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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Schnittstellenschaltung mit
einem Versorgungseingang zum Anlegen eines Versorgungspotentials
und mit wenigstens einem Dateneingang zur Zuführung eines Datensignals sowie
mit einer zwischen den wenigstens einen Dateneingang und den Versorgungseingang
geschalteten Schutzschaltung.
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Eine
solche Schnittstellenschaltung ist hinlänglich bekannt und beispielsweise
in "System Engineering
Automotive Application Note, Reverse Polarity Protection for ECU
(PROFET BTSxxx, Microcontroller C16x, TLE426x)", 01.99, Rel 01, Infineon Technolgies
AG, München
beschrieben.
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Figur
zeigt eine solche Schnittstellenschaltung. Diese Schnittstellenschaltung
weist zwei Versorgungseingänge,
einen ersten Versorgungseingang IN_VDD zum Anlegen eines ersten
Versorgungspotentials VDDext und einen zweiten Versorgungseingang
IN_VDD zum Anlegen eines zweiten Versorgungspotential VSSext auf.
Das erste Versorgungspotential VDDext ist beispielsweise ein positives
Versorgungspotential, während
das zweite Versorgungspotential VSSext ein negatives Versorgungspotential
oder Bezugspotential, insbesondere Masse, ist. Die Schnittstellenschaltung 1 weist
außerdem
Dateneingänge
IN_D1, IN_Dn zur Zuführung von
Datensignalen S1, Sn auf, die beispielsweise durch eine zweite Schaltung 2 zur
Verfügung
gestellt werden. Eine Spannungsversorgungsschaltung 20, die
insbesondere als Spannungsregler ausgebildet sein kann, ist dazu
ausgebildet, aus einem internen Versorgungspotential VDDint, das
in der Schnittstellenschaltung 1 an dem ersten Versorgungseingang IN_VDD
zur Verfügung
steht, eine geregelte Versorgungsspannung VDD zu erzeugen, die zur
Spannungsversorgung weiterer Schaltungskomponenten, beispielsweise
einer Signalverarbeitungsschaltung 80, dient, die an die
Schnittstellenschaltung 1 angeschlossen ist. Diese Signalverarbeitungsschaltung 80 kann
eine Eingangsstufe 81 und eine Verarbeitungsstufe 82 enthalten.
Die Eingangsstufe 81 dient beispielsweise dazu, die an
den Dateneingängen IN_D1,
IN_Dn anliegenden Signale auf Signale mit Signalpegeln umzusetzen,
die für
die Verarbeitung in der Verarbeitungsstufe 82 geeignet
sind.
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Zwischen
die Dateneingänge
IN_D1, IN_Dn und die Versorgungseingänge IN_VDD, IN_VSS ist eine
ESD-Schutzschaltung 10 geschaltet, deren Aufgabe es ist,
die Dateneingänge
IN_D1, IN_Dn vor Überspannungen
zu schützen.
Zwischen jeden der Dateneingänge
IN_D1, IN_Dn und jeden der Versorgungseingänge IN_VDD, IN_VSS ist dabei
eine Diode, 11, 12, 13, 14 geschaltet.
Die zwischen die Dateneingänge
IN_D1, IN_Dn und den ersten Versorgungseingang IN_VDD geschalteten
Dioden 11, 13 sorgen dafür, dass die Potentiale an den
Dateneingängen
IN_D1, IN_Dn maximal um den Wert der Durchlassspannung einer Diode über den
Wert des positiven Versorgungspotentials VDDext ansteigen können. Die
zwischen den zweiten Versorgungseingang IN_VSS und die jeweiligen
Dateneingänge IN_D1,
IN_Dn geschalteten Dioden 12, 14 sorgen dafür, dass
die Potentiale an den Dateneingängen IN_D1,
IN_Dn maximal um den Wert der Durchlassspannung, einer Diode unter
das negative Versorgungspotential bzw. Bezugspotential VSSext absinken
können.
Zum Schutz einer Überspannung
zwischen den Versorgungseingängen
IN_VDD, IN_VSS ist optional außerdem
eine Zenerdiode 15 zwischen diese Versorgungseingänge geschaltet.
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Es
sei nun ein Fehlerfall betrachtet, bei dem die Spannungsversorgung
der Schaltung 1 unterbrochen wird, sei es durch eine Unterbrechung
einer externen an den ersten Versorgungseingang IN_VDD angeschlossenen
Anschlussleitung oder durch Unterbrechung einer intern in der Schaltung 1 an
den ersten Versorgungseingang IN_VDD angeschlossenen Leitung. Derartige
Unterbrechungen der Versorgungsleitung sind in 1 sche matisch dargestellt und mit den
Bezugszeichen 101, 102 bezeichnet.
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Eine
Spannungsversorgung der Schaltung, d. h. die Erzeugung einer Versorgungsspannung VDD
durch die Spannungsversorgungsanordnung 20 kann bei Auftreten
eines solchen Fehlers unterbestimmten Voraussetzungen dennoch gewährleistet sein,
und zwar über
die Dateneingänge
IN_D1, IN_Dn. Die an diesen Eingängen
anliegenden Datensignale D1, Dn umfassen jeweils eine Folge von Spannungsimpulsen,
die einen unteren und einen oberen Signalpegel annehmen können. Sinkt
das interne Versorgungspotential VDDint bedingt durch eine Unterbrechung
der externen Versorgung ab, so werden die Dioden 11, 13 bei
oberen Signalpegeln der Datensignale in Durchlassrichtung betrieben,
so dass trotz der unterbrochenen externen Versorgung ein internes
Versorgungspotential VDDint ungleich Null an einem Eingang 21 der
Spannungsversorgungsanordnung 20 vorhanden ist, die daraus
die Versorgungsspannung VDD erzeugt.
