ausgangsanschluss 52b über die Last 53 mit einem Masseanschluss verbunden.
Außerdem umfasst der analoge Halbleiterschalter 51 eine Auslöseeinrichtung 54, die an einem Eingang ein externes Signal z. B. von einem Temperatursensor empfängt. Über einen Ausgang ist die Auslöseeinrichtung 54 mit einem Gate-Anschluss eines Schalttransistors 55 und einem Gate-Anschluss eines Erfassungstransistors bzw. Sensetransistors 57 gekoppelt. Ein Drain-Anschluss des Schalttransistors 55 und des Erfassungstransistors 57 sind jeweils mit dem Eingangsanschluss 52a elektrisch leitend verbunden. Zwischen den Drain-Anschluss und einen Source-Anschluss ist in dem Schalttransistor 55 und dem Erfassungstransistor 57 jeweils eine Diode in Sperrrichtung geschaltet. Die Source-Anschlüsse des Schalttransistors 55 und des Erfassungstransistors 57 sind an einen ersten und einen zweiten Eingang einer Vergleichseinrichtung 59 angeschlossen. Der Source- Anschluss des Schalttransistors 55 ist außerdem mit dem Ausgangsanschluss 52b gekoppelt.
Zugleich ist der Source-Anschluss des Erfassungstransistors 57 über eine Konstantstromquelle PTR und einen Erfassungs-Widerstand 63 an einen Masseanschluss angeschlossen. Ein Anschluss des Erfassungs-Widerstands 63, der direkt mit der Konstantstromquelle PTR gekoppelt ist, ist an einen ersten Eingang eines Komparators 65 und einen ersten Anschluss K1 eines Aktivierungsschalters 66 angeschlossen. Ein zweiter Eingang des Komparators 65 ist mit einem Pluspol einer Referenzspannungsquelle 67 verbunden, deren Minuspol an einen Masseanschluss angeschlossen ist. Ein zweiter Anschluss K2 des Aktivierungsschalters 66 ist an einen ersten Stromspiegel 69 angeschlossen, der mit einem zweiten Stromspiegel 71 gekoppelt ist. Der Pluspol der Referenzspannungsquelle 67 ist mit den Sourceanschlüssen zweier Feldeffekttransistoren in dem ersten Stromspiegel 69 leitend verbunden.
Der zweite Stromspiegel 71 ist mit einem Pluspol einer Versorgungsspannungsquelle 72 verbunden, deren Minuspol mit einem Masseanschluss verbunden ist. Ein Ausgang des zweiten Stromspiegels 71 ist mit einem ersten Anschluss eines Kondensators 73 verbunden, dessen zweiter Anschluss mit einem Masseanschluss verbunden ist. Der erste Anschluss des Kondensators 73 ist über einen Stromquellenschalter 75 mit einem ersten Anschluss einer Stromquelle 77 verbunden, deren zweiter Anschluss mit einem Masseanschluss verbunden ist. Der Pluspol der Referenzspannungsquelle 67, und die Source-Anschlüsse des ersten Stromspiegeltransistors 69 sind mit einem ersten Eingang eines Schwellwertkomparators 79 verbunden, während der erste Anschluss des Kondensators 73 mit einem zweiten Eingang des Schwellwertkomparators 79 verbunden ist. Ein Ausgang des Schwellwertkomparators 79 ist mit einem Eingang der Auslöseeinrichtung 54 gekoppelt.
Der Komparator 65 erzeugt ein Steuersignal für den Aktivierungsschalter 66, das bewirkt, dass der Aktivierungsschal ter 66 geschlossen wird, und gleichzeitig der Stromquellenschalter 75 geöffnet wird, wenn der Spannungsabfall V_sense an dem Erfassungs-Widerstand 63 größer ist als die Spannung V_REF der Referenzquelle 67. Im umgekehrten Fall wird durch das Steuersignal von dem Komparator 65 der Aktivierungsschalter 66 geöffnet und der Stromquellenschalter 75 geschlossen. In dem in 1 gezeigten analogen Halbleiterschalter 51 wird ein Laststrom I_L bzw. ein Strom durch die Last 53 über einen Parameter I_sense, der dem Strom in dem Erfassungspfad durch den Erfassungs-Widerstand 63 entspricht, überwacht. Hierbei ist ein Spannungsabfall V_sense über den Erfassungs-Widerstand 63 proportional zu dem durch die Last 53 fließenden Strom I_L.
Die Vergleichseinrichtung 59 bestimmt den durch die Last 53 fließenden Strom I_L und stellt die Konstantstromquelle PTR, die an dem Erfassungs-Widerstand 63 angeschlossen ist so nach, dass der Strom I_sense in dem Erfassungs-Pfad bzw. über den Erfassungs-Widerstand 63 stets in einem vordefinierten Verhältnis zu dem Laststrom I_L steht. Über den Komparator 65 wird der Laststrom I_L auf ein Überschreiten einer Überlaststromschwelle I_OL des Laststroms hin überwacht. Die an dem Komparator 65 angelegte Spannung der Referenzspannungsquelle V_REF wird dabei vorzugsweise so gewählt, dass der Laststrom I_L über einen Spannungsabfall V_sense an dem Erfassungs-Widerstand 63 auch in einem normalen Betrieb, also wenn der Laststrom I_L niedriger ist als die Überlaststromschwelle I_OL, überwacht werden kann. Ein typischer Wert für die Spannung an der Referenzspannungsquelle V_REF ist dabei z. B. 4 Volt. Der Erfassungs-Widerstand 63 kann dabei optional auch extern ausgeführt sein, so dass ein Anwender einen ersatzweisen Nennstrom der Sicherung, bzw. die Überlaststromschwelle I_OL in dem analogen Halbleiterschalter über einen Wert des Erfassungs-Widerstands 63 einstellen kann.
In dem Komparator 65 wird die Differenz zwischen der Überlaststromschwelle I_OL und dem Laststrom I_L in einer internen Logik bestimmt. Der Komparator 65 ist dabei so ausgelegt, dass sein elektrisches Verhalten keine Rückwirkungen auf den Spannungsabfall V_sense an dem Erfassungs-Widerstand 63 hat und somit kein höherer Spannungsabfall an dem Erfassungs-Widerstand 63 auftritt. Eine Differenz zwischen der in dem Komparator 65 durch den Wert der Referenzspannungsquelle 67 festgelegten Überlaststromschwelle I_OL und dem Laststrom I_L wird als Laststromdifferenz bezeichnet. Wenn der Wert des Laststroms I_L die Überlaststromschwelle I_OL überschreitet, wird, wie bereits oben erläutert, der Aktivierungsschalter 66 geschlossen. Somit fließt ein Strom ΔI_is in den ersten Stromspiegel 69, dessen Wert proportional zu der Laststromdifferenz ist.
Daraufhin wird über die in der internen Logik angeordneten Stromspiegel 69, 71 ein Strom ΔI_i _s/k₂, der in den Kondensator 73 bzw. den applikativen Kondensator 73 fließt, so eingestellt, dass in dem Kondensator 73 eine zeitliche Integration der internen Laststromdifferenz ΔI_i _s/k₂durchgeführt wird. Der in den Kondensator 73 fließende Strom ist somit von dem Laststrom I_L abhängig und damit von dem Strom an dem Eingangsanschluss 52a abhängig. Eine an dem Kondensator anliegende Spannung V_it bzw. eine applikative Spannung, die typischerweise in einem Bereich von einigen Volt liegt, ist dann von einer zeitlichen Aufintegration der Laststromdifferenz, der Kapazität des Kondensators und einem Faktor k₂, der von den elektrischen Parametern der Stromspiegelschaltungen 69, 71 abhängt, abhängig.