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Eine
solche Aufrechterhaltung des internen Versorgungspotentials VDDint über die
Dateneingänge
ist üblicherweise
jedoch nicht erwünscht.
Nach Außen
wird zwar eine funktionsfähige
Schaltung vorgetäuscht,
allerdings liegen bei einer Spannungsversorgung der Schaltung 1 über die
Dateneingänge IN_D1,
IN_Dn und die parasitären
Strompfade über die
Dioden 11, 13 der Schutzschaltung 10 Betriebsbedingungen
vor, die langfristig zu einer Beschädigung oder gar Zerstörung der
Schaltung führen
können.
So sind die Dioden 11–15 der
Schutzschaltung 10 üblicherweise
nicht für
dauerhaft fließende
Ströme
ausgelegt, so dass sie sich bei dauerhaftem Stromfluss unzulässig stark
erhitzen können.
Bei einer Realisierung der Schaltung 1 als integrierte Schaltung
auf einem Halbleitersubstrat kann es abhängig von der Realisierung der
Dioden außerdem dazu
kommen, dass dauerhaft Ströme
in das Substrat fließen,
was wiederum die Funktion weiterer auf diesem Substrat integrierter
Schaltungskomponenten negativ beeinflussen kann. Schließlich kann
es dazu kommen, dass die Spannungsversorgungsanord nung 20 nicht
oder nicht dauerhaft in der Lage ist, die Versorgungsspannung VDD
stabil aus einem aus den Datensignalen S1, Sn resultierenden internen Versorgungspotential
VDDint zu erzeugen, was zu Fehlfunktionen in der durch die Spannungsversorgungsanordnung 20 versorgten
Signalverarbeitungsschaltung 82 führen kann.
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Es
ist somit erforderlich, eine solche Unterbrechung der Spannungsversorgung
frühzeitig
erkennen zu können.
Dies könnte
dadurch erfolgen, dass die intern an dem Versorgungseingang IN_VDD anliegende
Spannung VDDint mit einer Schwellenspannung verglichen wird, um
eine Absinken dieser Spannung nach einer Leitungsunterbrechung erkennen
zu können.
Ein derartiger Vergleich ist allerdings schwierig realisierbar,
wenn die Schaltung 1 einen relativ weiten Versorgungsspannungsbereich
für die Versorgungsspannung,
die der Differenz aus dem ersten und zweiten Versorgungspotential
VDDext, VSSext entspricht, zulässt,
wenn die Spannungsversorgungsschaltung 20 also dazu ausgebildet
ist, die geregelte Versorgungsspannung VDD aus einer variierenden
Eingangsspannung zu erzeugen.
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Darüber hinaus
könnten
den Dateneingängen
IN_D1, IN_Dn serielle Widerstände
vorgeschaltet werden, die bei einem Abreißen der Versorgungsspannung
an dem ersten Versorgungseingang IN_VDD eine Spannungsversorgung
der Schaltung über
die Dateneingänge
IN_D1, IN_Dn und die parasitären
Strompfade der Dioden 11, 13 der Schutzschaltung 10 verhindern
würden.
Derartige Widerstände
erhöhen
allerdings die Realisierungskosten für die Schaltung und verschlechtern
außerdem
die Eingangssignale an den Dateneingängen.
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Solche
Widerstände
könnten
auch als integrierte Widerstände
in Reihe zu den Dioden der Schutzschaltung 10 geschaltet
werden. Allerdings besteht hier die Gefahr, dass diese Widerstände durch
Spitzenströme,
wie sie beispielsweise bei elektrostatischen Entladungen (ESD-Entladungen)
auftreten, zerstört
werden können.
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Die
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schnittstellenschaltung
mit wenigstens einem Versorgungseingang zur Zuführung eines Versorgungspotentials
und mit wenigstens einem Dateneingang zur Zuführung eines Datensignals sowie
mit einer zwischen den wenigstens einen Dateneingang und den wenigstens
einen Versorgungseingang geschalteten Schutzschaltung und mit einer
an den wenigstens einen Versorgungseingang angeschlossenen Spannungsversorgungsschaltung
zur Verfügung zu
stellen, bei der eine Unterbrechung einer Spannungsversorgung an
dem wenigstens einen Versorgungseingang detektiert werden kann,
ohne dass die eingangs erwähnten
Nachteile auftreten.
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Diese
Aufgabe wird durch eine Schnittstellenschaltung nach Anspruch 1
gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Die
erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung
umfasst wenigstens einen Versorgungseingang sowie wenigstens einen
Dateneingang und eine Schutzschaltung, die zwischen den wenigstens
einen Versorgungseingang und den wenigstens einen Dateneingang geschaltet
ist, und eine an den wenigstens einen Versorgungseingang gekoppelte
Spannungsversorgungsschaltung. Außerdem ist eine Fehlerdetektionsschaltung
vorgesehen, die an den wenigstens einen Versorgungseingang und den
wenigstens einen Dateneingang gekoppelt ist und die dazu ausgebildet
ist, ein an dem Versorgungseingang anliegendes Versorgungssignal
mit einem an dem wenigstens einen Dateneingang anliegenden Datensignal
zu vergleichen und ein Fehlersignal abhängig von dem Vergleichsergebnis
zu erzeugen.
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Bei
einer Ausführungsform
der Erfindung ist dabei vorgesehen, dass die Fehlerdetektionsschaltung
dazu ausgebildet ist, einen auf einen Fehler hinweisenden Pegel
des Fehlersignals dann zu erzeugen, wenn eine Summe aus dem am Versorgungseingang
anliegenden Versorgungssignal und einem Offset kleiner ist als das
an dem wenigstens einem Dateneingang anliegende Datensignal.