Die Spannung V_it an dem Kondensator 73 wird von dem Schwellwertkomparator 79 überwacht. Der Schwellwertkomparator 79 schaltet dabei ein logisches Signal an seinem Ausgang von einem logisch niedrigen Pegel auf einen logisch hohen Pegel, wenn die Spannung V_it an dem Kondensator 73 einen bestimmten Schwellenwert V_R _EF überschreitet. Der Schwellenwert V_REF ist dabei z. B. eine vordefinierter i·t-Wert, also ein vordefinierter Wert für ein Produkt der Laststromdifferenz über einen bestimmten Zeitraum. Der i·t- Wert kann dabei über die Spannung V_REF der Referenzspannungsquelle 67 eingestellt werden. Sobald die Spannung V_it an dem Kondensator 73, die Spannung V_REF der Referenzspannungsquelle 67 überschreitet, schaltet der analoge Halbleiterschalter 51 mit einer i·t-Charakteristik ab. Hierzu erzeugt der Schwellwertkomparator 79 an seinem Ausgang das Signal mit dem logisch hohen Pegel, das von der Auslöseeinrichtung 54 empfangen wird. Daraufhin reduziert die Auslöseeinrichtung 54 das Potential an dem Gate-Anschluss des selbstsperrenden Schalttransistors 55 so, dass dieser die Verbindung zwischen dem Eingangsanschluss 52a und dem Ausgangsanschluß 52b und damit die Verbindung zu der Last 53 unterbricht.
Wenn der Laststrom I_L vor einem Schalten des Schwellwertkomparators 79 unter die Überlaststromschwelle I_OL fällt, so wird der Stromquellenschalter 75 geschlossen. Dadurch wird der bereits geladene Kondensator 73 langsam über die geschaltete Stromquelle 77 entladen. Die Stromquelle 77 ist dabei vorzugsweise so ausgelegt, dass der Entladestrom i_discharge deutlich kleiner ist, als die Ladeströme ΔI_is/k2, die aus dem zweiten Stromspiegel 71 in den Kondensator 73 fließen.
2 erläutert eine erste alternative Ausführungsform 90 des Schaltungsblocks bestehend aus dem in 1 gezeigten Aktivierungsschalter 66, dem Komparator 65 und dem Stromspiegel 69. Gleiche oder gleich wirkende Elemente zu dem in 1 gezeigten analogen Halbleiterschalter 51 sind mit dem gleichen Bezugszeichen versehen. Zwischen einen ersten Anschluss K1 des Aktivierungsschalters 66 und einen zweiten Anschluss K2 des Aktivierungsschalters 90 ist dabei eine Zenerdiode 95 mit einem ersten Anschluss 91 und einem zweiten Anschluss 93 geschaltet. Der zweite Anschluss 93 der Zenerdiode 95 ist dabei mit einem Eingang des ersten Stromspiegels 69 gekoppelt. Zugleich sind im Unterschied zu dem in 1 gezeigten Halbleiterschalter 51 die beiden Sour ce-Anschlüsse der Feldeffekttransistoren der ersten Stromspiegelschaltung 69 an einen Masseanschluss angeschlossen.
Wenn der Spannungsabfall V_Z an der Zenerdiode 95 einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet, bricht die Zenerdiode durch, und stellt eine leitende Verbindung zwischen dem ersten Anschluss 91 und dem zweiten Anschluss 93 her. Somit kann die Überlaststromschwelle I_OL in dem analogen Halbleiterschalter 51 über eine Durchbruchsspannung der Zenerdiode 95 eingestellt werden. Wenn die Zenerdiode 95 durchbricht, fließt ein Strom ΔI_is in einen Eingang des ersten Stromspiegels 69, der proportional ist zu der Differenz zwischen dem Laststrom I_L und der Überlaststromschwelle I_OL. In dem Kondensator 73 wird über den Stromspiegel 71 daraufhin wieder eine Spannung V_it erzeugt, die proportional ist zu einer zeitlich aufintegrierten Differenz zwischen dem Laststrom I_L und der Überlaststromschwelle I_OL.
In 3 ist eine zweite alternative Ausführungsform 100 des Aktivierungsschalters 66 gezeigt. Dabei sind gleiche oder gleich wirkende Elemente zu dem in 1 gezeigten analogen Halbleiterschalter 51 mit dem gleichen Bezugszeichen versehen. Des weiteren beschränkt sich die Darstellung des Aufbaus und der Funktionalität der zweiten Ausführungsform 100 des Aktivierungsschalters 66 lediglich auf eine Beschreibung der Änderung des Aufbaus und der Funktionalität zu der in 1 gezeigten Ausführungsform. Im Gegensatz zu dem in 1 gezeigten Aktivierungsschalter 66 ist in der zweiten alternativen Ausführungsform des Aktivierungsschalters 100 eine einstellbare Stromquelle 101 zwischen den Anschluss K1 des Erfassungs-Widerstands 63 und den Eingang K2 des Stromspiegels 69 geschaltet. Zugleich sind die beiden Source-Anschlüsse der Feldeffekttransistoren in dem Stromspiegel 69 mit einem Masseanschluss gekoppelt.
Der Komparator 65 ermittelt die Differenz zwischen dem Spannungsabfall V_sense an dem Erfassungs-Widerstand 63 und der Spannung V_REF der Referenzspannungsquelle 67 und steuert daraufhin die Stromquelle 101 so an, dass der in den ersten Stromspiegel 69 fließende Strom ΔI_i _s proportional ist zu der Spannungsdifferenz. Somit kann wieder über die gekoppelten Stromspiegel 69, 71 ein in den Kondensator 73 fließender Strom ΔI_is/k₂ so eingestellt werden, dass dieser proportional ist zu der Differenz zwischen dem Laststrom I_L und der Überlaststromschwelle I_OL.
In 4 ist eine Gegenüberstellung der Reaktionszeiten des analogen Halbleiterschalters 51 mit i·t-Kennlinie im Vergleich zu anderen Komponenten erläutert. An der x-Achse ist ein durch die Komponenten fließender Strom in Ampere angetragen, während an der y-Achse die entsprechenden Reaktionszeiten der Komponenten in Sekunden angetragen sind. Im Gegensatz zu dem in 10 gezeigten Diagramm ist jetzt statt der Kurve des herkömmlichen Halbleiterschalters bei – 40°C eine Kurve 111 des analogen Halbleiterschalters 51 mit i·t-Kennlinie gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dargestellt. Aus dem Verlauf der Kurve 111 des Halbleiterschalters 51 wird deutlich, dass der Halbleiterschalter 51 bei jedem Wert des durch die Komponenten fließenden Stroms niedrigere Reaktionszeiten aufweist als die übrigen Komponenten. Somit spricht der Halbleiterschalter 51 sogar schneller an als die Mini-Fuse, deren Reaktionszeitenverlauf in Abhängigkeit von dem Strom durch die Kurve 19 dargelegt ist.