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Die
Erfindung macht sich zu Nutze, dass während eines ordnungsgemäßen Betriebs
einer solchen Schnittstellenschaltung, also dann wenn keine Unterbrechung
der Spannungsversorgung am Versorgungseingang vorliegt, das Potential
an dem Versorgungseingang in einem bekannten Verhältnis zu einem
maximalen Potential an den Dateneingängen steht, wenn man voraussetzt,
dass die Datensignale aus dem Versorgungspotential erzeugt werden,
das bei störungsfreiem
Betrieb an dem Versorgungseingang anliegt. Abhängig von der Art der Erzeugung der
den Dateneingängen
der Schnittstellenschaltung zugeführten Datensignale kann das
maximale Potential an den Dateneingängen dem Versorgungspotential
entsprechen, das dem Versorgungseingang bei ordnungsgemäßem Betrieb
zugeführt
ist.
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Bei
einer Unterbrechung der Spannungsversorgung an dem Versorgungseingang
nimmt das Potential an dem Versorgungseingang bedingt durch die
zwischen den wenigstens einen Dateneingang und den Versorgungseingang
gekoppelte Schutzschaltung ein Potential an, welches unterhalb des Potentials
an dem wenigstens einen Dateneingang liegt. Dieses Absinken des
Potentials wird durch die Fehlerdetektionsschaltung detektiert und
ein Fehlersignal mit einem auf diesen Fehler hinweisenden Pegel
wird erzeugt.
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Der
Offset, der bei einem Vergleich des Potentials an dem Versorgungseingang
und des Potentials an dem Dateneingang berücksichtigt wird, und der abhängig ist
von der als bekannt vorausgesetzten Art und Weise, in welcher die
Datensignale erzeugt werden, ist vorzugsweise größer als Null, nämlich dann,
wenn ein Maximalwert des Datensignals gleich dem von Außen der
Schnittstellenschaltung zugeführten
Versorgungspotential ist. Ein solcher Offset wird zur Erhöhung des
Störabstandes
benötigt,
da es sonst auch bei fehlerfreien Betriebs bedingungen zur Anzeige
eines Fehlerfalls kommen würde,
wenn es zu Überschwingern
auf den Datenleitungen kommt.
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Bei
einer Ausführungsform,
bei welcher die Schnittstellenschaltung wenigstens zwei Dateneingänge aufweist,
ist die Fehlerdetektionsschaltung dazu ausgebildet, einen auf einen
Fehler hinweisenden Pegel des Fehlersignals dann zu erzeugen, wenn
eine Summe aus dem wenigstens einen am Versorgungseingang anliegenden
Versorgungssignal und einem Offset kleiner ist als das Datensignal an
wenigstens einem dieser wenigstens zwei Dateneingänge.
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Vorzugsweise
weist die Fehlerdetektionsschaltung eine Pegelreduktionsschaltung
auf, die an den wenigstens einen Versorgungseingang und den wenigstens
einen Dateneingang angeschlossen ist und die aus den an diesen Eingängen anliegenden Signalen
wenigstens ein pegelreduziertes Versorgungssignal und wenigstens
ein pegelreduziertes Datensignal erzeugt. Hierbei wird das Versorgungssignal
um einen Reduktionswert auf einen vorgegebenen Sollwert reduziert,
und die Datensignale werden jeweils um denselben Reduktionswert
reduziert, so dass eine Differenz zwischen dem Versorgungssignal
und den Datensignalen einer Differenz zwischen dem pegelreduzierten
Versorgungssignal und dem pegelreduzierten Datensignal entspricht.
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Gegebenenfalls
reduziert die Pegelreduktionsschaltung den Pegel des wenigstens
einen Datensignals zusätzlich
um den Wert eines zwischen dem Versorgungssignal und dem Datensignal
zu berücksichtigenden
Offset. Diese Pegelreduktionsschaltung, die den Pegel des Versorgungssignals
auf einen vorgegebenen Wert "normiert" und die den Pegel
des wenigstens einen Datensignals in entsprechender Weise reduziert,
ermöglicht
einen einfachen Vergleich des Versorgungssignals und des wenigstens
einen Datensignals, die nicht auf einen Vergleich von Eingangssignalen
mit einem großen
Schwankungsbereich ausgelegt sein muss.
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Die
vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand von Figuren näher erläutert.
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1 zeigt
eine Schaltungsanordnung mit einer Schnittstellenschaltung nach
dem Stand der Technik.
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2 zeigt
ein erstes Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Schnittstellenschaltung, die
ein Fehlersignal abhängig
von einem Vergleich eines Versorgungssignals mit zwei Datensignalen
erzeugt.
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3 zeigt
ein Blockschaltbild einer weiteren erfindungsgemäßen Schnittstellenschaltung,
die eine Pegelreduktionsschaltung und eine der Pegelreduktionsschaltung
nachgeschaltete Vergleicheranordnung aufweist.
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4 zeigt
ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel der Pegelreduktionsschaltung.
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5 veranschaulicht
das Grundkonzept der Pegelreduktionsschaltung.
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6 zeigt
ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel der Vergleicheranordnung.
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7 zeigt
ein Realisierungsbeispiel für
eine temperaturkompensierte Offset-Spannungsquelle.
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8 zeigt
beispielhaft den zeitlichen Verlauf eines der Datensignale und den
zeitlichen dieses um einen Offsetwert korrigierten Datensignals.