5 erläutert einen digitalen Halbleiterschalter 121 mit i·t-Kennlinie gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Dabei sind gleiche oder gleich wirkende Elemente zu dem in 1 dargestellten analogen Halbleiterschalter 51 mit dem gleichen Bezugszeichen versehen. Des weiteren beschränkt sich die Beschreibung des Aufbaus und der Funktionalität des in 5 gezeigten digitalen Halbleiterschalters 121 mit i·t-Kennlinie auf eine Beschreibung der Unterschiede zu dem in 1 gezeigten analogen Halb leiterschalter 51 mit i·t-Kennlinie gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
In dem digitalen Halbleiterschalter 121 mit i·t-Kennlinie ist der Aktivierungsschalter 66 zwischen den Plus-Pol der Referenzspannungsquelle 67 und eine veränderbare Stromquelle 122 geschaltet. Die veränderbare Stromquelle 122 ist zugleich mit dem ersten Anschluss des Erfassungs-Widerstands 63 verbunden. Ein Ausgang der veränderbaren Stromquelle 122 ist mit einem Eingang eines AD-Wandlers 123 verbunden. Ein Ausgang des AD-Wandlers 123 ist mit einem ersten Eingang eines Frequenzumsetzers 127 verbunden, dessen Ausgang mit einem Eingang eines ersten UND-Gatters 129 verbunden ist. Ein Taktsignalgenerator 130 ist mit einem zweiten Eingang des Frequenzumsetzers 127 und einem Eingang eines zweiten UND-Gatters 131 verbunden. Der in 1 gezeigte analoge Halbleiterschalter 51 ist somit über digitale Schaltungskomponenten nachgebildet Der Komparator 65 erzeugt ein Signal, das ein Schließen des Aktivierungsschalters 66 und ein Aktivieren des AD-Wandlers 123 nach sich zieht. Des weiteren wird auf das von dem Komparator 65 erzeugte Signal hin das erste UND-Gatter 129 durchgeschaltet, während das zweite UND-Gatter 131 gesperrt wird. Ein Ausgang des ersten UND-Gatters 129 ist mit einem Aufwärtszählereingang eines Auf- und Abwärtszählers 133 verbunden, und ein Ausgang des zweiten UND-Gatters 131 mit einem Abwärtszählereingang des Zählers 133 verbunden. Zugleich ist der Zähler 133 mit einer Zählerwertvergleichseinrichtung 135 verbunden, die an einem Referenzwerteingang 135a ein Signal empfängt und in Abhängigkeit von dem Signal einen Referenzwert einstellt. Die Zählerwertvergleichseinrichtung 135 vergleicht den Stand des Zählers 133 mit dem Referenzwert und erzeugt ein Signal, wenn der Stand des Zählers höher ist als der Referenzwert, das von der Auslöseeinrichtung 54 empfangen wird.
Wenn der Spannungsabfall an dem Erfassungs-Widerstand 63 höher ist als die Spannung an der Referenzspannungsquelle 67 also der Laststrom höher ist als die Überlaststromschwelle, wird der Aktivierungsschalter 66 geschlossen, und über die veränderbare Stromquelle 122 ein analoges Signal an den Eingang des AD-Wandlers 123 angelegt, das von der Differenz zwischen dem Laststrom I_L und der Überlaststromschwelle I_OL abhängig ist. Der AD-Wandler 123 wandelt das analoge Signal und erzeugt an seinem Ausgang einen binären Wert, der von der Differenz zwischen dem Laststrom und der Überlaststromschwelle abhängt. Dies entspricht einer Analog-Digital-Wandlung des Signals bzw. der Spannung V_sense an dem Erfassungs-Widerstand 63.
Der Frequenzumsetzer 127 liest den binären Wert aus dem AD-Wandler 123 aus und erzeugt an seinem Ausgang ein Rechtecksignal, dessen Frequenz von dem binären Wert und damit von der Differenz zwischen dem Laststrom I_L und der Überlaststromschwelle I_OL abhängt. Zugleich ist in dem Fall, wenn der Laststrom I_L größer ist als die Überlaststromschwelle I_OL über den Komparator 65 das erste UND-Gatter 129 durchgeschaltet, so dass der Zähler 133 an seinem Aufwärtszählereingang das von dem Frequenzumsetzer 127 erzeugte Taktsignal empfängt. Der Zähler 133 beginnt darauf hin seinen Zählerstand zu inkrementieren. Je höher der Spannungsabfall V_sense an dem Erfassungs-Widerstand 63 ist, also je mehr der Laststrom I_L die Überlaststromschwelle I_OL übersteigt, um so höher ist somit die Frequenz des von dem Frequenzumsetzer 127 gelieferten Taktsignals, und um so schneller inkrementiert der Zähler 133 seinen Zählwert. Es sei jedoch darauf hingewiesen, dass die Spannung V_sense bei Strömen größer als I_OL nicht zunimmt (siehe 9b), sondern geklemmt wird, und die Stromdifferenz I_L-I_OL wird intern ausgewertet.
In der Zählwertvergleichseinrichtung wird der Zählerstand des Zählers 133 mit einem Referenzwert verglichen. Dieser Referenzwert ist wiederum wie in dem in 1 gezeigten Halbleiterschalter 51 ein Schwellwert für eine zeitliche Aufintegration der Laststromdifferenz. Dieser Referenzwert kann entweder fest in einer Logik z. B. der Zählerwertvergleichseinrichtung 135 hinterlegt sein, oder aber auch über eine Schnittstelle z. B. eine SPI-Schnittstelle (SPI = Serial Peripheral Interface = serielle Peripherieschnittstelle) oder über eine externe Einstellung des Signals an dem Referenzwerteingang 135a über einen Referenzwiderstand von einem Anwender vorgegeben werden. Sobald der Zählerstand des Zählers 133 den Referenzwert übersteigt, führt dies zu einem Schützen der Last 53 durch ein Abschalten des Schalters bzw. des Schalttransistors 55. Hierzu empfängt die Auslöseeinrichtung 54 ein entsprechendes Signal von der Zählerwertvergleichseinrichtung 135. Auf das Empfangen dieses Signals hin steuert die Auslöseeinrichtung 54 den Schalttransistor 55 so an, dass dieser die Verbindung zwischen dem Eingangsanschluss 52a und dem Ausgangsanschluss 52b unterbricht.
Wenn der Laststrom I_L nach einem Überschreiten der Überlaststromschwelle I_OL wieder unter die Überlaststromschwelle I_OL fällt, so wird dieser Zustand von dem Komparator 65 detektiert. Der Komparator 65 öffnet hierauf hin den Aktivierungsschalter 66, deaktiviert den AD-Wandler 123 und sperrt das erste UND-Gatter 129. Gleichzeitig schaltet er das zweite UND-Gatter 131 durch, so dass das von dem Taktsignalgenerator 130 erzeugte Taktsignal an dem Abwärtszählereingang des Zählers 133 anliegt. Der Zähler 133 dekrementiert daraufhin seinen Zählerwert vorzugsweise langsam im Verhältnis zu einem Inkrementieren des Zählerwerts. Dieser Vorgang ist ähnlich zu dem Entladen des Kondensators 73 in dem analogen Halbleiterschalter 51.
6 zeigt einen analogen Halbleiterschalter 141 mit einer i²·t-Kennlinie gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der Begriff i²·t-Kennlinie steht hierbei für ein Abschaltverhalten des Halbleiterschalters 141, das von einer zeitlichen Aufintegration über eine zu einem Quadrat des Stroms an dem Eingangsanschluss 52a bzw. einem Quadrat des Laststroms proportionale Grösse bestimmt ist. Dabei sind gleiche oder gleich wirkende Elemente zu dem in 1 gezeigten analogen Halbleiterschalter 51 mit dem gleichen Bezugszeichen versehen. Des weiteren beschränkt sich die Beschreibung des in 6 gezeigten analogen Halbleiterschalters 141 mit i²·t-Kennlinie auf eine Beschreibung der Unterschiede des Aufbaus und der Funktionalität zu dem in 1 gezeigten analogen Halbleiterschalter 51.