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In
den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen
gleiche Schaltungskomponenten und Signale mit gleicher Bedeutung.
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Ein
erstes Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemäßen Schnittstellenschaltung
ist in 2 dargestellt. Diese Schnittstellenschaltung umfasst
einen ersten Versorgungseingang IN_VDD, an dem bei einem fehlerfreien
Betrieb ein positives externes Versorgungspotential VDDext anliegt.
An einem zweiten Versorgungseingang IN_VSS dieser Schnittstellenschaltung
liegt während
eines fehlerfreien Betriebs ein negatives Versorgungspotential bzw.
Bezugspotential VSSext, insbesondere Massepotential, an. Eine zwischen
den ersten und zweiten Versorgungseingängen IN_VDD, IN_VSS anliegende
Spannung bildet die Versorgungsspannung. Für die nachfolgende Erläuterung
wird davon ausgegangen, dass das zweite Versorgungspotential VSSext
ein Bezugspotential ist, so dass der Wert der Versorgungsspannung
dem positiven Versorgungspotential VDDext entspricht.
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Die
Schnittstellenschaltung umfasst außerdem wenigstens einen Dateneingang,
in dem in 2 dargestellten Ausführungsbeispiels
zwei Dateneingänge
IN_D1, IN_Dn. Durch die Punkte zwischen diesen beiden Dateneingängen IN_D1,
IN_Dn ist bereits angedeutet, dass die Schnittstellenschaltung in
einfacher Weise durch das Vorsehen beliebiger weiterer Dateneingänge erweiterbar
ist.
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An
den Dateneingängen
IN_D1, IN_Dn liegen während
eines fehlerfreien Betriebs der Schnittstellenschaltung Datensignale
S1, Sn an. Diese Datensignale S1, Sn sind jeweils Impulsfolgen mit
Spannungsimpulsen, die zur Datenübertragung
geeignet moduliert sind. Die Erzeugung dieser Datensignale S1, Sn
erfolgt beispielsweise durch eine in 2 gestrichelt
dargestellte Sendeschaltung 2, der ebenfalls das externe
Versorgungspotential VDDext zugeführt ist. Diese Sendeschaltung 2 erzeugt
die Datensignale S1, Sn beispielsweise als zweiwertige Signale mit einem
unteren und einem oberen Signalpegel, wobei der obere Signalpegel
dem zugeführten
externen Versorgungspotential VDDext entspricht.
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Die
Schnittstellenschaltung umfasst eine ESD-Schutzschaltung 10 mit
mehreren Dioden, wobei jeweils eine Diode 11, 13 zwischen
einen der Dateneingänge
IN_D1, IN_Dn und den ersten Versorgungseingang IN_VDD und jeweils
eine Diode 12, 14 zwischen den zweiten Versorgungseingang
IN_VSS und jeweils einen der Dateneingänge IN_D1, IN_Dn geschaltet
ist. Diese Dioden sorgen bei ESD-Störungen, also Störungen,
die auf elektromagnetische Entladungen (ESD = Electrostatical Discharge)
zurückzuführen sind,
dafür,
dass die Potentiale an den Dateneingängen IN_D1, IN_Dn maximal um
den Wert der Durchlassspannung einer Diode über den Wert des Potentials
an dem ersten Versorgungseingang IN_VDD ansteigen können und
maximal um den Wert der Durchlassspannung einer Diode unter den Wert
des Potentials an dem zweiten Versorgungseingang IN_VSS absinken
können.
Eine Zenerdiode 15, die zwischen die beiden Versorgungseingänge IN_VDD,
IN_VSS geschaltet ist, begrenzt bei einer Störung, die auf die Versorgungseingänge IN_VDD, IN_VSS
wirkt, die zwischen diesen Versorgungseingängen IN_VDD, IN_VSS anliegende
Spannung auf den Wert der Durchbruchspannung der Zenerdiode 15.
Anstelle dieser Zenerdiode kann ein beliebiges Element mit einer
Durchbruchs-Charakteristik verwendet werden, also ein beliebiges
Bauelement, das bei Überschreiten
einer an seinen Anschlüssen
anliegenden Spannung leitet.
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Mit
VDDint ist in 2 ein intern in der Schnittstellenschaltung
an dem ersten Versorgungseingang IN_VDD zur Verfügung stehendes Versorgungspotential
bezeichnet, das bei fehlerfreiem Betrieb dem externen Versorgungspotential
VDDext entspricht und das einem Eingang 21 einer Spannungsversorgungsanordnung 20 zugeführt ist,
die eine – vorzugsweise
geregelte – Versorgungsspannung
VDD für
eine Signalverarbeitungsschaltung 80 erzeugt, der die Datensignale
S1, Sn zur weiteren Verarbeitung zugeführt sind. Diese Signalverarbeitungsschaltung 80 ist
nicht Gegenstand der vorliegenden Er findung und ist in 2 lediglich
zum besseren Verständnis
dargestellt und dort mit dem Bezugszeichen 80 bezeichnet.
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Mit
VSSint ist in 2 ein intern in der Schnittstellenschaltung
und für
die Signalverarbeitungsschaltung 80 zur Verfügung stehendes
zweites Versorgungspotential bzw. internes Referenzpotential bezeichnet,
das bei fehlerfreiem Betrieb dem externen negativen Versorgungspotential
VSSext entspricht.
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Zur
Detektion einer Unterbrechung der Spannungsversorgung an dem ersten
Versorgungseingang IN_VDD ist eine Fehlerdetektionsschaltung 30 vorhanden,
die über
einen ersten Eingang 32 an den ersten Versorgungseingang
IN_VDD und über weitere
Eingänge 31, 3n an
die Dateneingänge IN_D1,
IN_Dn angeschlossen ist. Dieser Fehlerdetektionsschaltung 30 ist
an dem ersten Eingang 32 ein Versorgungssignal V32 zugeführt, welches
bei fehlerfreiem Betrieb dem externen Versorgungspotential VDDext
entspricht. Über
die weiteren Eingänge 31, 3n sind
der Fehlerdetektionsschaltung 30 erste und zweite Datensignale
V31, V3n zugeführt,
die bei fehlerfreiem Betrieb den an den Dateneingängen IN_D1,
IN_Dn anliegenden Datensignalen S1, Sn entsprechen.
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Die
Fehlerdetektionsschaltung 30 gemäß 2 weist
eine der Anzahl der Dateneingänge IN_D1,
IN_Dn entsprechende Anzahl Komparatoren K31, K3n, in dem Beispiel
einen ersten Komparator K31 und einen zweiten Komparator K3n, auf.
Der erste Komparator K31 vergleicht das erste Datensignal V31 mit
dem Versorgungssignal V32 und erzeugt ein erstes Komparatorsignal
S31 abhängig
von diesem Vergleich. Der zweite Komparator K3n vergleicht das zweite
Datensignal V3n mit dem Versorgungssignal V32 und erzeugt ein zweites
Komparatorsignal S3n abhängig
von diesem Vergleich. Die beiden Komparatoren K31, K3n sind in dem
Beispiel jeweils so verschaltet, dass deren Ausgangssignal einen
High-Pegel annimmt, wenn das dem jeweiligen Komparator K31, K3n
zugeführte
Datensignal V31, V3n größer ist als
das Versorgungssignal V32. Die Datensignale V31, V32 sind hierfür den Plus-Eingängen der
Komparatoren K31, K3n zugeführt
und das Versorgungssignal V32 ist den Minus-Eingängen zugeführt.
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Den
Plus-Eingängen
dieser Komparatoren K31, K3n sind optional Offset-Spannungsquellen 341, 34n vorgeschaltet,
die das dem jeweiligen Komparator K31, K3n zugeführte Datensignal V31, V3n um
den Wert einer Offset-Spannung Voff reduzieren. Diese Offset-Spannungsquellen 341, 34n sind
dann erforderlich, wenn die Datensignale S1, Sn maximale Signalpegel
aufweisen können,
die um den Wert eines vorgegebenen Offset oberhalb des externen
Versorgungspotentials VDDext liegen. Ein solcher Offset zwischen
dem Maximalpegel der Datensignale und dem externen Versorgungspotential
VDDext kann aus einem Überschwingen
der Datensignale während
des Betriebs der Schaltung entstehen, was nachfolgend anhand von 8 erläutert wird.
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8 zeigt
beispielhaft den zeitlichen Verlauf eines der Datensignale S1, Sn,
das zu einem Zeitpunkt t0 von einem Low-Pegel auf einen High-Pegel wechselt,
bei dem die Amplitude des Signals den Wert des externen Versorgungspotentials
VDDext annimmt. Während
der steigenden Flanke dieses Signals tritt ein Überschwinger auf, durch den
die Amplitude des Signals S1, Sn kurzzeitig über den Wert des externen Versorgungspotentials
VDDext ansteigt, dessen Pegel in 8 strichpunktiert
dargestellt ist. Um zu vermeiden, dass dieser Überschwinger als Fehler detektiert
wird, wird das Datensignal S1, Sn um den erwähnten Offset-Wert Voff reduziert und
der reduzierte Wert wird mit dem internen Potential VDDint verglichen,
das im fehlerfreien Fall mit dem externen Potential VDDext übereinstimmt.
Das um den Offset-Wert reduzierte Signal ist in 8 gestrichelt
dargestellt.
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Die
Offset-Spannungen Voff der Offset-Spannungsquellen 341, 34n liegen
dabei im Bereich dieses Offset, den die Datensignale gegenüber dem
externen Versorgungspotential aufweisen.
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Vorzugsweise
sind die Offset-Spannungen Voff etwas größer als die Amplituden eines
typischen Überschwingens
der Datensignale S1, Sn bzw. V31, V3n gegenüber dem externen Versorgungspotential VDDext.
Hierdurch wird sichergestellt, dass bei einem fehlerfreien Betrieb,
also dann wenn das externe Versorgungspotential VDDext dem internen
Versorgungspotential VDDint bzw. dem Versorgungssignal V32 entspricht,
die Eingangssignale an den Plus-Eingängen der Komparatoren K31,
K3n kleiner sind als das Versorgungspotential V32, welches den Minus-Eingängen dieser
Komparatoren K31, K3n zugeführt
ist. Während
eines fehlerfreien Betriebs nehmen die Ausgangssignale 531,
S3n der Komparatoren K31, K3n damit jeweils einen Low-Pegel an.
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Die
Offset-Spannung Voff der Offset-Spannungsquellen 341, 34n muss
außerdem
so an die Durchlassspannungen der Dioden 11, 13,
angepasst sein müssen,
dass sie geringer sind als diese Durchlassspannungen, so dass im
Fehlerfall die Signale an den Plus-Eingängen der Komparatoren K31,
K3n noch größer sind
als das Versorgungssignal V32. Dies sei nachfolgend anhand eines
Beispiels erläutert.
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Es
sei angenommen, dass der obere Signalpegel des Datensignals Sn bzw.