In dem in 6 gezeigten analogen Halbleiterschalter 141 ist ein Stromquadrierer 143 zwischen den Plus-Pol der Referenzspannungsquelle 67, den zweiten Anschluss des Aktivierungsschalters 66 und den zweiten Stromspiegel 71 geschaltet. Der Stromquadrierer 143 ist dabei so ausgeführt, dass zwei Feldeffekttransistoren an ihren Source-Anschlüssen und an ihren Gate-Anschlüssen miteinander gekoppelt sind, und ein Gate-Anschluss des in 6 gezeigten ersten Feldeffekttransistors über einen Widerstand R mit einem Drain-Anschluss des ersten Feldeffekttransistors verbunden ist. Dies führt dazu, dass der erste Feldeffekttransistor in einem ohmschen Bereich betrieben wird, während der zweite Feldeffekttransistor des Stromquadrierers 143 in einem Sättigungsbereich betrieben wird. Somit ist ein Strom (ΔI_is)²/k₁ an einem Ausgangsanschluss des Stromquadrierers, einem Drainanschluss des zweiten Feldeffekttransistors, proportional zu einem Quadrat eines Stroms an einem Eingangsanschluss des Stromquadrierers ΔI_i _s, dem Drainanschluss des ersten Feldeffekktransistors. Die Differenz zwischen dem Laststrom I_L und der Überlaststromschwelle I_OL wird damit durch eine zusätzliche Beschaltung des Stromspiegels mit einem Serienwiderstand R quadriert. Die quadrierte Differenz dieser Laststromdifferenz wird dann so konditioniert bzw. über den zweiten Stromspiegel 71 so eingestellt, dass das Integral über den in den Kondensator 73 fließenden Strom zu einer Spannung an dem Kondensator 73 vorzugsweise in einem Bereich von einigen Volt führt
Im Gegensatz zu dem analogen Halbleiterschalter 51, der in 1 gezeigt ist, wird nun eben der dem Kondensator 73 zufließende Strom (ΔI_i _s)²/k₂, wenn der Laststrom I_L die Überlaststromschwelle I_OL überschreitet, in Abhängigkeit von einem Quadrat der Differenz zwischen dem Laststrom I_L und der Überlaststromschwelle I_OL eingestellt. Somit wird in dem in 6 gezeigten analogen Halbleiterschalter 141 mit i²·t-Kennlinie an dem Kondensator 73 über einen Strom, der proportional zu dem Quadrat der Differenz zwischen dem Laststrom I_L und der Überlaststromschwelle I_OL ist, zeitlich aufintegriert. Man spricht dabei von einer sogenannten i2·t-Auslösekennlinie bei einem Überschreiten der Überlaststromschwelle I_OL.
Der Schwellwertkomparator 79 vergleicht jetzt die von dem Quadrat der Differenz abhängige Spannung V_it an dem Kondensator 73 mit einem Referenzwert V_REF und setzt das Signal an seinem Ausgang auf einen logisch hohen Pegel, wenn die Spannung V_it an dem Kondensator 73 den vordefinierten Schwellwert überschreitet. Die Auslöseeinrichtung 54 steuert auf das Empfangen des Signals mit dem logisch hohen Pegel den Schalttransistor 55 so an, dass eine Verbindung zwischen dem Source-Anschluss und dem Drain-Anschluss in dem Schalttransistor 55 unterbrochen wird.
Somit weist der in 6 gezeigte Halbleiterschalter ein zu einer sogenannten i²·t-Kennlinie einer Schmelzsicherung identisches Ansprechverhalten auf. Die Trägheit der Sicherung in dem analogen Halbleiterschalter 141 mit i²·t-Kennlinie wird dabei über analoge Schaltungsblöcke erreicht. Der analoge Halbleiterschalter 141 mit i²·t-Kennlinie ist damit in der Lage, Schmelzsicherungen mit ihrem schützenden Auslöseverhalten komplett bzw. nahezu vollständig zu ersetzen. Dabei ist in dem analogen Halbleiterschalter 141 mit i²·t-Kennlinie sowohl ein Einstellen der Überlaststromschwelle I_OL, die überschritten wird, wenn die Spannung V_Sense an dem Erfassungs-Widerstand 63 größer als die Spannung der Konstantstromquelle V_REF ist, als auch der Trägheit der Sicherungskennlinie möglich. Die Trägheit der Sicherungskennlinie ergibt sich dabei aus einem Integral des Quadrats der Differenz zwischen dem Laststrom I_L und der Überlaststromschwelle I_OL über der Zeit t.
In der Gleichung (1) steht ein Faktor V_it für eine Spannung an dem Kondensator, während k₂ für eine Konstante steht, die sich aus den elektrischen Parametern der Stromspiegelschaltungen 71, 143 ergibt. Eine Variable C steht für die Kapazität des Kondensators 73 und eine Variable ΔI_is für den in Gleichung (2) dargelegten Term. Die Variable t steht dabei für eine Zeit, über die integriert wird. Wenn der Wert V_it eine vordefinierten Schwellenwert V_i _s überschreitet, unterbricht der Halbleiterschalter 121 die Verbindung zwischen dem Eingangsanschluss 52a und dem Ausgangsanschluss 52b. Wenn also das zeitlich integrierte Quadrat der Differenz zwischen dem Laststrom I_L und der Überlaststromschwelle I_OL eine über die Parameter C, V_ref und k₂ einstellbare i²·t-Schwelle V_is überschreitet, schaltet der analoge Halbleiterschalter 141 mit i²·t-Kennlinie bzw. i²·t-Charakteristik ab. ΔIis = ISense – ISense(OL) (2)
In der Gleichung (2) steht die Variable ΔI_isfür eine Stromdifferenz, eine Variable I_sense für den Strom durch den Erfassungs-Widerstand 63, und ein Faktor I_Sense(OL) für einen Sensestrom, der durch den Erfassungs-Widerstand 63 fließt, wenn der Laststrom I_L so hoch wie die Überlaststromschwelle I_OL ist
Wenn der Laststrom I_L nach dem Ansprechen der i²·t-Kennlinie bzw. des Schwellwertkomparators 79 unter die Laststromschwelle bzw. die Überlaststromschwelle I_OL fällt, so wird der Stromquellenschalter 75 auf ein Signal von dem Komparator 65 hin geschlossen, so dass die Ladung an dem Kondensator 73 mittels der Stromquelle 77 entladen wird. Die Stromquelle 77 liefert einen Entladestrom I_discharge (I_discharge = I_Entladung), für den vorzugsweise die Bedingung gilt: Idisch arge << ∆Iis/k2 (3)
In 7 ist ein Abschaltverhalten bzw. ein Verlauf der Reaktionszeiten des analogen Halbleiterschalters 141 mit i²·t-Kennlinie gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert. An der x-Achse sind dabei die durch die jeweiligen Komponenten fließenden Ströme in Ampere angetragen, während an der y-Achse die Reaktionszeiten der jeweiligen Komponenten in Sekunden angetragen sind.
Die Kurve 15 erläutert den Verlauf der Reaktionszeiten des Kabels, während die Kurve 17 den Verlauf der Reaktionszeiten des herkömmlichen Halbleiterschalters bei 85°C erläutert. Die Kurve 19 erläutert den Verlauf der Reaktionszeiten der Mini-Fuse. Sämtliche Verläufe sind bereits aus 10 bekannt. Eine Kurve 151 erläutert einen Verlauf der Reaktionszeiten des analogen Halbleiterschalters 141 mit i²·t-Kennlinie erläutert. Aus 7 wird das flinke Abschaltverhalten des analogen Halbleiterschalters mit i²·t-Kennlinie deutlich. Die Reaktionszeiten des analogen Halbleiterschalters 151 sind dabei ähnlich zu den Reaktionszeiten der Mini-Fuse in einem Bereich von 20A bis 100A. Somit wird in dem Halbleiterschalter 151 die Sicherungsfunktion bzw. die Funktion einer Schmelzsicherung in diesem Bereich annähernd vollständig bzw. komplett nachgebildet.
8 zeigt einen digitalen Halbleiterschalter 161 mit i²·t-Kennlinie gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Dabei sind gleiche oder gleich wirkende Elemente zu dem in 5 gezeigten digitalen Halbleiterschalter 121 mit i·t-Kennlinie gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung mit gleichem Bezugszeichen versehen. Des weiteren beschränkt sich die Beschreibung des Aufbaus und der Funktion des digitalen Halbleiterschalters 161 auf die Unterschiede in dem Aufbau und der Funktionalität zu dem digitalen Halbleiterschalter 121 mit i·t-Kennlinie.
In dem in 8 gezeigten digitalen Halbleiterschalter ist zwischen den Ausgang des AD-Wandlers 123 und den Eingang des Frequenzumsetzers 127 ein Quadrierer 163 geschaltet. Der Quadrierer 163 dient dazu, den von dem AD-Wandler 123 gelieferten binären Wert zu quadrieren, so dass der Frequenzumsetzer 127 die Frequenz des Taktsignals an seinem Ausgang in Abhängigkeit von dem quadrierten binären Wert einstellt. Dies führt dazu, dass der Zähler 133, wenn der Laststrom die Überlaststromschwelle überschreitet, seinen Zählerwert in Abhängigkeit von einem Quadrat der Differenz zwischen dem Laststrom I_L und der Überlaststromschwelle I_OL inkrementiert.
Wenn der Stand des Zählers 133, der ja jetzt von dem zeitlich aufintegrierten Quadrat der Differenz des Laststroms I_L und der Überlaststromschwelle I_OL abhängt, einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet, wird in dem Halbleiterschalter 161 mittels des Schalttransistors 55 die Verbindung zwischen dem Eingangsanschluss 52a und dem Ausgangsanschluss 52b unterbrochen. Somit lässt sich durch den in 8 gezeigten digitalen Halbleiterschalter 161 die Funktion einer Sicherung mit einer i²·t-Kennlinie emulieren bzw. nachbilden. In dem Schwellwertkomparator 79 kann dabei wiederum über externe Maßnahmen, wie z. B. das Signal an dem Referenzwerteingang 135a oder durch eine flüchtige oder nichtflüchtige Programmierung, der vorbestimmte Schwellwert hinterlegt werden.
In den folgenden 9a–c wird die prinzipielle Funktionsweise der stromsensierenden Halbleiterschalter 51, 121, 141, 161 mit einem Stromsense-Pin gemäß der vorliegenden Erfindung erläutert.
9a erläutert hierbei einen Verlauf von Aktivierungszuständen der Halbleiterschalter 51, 121, 141, 161 gemäß der vorliegenden Erfindung. An der x-Achse ist ein Wert des Laststroms I_L angetragen, während an der y-Achse der Pegel eines Fuse-Blow-Aktive-Signals angetragen ist. Wenn der Laststrom I_L die Überlaststromschwelle I_OL überschreitet, so ändert sich das Fuse-Blow-Aktive-Signal von einem logisch niedrigen Pegel auf einen logisch hohen Pegel. Bei einem logisch hohen Pegel des Fuse-Blow-Aktive-Signals beginnen dann die Halbleiterschalter der vorliegenden Erfindung eine von dem Laststrom I_L abhängige Größe über eine Zeit aufzuintegrieren. Wenn der Laststrom I_L einen oberen Schwellenwert I_SCOFF überschreitet, unterbricht der Halbleiterschalter 51, 121, 141, 161 eine Verbindung zwischen dem Eingangsanschluss 52a und dem Ausgangsanschluss 52b in der Sicherungsschaltung, so dass kein Laststrom I_L mehr fließen kann. Daher nimmt das Fuse-Blow-Signal einen logisch niedrigen Pegel ein, wenn der Laststrom I_L den oberen Schwellenwert I_OL überschreitet, da jetzt nicht mehr über eine von dem Laststrom I_L abhängige Größe integriert wird.
9b erläutert einen Verlauf des Spannungsabfalls V_sense an dem Erfassungs-Widerstand 63 bei den stromsensierenden Halbleiterschaltern 51, 121, 141, 161 in Abhängigkeit von dem Laststrom I_L. An der x-Achse ist hierbei der Wert des Laststroms I_L angetragen, während an der y-Achse ein Wert des Spannungsabfalls V_sense an dem Erfassungs-Widerstand 63 angetragen ist. Wenn der Laststrom I_L kleiner ist als die Überlaststromschwelle I_OL, ist der Spannungsabfall V_sense an dem Erfassungs-Widerstand 63 kleiner als ein Schwellwert V_REF für die Spannung an dem Erfassungs-Widerstand 63. Die Halbleiterschalter 51, 121, 141, 161 gemäß einem Ausführungsbeispiel befinden sich in diesem Arbeitsbereich in einem normalen Betriebsmodus bzw. einem Normal-Operation-Modus (Normal-Operation-Modus = Normal-Betrieb-Modus). Wenn der Laststrom I_L die Überlaststromschwelle I_OL überschreitet, so überschreitet der Spannungsabfall V_sense an dem Erfassungs-Widerstand 63 die Spannungsschwelle V_REF.
Wenn also der Laststrom I_L größer wird als ein maximal eingestellter nominaler Laststrom, wird dann eine Emulation bzw. Nachbildung der Sicherungskennlinie ausgelöst. Die Emulation der Sicherungskennlinie findet dabei in dem Bereich des mit weißer Farbe hinterlegten Felds in 9b statt, wobei der Laststrom I_L zwischen der Überlaststromschwelle I_OL und einem oberen Schwellenwert I_scoff liegt. In diesem Bereich des Laststroms I_L findet dabei in den Halbleiterschaltern 51, 121, 141, 161 eine zeitliche Aufintegration über eine von der Differenz des Laststroms I_L und der Überlaststromschwelle I_OL abhängigen Strom statt. Wenn der Laststrom I_L weiter ansteigt und den oberen Schwellenwert I_scoff überschreitet, aktiviert der Halbleiterschalter 51, 121, 141, 161 die implementierten Schutzmechanismen, so dass eine Verbindung zwischen dem Eingangsanschluss 52a und dem Ausgangsanschluss 52b in der Sicherungsschaltung unterbrochen wird, oder ein Strom zwischen dem Eingangsanschluss 52a und dem Ausgangsanschluss 52b auf einen vorbestimmten Wert begrenzt wird.
9c erläutert einen Verlauf der Reaktionszeiten bzw. Abschaltzeiten t_off in Abhängigkeit von dem Wert des Laststroms I_L. An der x-Achse ist der Wert des Laststroms I_L angetragen, während an der y-Achse die Reaktionszeit t_OFF angetragen ist, die verstreicht bis der Halbleiterschalter bei dem entsprechenden Laststrom I_L die Verbindung unterbricht. Solange der Laststrom I_L geringer ist als die Überlaststromschwelle I_OL, findet keine Emulation der Sicherungskennlinie statt, so dass der Halbleiterschalter 51, 121, 141,161 gemäß der vorliegenden Erfindung in einem normalen Betriebsmodus über eine beliebig lange Zeitdauer geschlossen ist. Wenn der Laststrom I_L die Überlaststromschwelle I_OL überschreitet, findet eine Emulation der Sicherungskennlinie statt, wobei die Abschaltzeit t_OFF Abhängigkeit von dem Laststrom I_L variiert.