V3n einen Wert annimmt für
den gilt: V3n_max
= VDDext + 0,5 V (1)und
dass für
eine Durchlassspannung Vd der Dioden 11, 15 Vd
= 0,7 V (bei 27°C)
gilt. Die Offset-Spannungen Voff werden dann so gewählt, das
gilt: 0,5 V < Voff < 0,7 V (bei 27°C). Hierdurch
ist gewährleistet, dass
bei fehlerfreiem Betrieb die Signale an den Plus-Eingängen der
Komparatoren kleiner sind als das Versorgungssignal V32 und bei
fehlerbehaftetem Betrieb größer sind
als dieses Versorgungssignal V32.
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Unter
Berücksichtigung
der Tatsache, dass die Durchlassspannung der Dioden 11, 15 der Schutzschaltung 10 temperaturabhängig ist
und mit steigender Temperatur abnimmt, wird die Offset-Spannung
Voff vorzugsweise temperaturkompensiert erzeugt, und zwar derart,
dass die Offset-Spannung Voff ebenfalls mit steigender Temperatur
zunimmt.
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Eine
Beispiel für
eine Offset-Spannungsquelle, die eine temperaturkompensierte Offsetspannung
Voff erzeugt, ist in 7 dargestellt. Diese Schaltung
umfasst eine Diode 82, die in Reihe zu einer Stromquelle 81 zwischen
Versorgungsspannungsklemmen, beispielsweise die Klemmen für die das
interne obere und untere Versorgungspotential VDDint, VSSint, geschaltet
sind. Die Diode 82 wird von einem konstanten durch Stromquelle 81 gelieferten
Strom durchflossen, der einen Spannungsabfall über der in Flussrichtung gepolten
Diode 82 hervorruft, der bedingt durch die Temperaturkennlinie
der Diode 82 mit steigender Temperatur abnimmt. Diese über der
Diode 82 anliegende Spannung wird mittels eines hochohmigen
Spannungsteilers 83, 84 abgegriffen und auf die
Offset-Spannung Voff heruntergeteilt.
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Die
Komparatorsignale 531, S3n werden durch ein Logik-Gatter 33,
in dem Beispiel durch ein ODER-Gatter, zu einem Fehlersignal S30
verknüpft, welches
bei einem fehlerfreien Betrieb ebenfalls einen Low-Pegel annimmt.
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Kommt
es nun zu einer Unterbrechung der Spannungsversorgung an dem Versorgungseingang IN_VDD
so sinkt das Versorgungssignal V32 ab und nimmt maximal einen Signalwert
an, der um den Wert der Durchlassspannungen der Dioden 11, 13 unter dem
Wert des oberen Signalpegels der Datensignale S1, Sn liegt. Während der
Zeitdauer, während
derer eines der Datensignale S1, Sn einen oberen Signalpegel annimmt,
liegt die Signalamplitu de des am Plus-Eingang wenigstens eines der
Komparatoren K31, K3n anliegenden Signals oberhalb dem Versorgungssignal
V32, wodurch wenigstens eines der Komparatorausgangssignale 531,
S3n einen High-Pegel annimmt und wodurch entsprechend das Fehlersignal
S30 einen High-Pegel annimmt. Dieser High-Pegel des Fehlersignals
s30 weist auf einen Fehlerzustand, d. h. auf eine Unterbrechung
der Spannungsversorgung hin.
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Optional
ist dem ODER-Gatter 33 ein Monoflop 70 nachgeschaltet,
das gesetzt wird, sobald das Ausgangssignal des ODER-Gatters 33 einmal
einen High-Pegel annimmt. Der Einsatz dieses Monoflops ist dann
sinnvoll, wenn die Datensignale nur zeitweise obere Signalpegel
annehmen, die für
den Vergleich mit dem Versorgungssignal V32 geeignet sind.
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Bei
dem Ausführungsbeispiel
gemäß 2 müssen die
Komparatoren K31, K3n der Fehlerdetektionsschaltung 30 dazu
ausgebildet sein, Eingangssignale zu vergleichen, die Gleichtaktsignalschwankungen
unterliegen können,
nämlich
dann, wenn das externe Versorgungspotential VDDext innerhalb eines
vorgegebenen Schwankungsbereichs, beispielsweise 3,3 V ... 5 V liegen
kann. Die Realisierung solcher Komparatoren, die über einen
vorgegebenen Gleichtaktschwankungsbereich funktionieren, kann allerdings
aufwendig sein.
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3 zeigt
ein Realisierungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schnittstellenschaltung
bei der keine Komparatoren benötigt
werden, die über
einen weiten Gleichtaktschwankungsbereich funktionieren. Die Fehlerdetektionsschaltung 30 weist
hierbei eine Pegelreduktionsschaltung 40 und eine der Pegelreduktionsschaltung 40 nachgeschaltete
Vergleicherschaltung 50 aufweist. Die Pegelreduktionsschaltung 40 reduziert
in noch zu erläuternder
Weise die Signalpegel des Versorgungssignals V32 und die Signalpegel
der Datensignale V31, V3n, um dadurch ein pegelreduziertes Versorgungssignal
V42 und pegelreduziertes Datensignale V41, V4n zu erzeugen. Das Versorgungssignal
V32 wird dabei vorzugsweise auf einen vorgegebenen Signalwert V42 reduziert,
die Datensignale werden jeweils um den gleichen Wert wie das Versorgungssignal
V32 – gegebenenfalls
zusätzlich
um einen Offset-Wert – reduziert,
so dass die Differenz zwischen den Datensignalen V41, V4n und dem
Versorgungssignal V42 der Differenz zwischen den an den Eingängen 31, 3n anliegenden
Datensignalen V31, V3n und dem Versorgungssignal V32 entspricht.