Die Nachbildung der Sicherungskennlinie ist anhand von 4 Kurven erläutert. Eine Kurve 171 erläutert einen Verlauf der Reaktionszeit eines Halbleiterschalters mit i·t-Charakteristik und kurzer Reaktionszeit. Eine Kurve 173 erläutert eine Kennlinie eines Halbleiterschalters mit i·t-Charakteristik und langer Reaktionszeit. Eine Kurve 175 erläutert eine Kennlinie eines Halbleiterschalters mit i²·t-Charakteristik und kurzer Reaktionszeit. Eine Kurve 177 erläutert eine Kennlinie eines Halbleiterschalters mit i²·t-Charakteristik und langer Reaktionszeit, wobei die Kurven 171 und 175 jeweils das flinkere Ansprechverhalten zeigen.
Aus den Verläufen der Kurven 171, 173, 175, 177 in 9c wird deutlich, dass in den Halbleiterschaltern 141, 161 mit i²·t-Charakteristik die Reaktionszeit linear mit dem ansteigenden Laststrom sinkt. Dies liegt daran, dass die Halbleiterschalter 141, 161 gemäß der vorliegenden Erfindung mit den Kennlinien 171, 173 das Verhalten einer Schmelzsicherung vollständig emulieren, bei der die Reaktionszeit von einer zugeführten Wärmemenge und damit von einem Quadrat des Laststroms I_L abhängt. Hingegen hängt die Reaktionszeit der Halbleiterschalter 51, 121 nicht linear von dem Laststrom I_L ab, da in den Halbleiterschaltern 51, 121 über eine zu dem Laststrom I_L proportionale Grösse zeitlich aufintegriert wird. Dieses Abschaltverhalten der Halbleiterschalter 51, 121 entspricht somit nicht dem einer Schmelzsicherung.
Wenn der Laststrom I_L den oberen Schwellenwert I_SCoff in 9c überschreitet, schalten die Halbleiterschalter 51, 121, 141, 161 gemäß der vorliegenden Erfindung annähernd ohne Verzögerung ab, so dass die Reaktionszeit t_OFF einen Wert nahe Null einnimmt.
Ein Pfeil 179 in 9c erläutert einen einstellbaren Bereich 179, innerhalb dem die Überlaststromschwelle I_OL variiert werden kann. Ein Einstellen der Überlaststromschwel- le I_OL kann dabei z. B. über ein Verändern des Werts des Erfassungs-Widerstands 63 erfolgen.
In den Halbleiterschaltern gemäß der vorliegenden Erfindung wird jeweils ein Schalttransistor eingesetzt, um in einer Sicherungsschaltung eine Verbindung zwischen einem Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss zu erzeugen bzw. zu unterbrechen. Jedoch sind beliebige Schalter hierzu Alternativen, wie z. B. mechanische Relais.
In den Halbleiterschaltern 51, 121, 141, 161 gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein smarter High-Side-Schalter basierend auf einem N-Kanal-MOSFET gezeigt. Der Halbleiterschalter könnte aber alternativ als ein smarter Low-Side-Schalter ausgeführt sein, oder als ein MOSFET mit einer Stromsensefunktionalität, einem Temperatursensor und einem externen Treiber oder als ein MOSFET mit einer externen Schutzbeschaltung. Auch könnte der Halbleiterschalter alternativ als Schutzbeschaltung für Brücken oder andere denkbare Schaltungsanordnungen eingesetzt werden. Alternativ hierzu könnte der Schalttransistor 55 auch als Treiberschaltung in Verbindung mit externen MOSFETs bzw. P-Kanal-MOSFETs ausgeführt werden.
In obigen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung wird ein Erfassungs-Widerstand eingesetzt, um zu bestimmen, ob ein Strom an einem Eingangsanschluss einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet. Jedoch sind beliebige Einrichtungen zum Strommessen hierzu Alternativen, die dann bestimmen, ob der Strom an dem Eingangsanschluss einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet. Auch könnte in den Halbleiterschaltern 51, 121, 141, 161 der Komparator 65 durch eine beliebige Vergleichseinrichtung, die ermittelt, ob der an dem Eingangsanschluss 52a auftretende Strom bzw. der Strom durch die Last 53 einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet, alternativ ausgeführt sein.
In den Halbleiterschaltern 51, 141 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung kann der Kondensator 73 alternativ durch eine beliebige Einrichtung zum Integrieren einer Differenz zwischen dem Laststrom I_L und der Überlaststromschwelle I_OL bzw. einer von der Differenz zwischen dem Laststrom und der Überlaststromschwelle abhängigen Größe über einer Zeit t ersetzt werden. In dem analogen Halbleiterschalter 141 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist der Stromquadrierer 143 über eine Stromspiegelschaltung mit einem ohmschen Widerstand zwischen dem Gate-Anschluss und dem Drain-Anschluss ausgeführt. Jedoch sind beliebige Einrichtungen, die eine Differenz zwischen dem Laststrom und einer Überlaststromschwelle quadrieren und in Abhängigkeit davon ein Signal erzeugen, hierzu Alternativen.
In den digitalen Halbleiterschaltern 121, 161 gemäß der vorliegenden Erfindung werden der Frequenzumsetzer 127 und der Zähler 133 so eingesetzt, so dass ein Stand des Zählers 133 von einem über der Zeit integrierten Wert einer Größe, die von einer Differenz des Laststroms und der Überlaststromschwelle abhängt, abhängig ist. Alternativ zu einem Empfangen eines von dem Frequenzumsetzer gelieferten Taktsignals und einem Verändern des Zählerwerts daraufhin, könnte der Zähler auch in diskreten Schritten den Wert des Analog-Digital-Wandlers direkt auslesen und seinen Zählerstand in Abhängigkeit von diesem Wert erhöhen.
In den Halbleiterschaltern gemäß der vorliegenden Erfindung könnte die Auslöseeinrichtung 54 auch so ausgeführt sein, dass sie auf das Empfangen eines Signals zum Unterbrechen der Verbindung über den Schalttransistor 55, einen nicht gezeigten Strombegrenzer-Schalter, der die Last 53 mit dem Eingangsanschluss 52a über einen nicht gezeigten Strombegrenzer elektrisch verbindet, schließt, so dass nach dem Schließen des Strombegrenzer-Schalters durch die Last nur noch ein Strom fließen kann, dessen Wert unterhalb dem Ma ximalwert des zulässigen Stroms durch den Strombegrenzer liegt.
In den Halbleiterschaltern 51, 121, 141, 161, gemäß der vorliegenden Erfindung könnten alternativ die Masseanschlüsse und die Versorgungsspannungsanschlüsse vertauscht werden oder jeweils als Anschlüsse mit einem beliebigen aber vordefinierten Potential ausgeführt werden.
In den Halbleiterschaltern gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein n-DMOS Transistor, also ein n-MOS Transistor, der über laterale Diffusionsprozesse hergestellt worden ist, zum Schalten der Verbindung zwischen dem Eingangsanschluss und dem Ausgangsanschluss eingesetzt. Jedoch sind beliebige Ausführungen von Schalttransistoren hierzu Alternativen.
In den Halbleiterschaltern 51, 141 gemäß obigen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung liegt die Kapazität des Kondensators 73 vorzugsweise in einem pF-Bereich oder einem nF-Bereich, jedoch sind beliebige Werte der Kapazität 73 hierzu Alternativen.
In den Halbleiterschaltern 51, 121, 141, 161 sind alle Komponenten des Halbleiterschalters gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung vorzugsweise auf einem Chip integriert. Jedoch sind beliebige Ausführungen der Halbleiterschalter, bei denen z. B. die Komponenten der Halbleiterschalter 51, 121, 141, 161 auf verschiedenen Chips implementiert sind, hierzu Alternativen. Auch könnten die Chips, auf denen die Funktionalität der Halbleiterschalter 51, 121, 141, 161 implementiert ist, z. B. in einem einzigen Gehäuse, beispielsweise in einem Multi-Chip-Modul, angeordnet sein.
In den Halbleiterschaltern 51, 121, 141, 161 ist der in den Kondensator fließende Strom proportional zu der Laststromdifferenz oder proportional zu einem Quadrat der Laststromdifferenz. Alternativ hierzu könnte der Halbleiterschalter so ausgeführt sein, dass der in den Kondensator fließende Strom zu einer beliebigen Potenz der Laststromdifferenz proportional ist, also z. B. zu einer Wurzel der Laststromdifferenz.

13: Kurve des herkömmlichen Halbleiterschalters bei –40°C
15: Kurve des Kabels
17: Kurve des herkömmlichen Halbleiterschalters bei 85°C
19: Kurve der Mini-Fuse
51: analoger Halbleiterschalter mit i·t-Kennlinie
52a: Eingangsanschluss
52b: Ausgangsanschluss
53: Last
54: Auslöseeinrichtung
55: Schalttransistor
57: Sense-Transistor
59: Vergleichseinrichtung
63: Sense-Widerstand
65: Komparator
66: Aktivierungsschalter
67: Referenzspannungsquelle
69: erster Stromspiegel
71: zweiter Stromspiegel
72: Versorgungsspannung
73: Kondensator
75: Stromquellenschalter
77: Stromquelle
79: Schwellwertkomparator
90: erste Ausführungsform des Aktivierungsschalters
91: erster Anschluss des Aktivierungsschalters
93: zweiter Anschluss des Aktivierungsschalters
95: Zenerdiode
100: zweite Ausführungsform des Aktivierungsschalters
101: einstellbare Stromquelle
111: Kurve des Halbleiterschalters mit i·t-Kennlinie
121: digitaler Halbleiterschalter mit i·t-Kennlinie
122: veränderbare Stromquelle
123: AD-Wandler
127: Frequenzumsetzer
129: erstes UND-Gatter
130: Taktsignalgenerator
131: zweites UND-Gatter
133: Auf- und Abwärtszähler
135: Zählwertvergleichseinrichtung
135a: Referenzwerteingang
141: analoger Halbleiterschalter mit i²t-Kennlinie
143: Stromquadrierer
151: Kurve des analogen Halbleiterschalters mit i²·t-Kennlinie
161: digitaler Halbleiterschalter mit i²·t-Kennlinie
163: Quadrierer
171: Kennlinie eines Halbleiterschalters mit i²·t-Charakteristik und kurzer Reaktionszeit
173: Kennlinie eines Halbleiterschalters mit i²·t-Charakteristik und langer Reaktionszeit
175: Kennlinie eines Halbleiterschalters mit i·t-Charakteristik und kurzer Reaktionszeit
177: Kennlinie eines Halbleiterschalters mit i·t-Charakteristik und langer Reaktionszeit
179: einstellbarer Bereich

Claims

Sicherungsschaltung (51, 121, 141, 161) mit: einem Eingangsanschluss (52a), der ausgelegt ist, um einen Strom zu empfangen; einem Ausgangsanschluss (52b); einem Schalter (55), der zwischen den Eingangsanschluss (52a) und den Ausgangsanschluss (52b) geschaltet ist und wirksam ist, um abhängig von einem Schaltsignal den Eingangsanschluss (52a) und den Ausgangsanschluss (52b) zu verbinden; einem Integrator (73), der wirksam mit dem Eingangsanschluss (52a) verbunden ist, um basierend auf dem an dem Eingangsanschluss (52a) anliegenden Strom ein Integratorausgangssignal zu erzeugen, wenn der an dem Eingangsanschluss (52a) anliegende Strom einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet; und einer Steuerung (54, 79) die wirksam mit dem Schalter (55) und dem Integrator verbunden ist, um ein Schaltsignal für den Schalter (55) zu erzeugen, das eine Unterbrechung der Verbindung zwischen dem Eingangsanschluss (52a) und dem Ausgangsanschluss (52b) bewirkt, wenn das Integratorausgangssignal einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet.
Sicherungsschaltung (51, 121, 141, 161) gemäß Anspruch 1, bei der der Integrator ausgelegt ist, um das Integratorausgangssignal durch ein zeitliches Aufintegrieren über eine zu dem am Eingangsanschluss (52a) anliegenden Strom proportionale Größe zu bestimmen.
Sicherungsschaltung (51, 121, 141, 161) gemäß Anspruch 1, bei der der Integrator ausgelegt ist, um das Integrato rausgangssignal durch ein zeitliches Aufintegrieren über eine zu einem Quadrat des am Eingangsanschluss (52a) anliegenden Stroms proportionale Größe zu bestimmen.
Sicherungsschaltung (51, 121, 141, 161) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der der Schalter (55) zwischen den Eingangsanschluss (52a) und den Ausgangsanschluss (52b) geschaltet ist, um in einer ersten Position des Schalters (55) den Eingangsanschluss (52a) und den Ausgangsanschluß (52b) direkt zu verbinden und in einer zweiten Position des Schalters (55) den Eingangsanschluss (52a) und den Ausgangsanschluss (52b) über einen Strombegrenzer zu verbinden.
Sicherungsschaltung (51, 121, 141, 161) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der der Integrator (73) einen Stromdetektor (63, 65) aufweist, wobei der Stromdetektor (63, 65) ausgelegt ist, um ein von dem Strom an dem Eingangsanschluss (52a) abhängiges Stromdetektor-Signal zu erzeugen, wenn der Strom an dem Eingangsanschluss (52a) den vorbestimmen Schwellenwert überschreitet.
Sicherungsschaltung (51, 121, 141, 161) gemäß Anspruch 5, bei der der Stromdetektor (63, 65) einen Erfassungs-Widerstand (R_sense) aufweist, der in einen Erfassungs-Pfad geschaltet ist, und elektrisch wirksam mit dem Eingangsanschluss (52a) verbunden ist, so dass ein Spannungsabfall an dem Erfassungs-Widerstand (R_sense) proportional zu dem Strom an dem Eingangsanschluss (52a) ist.
Sicherungsschaltung (51, 141) gemäß Anspruch 6, bei der der Stromdetektor (63, 65) eine Vergleichseinrichtung mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang und einen Aktivierungsschalter (66) aufweist, wobei die Vergleichseinrichtung an dem ersten Eingang elektrisch wirksam mit einem Anschluss des Erfassungs-Widerstands (R_sense) verbunden ist, so dass ein Potential an dem ersten Eingang der Vergleichseinrichtung von dem Spannungsabfall an dem Erfassungs-Widerstand (R_sense) abhängt, und der zweite Eingang wirksam mit einer Referenzspannungsquelle (67) verbunden ist, so dass ein Potential an dem zweiten Eingang von einer Spannung der Referenzspannungsquelle (67) abhängt, und der Aktivierungsschalter (66) zwischen den Anschluss des Erfassungs-Widerstands (R_sense) und den Ausgang des Stromdetektors (63, 65) geschaltet ist, und die Vergleichseinrichtung ausgelegt ist, um den Aktivierungsschalter (66) zu schließen, wenn ein Wert des Potentials an dem ersten Eingang einen Wert des Potentials an dem zweiten Eingang überschreitet, so dass an dem Ausgang des Stromdetektors (63, 65) das Stromdetektor-Signal, das von dem Spannungsabfall an dem Erfassungs-Widerstand (R_sense) abhängt, anliegt.