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Die
pegelreduzierten Signale V41, V42, V4n sind der Vergleicheranordnung 50 zugeführt, die nicht
dazu ausgelegt sein muss, Signale, die Gleichtaktschwankungen unterliegen
können,
zu vergleichen.
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4 zeigt
ein mögliches
schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel für die Pegelreduktionsschaltung 40.
Diese Pegelreduktionsschaltung 40 weist jeweils Reihenschaltungen
mit Widerständen 41n, 411, 412 und
Stromregeltransistoren 42n, 421, 422 zwischen
den Dateneingängen 3n, 31 und
einer Klemme für
das interne untere Versorgungspotential VSSint und zwischen dem
Versorgungssignaleingang 32 und dieser Klemme für das untere
Versorgungspotential VSSint auf. Die Ausgänge 4n, 41, 42 dieser
Pegelreduktionsschaltung werden jeweils durch die Knoten der Reihenschaltungen
gebildet, die den Widerständen 41n, 411, 412 und
den Stromregeltransistoren 42n, 421, 422 gemeinsam
sind.
-
Die
zwischen den Versorgungseingang 32 und das untere Versorgungspotential
VSSint geschaltete Reihenschaltung 412, 422 ist
Teil einer Regelschaltung, die einen Strom I412 durch den Widerstand 412 derart
einstellt, dass das pegelreduzierte Versorgungssignal V42 einen
vorgegebenen Sollwert annimmt. Die Regelschaltung weist hierzu einen
weiteren Widerstand 451 auf, der in Reihe zu einem weiteren
Transistor 452 zwischen eine Klemme für das interne Versorgungspotential
VDDint und die Klemme für
das untere Versorgungspotential VSSint geschaltet ist. Ein optional
vorhandener, als Diode verschalteter Transistor 453, der
in Reihe zu dem Transistor 452 und dem Widerstand 451 geschaltet
ist, dient als Spannungsbegrenzung für den Transistor 452 und
verbessert dessen Robustheit gegenüber ESD-Störimpulsen, verbessert also
dessen ESD-Festigkeit.
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Der
Gate-Anschluss des Transistors 452 der Regelschaltung ist
an den Ausgang 42 angeschlossen, an dem das pegelreduzierte
Versorgungssignal V42 anliegt. Bei dieser Regelschaltung, bei welcher der
Strom durch den Widerstand 451 den Stromregeltransistor 422 steuert,
wird das pegelreduzierte Versorgungssignal V42 auf einen Wert eingeregelt, der
dem doppelten der Einsatzspannung Vth des Stromregeltransistors 442 und
des weiteren Regeltransistors 452 entspricht. Diese Einsatzspannung
ist ein technologieabhängiger
Wert für
die in dem Beispiel als NMOS-Transistoren realisierten Transistoren.
Der als Diode verschaltete Transistor 453 ist ein PMOS-Transistor.
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Bei
der Schaltung gemäß 4 gilt
somit: V42 = 2·Vth (2).
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Vth
bezeichnet hierbei die technologieabhängige Einsatzspannung der NMOS-Transistoren
in der Pegelreduktionsschaltung 40.
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Die
Widerstände 41n, 411, 412,
die den Eingängen 3n, 31, 32 nachgeschaltet
sind, sind jeweils gleich dimensioniert. Entsprechend sind die Stromregeltransistoren 42n, 421, 422 jeweils
gleich dimensioniert. Die beiden Stromregeltransistoren 42n, 421, die
den Datensignaleingängen 3n, 31 nachgeschaltet
sind, werden über
die Regelschaltung in gleicher Weise wie der Stromregeltransistor 422,
der dem Versorgungssignaleingang 32 nachgeschaltet ist,
angesteuert. Die diese Stromregeltransistoren 42n, 421 durchfließenden Ströme I41n,
I411 entsprechen damit dem Strom I412 durch den Stromregeltransistor 422.
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Das
pegelreduzierte Versorgungssignal V42 entsteht aus dem Versorgungssignal
V22 durch Subtraktion eines Reduktionswertes Vred, der dem Produkt
aus dem geregelten Strom I412 und dem Wert des Widerstandes 412 entspricht,
es gilt also: Vred
= I412·R412 (3).
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Mit
R412 ist dabei der Widerstandswert des Widerstandes 412 bezeichnet.
Aufgrund der gleichen Dimensionierung der Widerstände 41n, 411, 412 und der
gleichen Ansteuerung der Stromregeltransistoren 42n, 421, 422 gilt
für die
pegelreduzierten Datensignale V4n, V41: V4n = V3n – Vred (4a) V41 = V31 – Vred (4b).
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Die
pegelreduzierten Ausgangssignale V4n, V41, V42 gehen somit aus den
Eingangssignalen V3n, V31, V32 durch Reduktion um einen Reduktionswert
Vred hervor, wobei das Versorgungssignal V32 stets auf einen gleichen
konstanten Wert V42 normiert wird. Die Differenzen zwischen den
Datensignalen V3n, V31 und dem Versorgungssignal V32 entsprechen
dabei den Differenzen zwischen den pegelreduzierten Datensignalen
V4n, V41 und dem pegelreduziertem Versorgungssignal V42.
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Optional
weist die Pegelreduktionsschaltung 40 eine Offset-Stromquellenanordnung 402 auf,
die an die Ausgänge 4n, 41 für die pegelreduzierten
Ausgangssignale angeschlossen ist. Diese Offset-Stromquellenanordnung
bewirkt einen zusätzlichen
Strom Ioff1 durch den dem ersten Dateneingang 31 nachgeschalteten
ersten Widerstand 411 und einen Offset-Strom Ioffn durch
den dem zweiten Dateneingang 3n nachgeschalteten Widerstand 41n,
wodurch die pegelreduzierten Datensignale V4n, V41 weiter reduziert
werden. Unter der Annahme, dass die beiden Offset-Ströme Ioff1,
Ioffn gleich sind, so dass Ioff1 = Ioffn = Ioff gilt, ergibt sich
für die
pegelreduzierten Datensignale: V4n = V3n – Vred – Voff (5a) V41 = V31 – Vred – Voff (5b).