Sicherungsschaltung (51, 141) gemäß Anspruch 6, bei der der Stromdetektor (63, 65) eine Zenerdiode (95) mit einem ersten Anschluss (91) und einem zweiten Anschluss (93) aufweist, wobei der erste Anschluss der Zenerdiode (95) wirksam mit einem Anschluss des Erfassungs-Widerstands (R_sense) verbunden ist, und der zweite Anschluss der Zenerdiode (95) wirksam mit einem Ausgang des Stromdetektors (63, 65) verbunden ist, so dass der Stromdetektor (63, 65) an dem Ausgang das Stromdetektor-Signal liefert, wenn der Spannungsabfall an dem Erfassungs-Widerstand (R_sense) einen vorbestimmten Wert überschreitet.
Sicherungsschaltung (51, 141) gemäß Anspruch 6, bei der der Stromdetektor (63, 65) eine Vergleichseinrichtung mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang und eine veränderbare Stromquelle (101) aufweist, wobei die Vergleichseinrichtung an dem ersten Eingang elektrisch wirksam mit einem Anschluss des Erfassungs-Widerstands (R_sense) verbunden ist, so dass ein Potential an dem ersten Eingang der Vergleichseinrichtung von dem Spannungsabfall an dem Erfassungs-Widerstand (R_sense) abhängt, und der zweite Eingang der Vergleichseinrichtung elektrisch wirksam mit einer Referenzspannungsquelle (67) verbunden ist, so dass ein Potential an dem zweiten Eingang von einer Spannung der Referenzspannungsquelle (67) abhängt, und die veränderbare Stromquelle (101) zwischen den Anschluss des Erfassungs-Widerstands (R_sense) und den Ausgang des Stromdetektors (63, 65) geschaltet ist, und die Vergleichseinrichtung ausgelegt ist, um einen Wert des Stroms, der von der veränderbaren Stromquelle (101) geliefert wird, einzustellen, wenn ein Wert des Potentials an dem ersten Eingang einen Wert des Potentials an dem zweiten Eingang überschreitet, so dass an dem Ausgang des Stromdetektors (63, 65) das Stromdetektor-Signal, das von dem Spannungsabfall an dem Erfassungs-Widerstand (R_sense) abhängt, anliegt.
Sicherungsschaltung (51, 141) gemäß einem der Ansprüche 5 bis 9, bei der der Integrator (73) ein kapazitives Element aufweist, wobei das kapazitive Element an einem ersten Anschluss wirksam mit dem Ausgang des Stromdetektors (63, 65) verbunden ist und an einem zweiten Anschluss wirksam mit einem Masseanschluss verbunden ist, so dass an dem ersten Anschluss des kapazitiven Elements das Integratorausgangssignal erzeugt wird, wenn an dem Ausgang des Stromdetektors das Stromdetektor-Signal anliegt.
Sicherungsschaltung (51, 141) gemäß Anspruch 10, mit einem Entladungsschalter (75), einer Stromquelle (77) und einer Steuereinrichtung, bei der der Entladungsschalter (75) zwischen den ersten Anschluss des kapazitiven Elements und die Stromquelle (77) geschaltet ist, wobei die Stromquelle (75) ausgelegt ist, das kapazitive Element zu entladen, und die Steuereinrichtung ausgelegt ist, auf den Empfang des Stromdetektor-Signals den Entladungsschalter (75) zu öffnen, so dass die Stromquelle (77) von dem kapazitiven Element getrennt ist, und wenn die Steuereinrichtung kein Stromdetektor-Signal empfängt, den Entladungsschalter (75) zu schließen, so dass die Stromquelle (77) das kapazitive Element entlädt.
Sicherungsschaltung (51, 141) gemäß Anspruch 10 oder 11, bei der die Steuerung (54, 79) einen Komparator mit einem ersten Eingang und einem zweiten Eingang aufweist, wobei der Komparator ausgelegt ist, an dem ersten Eingang das Integratorausgangssignal zu empfangen, und wobei der zweite Eingang des Komparators mit einer Referenzspannungsquelle verbunden ist, und der Komparator ausgelegt ist, um das Schaltsignal zu erzeugen, wenn ein Potential an dem ersten Eingang des Komparators höher ist als ein Potential an dem zweiten Eingang des Komparators.
Sicherungsschaltung (121, 161) gemäß einem der Ansprüche 5 oder 6, mit einer Konstantstromquelle (122) und einem Analog-Digital-Wandler (123), bei der der Stromdetektor (63, 65) ausgelegt ist, die Konstantstromquelle (122) in Abhängigkeit von dem Strom an dem Eingangsanschluss (52a) zu steuern, und die Konstantstromquelle (122) ausgelegt ist, ein Eingangssignal für den Analog-Digital-Wandler (123) zu erzeugen, so dass ein von dem Analog-Digital-Wandler (123) gelieferter binärer Wert von dem Strom an dem Eingangsanschluss (52a) abhängt.
Sicherungsschaltung (121, 161) gemäß Anspruch 13 mit einem Taktsignalgenerator (130), einem Frequenzumsetzer (127), einer Logikschaltung (129, 131) und einem Auf- und Abwärtszähler (133), bei der der Taktsignalgenerator (130) elektrisch wirksam mit einem Eingang des Frequenzumsetzers (127) verbunden ist, und ausgelegt ist, ein Taktsignal zu liefern, und der Frequenzumsetzer (127) ausgelegt ist, um einen binären Wert aus dem Analog-Digital-Wandler (123) auszulesen, und an einem Ausgang des Frequenzumsetzers (127) ein Frequenzumsetzer-Signal zu liefern, dessen Verlauf einem von dem Taktsignalgenerator (130) gelieferten Taktsignal entspricht, und eine Frequenz des Frequenzumsetzer-Signals in Abhängigkeit von dem ausgelesenen binären Wert zu verändern, und bei der die Logikschaltung (129, 131) elektrisch wirksam mit dem Taktsignalgenerator (130) und dem Ausgang des Frequenzumsetzers (127) verbunden ist, und die Logikschaltung (129, 131) ausgelegt ist, um auf ein Empfangen des Stromdetektor-Signals hin, das Frequenzumsetzer-Signal an einen Aufwärtszählereingang des Auf- und Abwärtszählers (133) zu übertragen, und um das Taktsignal an einen Abwärtszählereingang des Auf- und Abwärtszählers (133) zu übertragen, wenn die Logikschaltung (129, 131) kein Stromdetektor-Signal empfängt, so dass der Auf- und Abwärtszähler (133) seinen Zählerwert inkrementiert, wenn die Logikschaltung (129, 131) das Stromdetektor-Signal empfängt, und seinen Zählwert dekrementiert, wenn die Logikschaltung (129, 131) kein Stromdetektor-Signal empfängt.
Sicherungsschaltung (121, 161) gemäß Anspruch 14, bei der die Steuerung (54, 79) eine Einrichtung (135) zum Vergleichen von Zählerwerten aufweist, die ausgelegt ist, um einen Zählerstand des Auf- und Abwärtszählers (133) mit einem vordefinierten Wert zu vergleichen und das Schaltsignal zu erzeugen, wenn der Zählerstand des Auf- und Abwärtszählers (133) den vordefinierten Wert überschreitet, das die Unterbrechung der Verbindung zwischen dem Eingangsanschluss (52a) und dem Ausgangsanschluss (52b) bewirkt.
Verfahren zum Schützen einer Last (53) mit folgenden Schritten: Erzeugen eines Integratorausgangssignals basierend auf einem durch die Last (53) fließenden Strom, wenn der durch die Last (53) fließende Strom einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet; und Ansteuern eines Schalters (55), der mit der Last (53) elektrisch wirksam verbunden ist, um eine Unterbrechung des durch die Last (53) fließenden Stroms zu bewirken, wenn das Integratorausgangssignal einen vorbestimmen Schwellenwert überschreitet.