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Voff
steht hierbei für
eine Offset-Spannung, die dem Produkt aus dem Offset-Strom Ioff
und den jeweils gleichen Widerstandswerten der Widerstände 411, 41n entspricht.
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Die
Offset-Stromquellenanordnung 402 umfasst eine Regelanordnung
mit drei Stromregeltransistoren 43n, 431, 432.
In Reihe zu diesen Stromregeltransistoren 43,n, 431, 432,
die jeweils gleich dimensioniert sind, sind ohmsche Widerstände 44n, 441, 442 geschaltet,
die ebenfalls jeweils gleich dimensioniert sind. Die Stromregeltransistoren 43n, 431, 432 sind
durch einen Operationsverstärker 48 angesteuert,
der eine Spannung V442 über
dem Widerstand 442 mit einer durch eine Referenzspannungsquelle 49 bereitgestellten
Referenzspannung Vref vergleicht und der den Stromregeltransistor 432 derart
ansteuert, dass der Spannungsabfall V442 über diesem Widerstand 442 der
Referenzspannung Vref entspricht. Der diesen Stromregeltransistor 432 durchfließende Strom
entspricht dann dem Quotienten aus der Referenzspannung Vref und
dem Widerstandswert R442 dieses ohmschen Widerstandes 442.
Ein in Reihe zu dem Stromregeltransistor 432 geschalteter
weiterer, als Diode verschalteter Transistor 47 dient zur
Spannungsbegrenzung und ist mit seinem dem Stromregeltransistor 432 abgewandten Lastanschluss
an das interne Versorgungspotential VDDint angeschlossen. Dieser
weitere Transistor ist optional vorhanden.
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Die
Offset-Ströme
Ioff1, Ioffn entsprechen aufgrund der gleichen Dimensionierung der
Stromregeltransistoren 43n, 431 und der gleichen
Dimensionierung der Widerstände 44n, 441 dem
den Stromregeltransistor 432 durchfließenden geregelten Strom. Zur
Erzeugung einer temperaturkompensierten Offset-Spannung können die
Offset-Ströme
derart temperaturabhängig
erzeugt werden, dass deren Amplitude mit steigender Temperatur abnimmt.
Hierzu kann die Referenzspannungsquelle 49 als Span nungsquelle
gemäß 6 realisiert
werden, wobei bei dieser Schaltung gegebenenfalls mehrere Dioden – entsprechend
der Diode 62 in 6 – in Reihe geschaltet werden
können,
um eine als Referenzspannung Vref geeignete temperaturabhängige Spannung
mit einer größeren Amplitude
zu erzeugen.
-
Das
grundsätzliche
Funktionsprinzip der Pegelreduktionsschaltung ist in 5 dargestellt.
Einer Regelschaltung 62 ist hierbei das Versorgungssignal V32
und ein Sollsignal Vsoll zugeführt.
Diese Regelschaltung 62 umfasst einen Regler 621 der
ein Regelsignal 562, das mittels eines Subtrahierers 612 von
dem Versorgungssignal 32 subtrahiert wird, so einstellt,
dass die Differenz zwischen dem Versorgungssignal V42 und dem Sollsignal
Vsoll praktisch 0 V wird. Dem Eingang des Reglers ist dabei die
Differenz zwischen dem pegelreduzierten Versorgungssignal V42 und
dem Sollsignal Vsoll zugeführt.
Der Regler 621 kann ein beliebiger Regler, insbesondere ein
Regler mit integrierendem Verhalten (I-Verhalten), proportionalen
Verhalten (P-Verhalten) oder Proportional-Integral-Verhalten (PI-Verhalten)
sein.
-
Das
Regelsignal S62 ist weiteren Subtrahierern 611, 61n zugeführt, um
das Regelsignal in entsprechender Weise von den Datensignalen V3n,
V31 zu subtrahieren. An Ausgängen
dieser Subtrahierer 61n, 611 stehen die pegelreduzierten
Datensignale V4n, V41, V42 zur Verfügung, wobei diese Signale optional
mittels weiterer Subtrahierer 63n, 631 um einen
Offset-Wert Voff reduziert werden, um die pegelreduzierten Datensignale
V41, V4n zu erzeugen.
-
Das
Regelsignal S62 in 5 entspricht dabei dem Reduktionswert
Vred gemäß 4.
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Der
anhand der 4 und 5 erläuterte Offset-Wert
Voff, der von den Datensignalen V3n, V31 subtrahiert wird, entspricht
dem bereits anhand von 2 erläuterten Offset-Wert Voff.
-
6 zeigt
ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel für die Vergleicheranordnung 50,
die die pegelreduzierten Datensignale V4n, V41 mit dem pegelreduzierten
Versorgungssignal V42 vergleicht.
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Diese
Vergleicheranordnung weist eine Differenzeingangsstufe mit einem
ersten Eingangstransistor 52, dessen Steueranschluss das
Versorgungssignal 42 zugeführt ist, und mit parallel geschalteten zweiten
und dritten Eingangstransistoren 4n, 41 auf, deren
Steueranschlüssen
jeweils eines der ersten und zweiten Datensignale V41, V4n zugeführt sind. Erste
Lastanschlüsse,
in dem dargestellten Beispiel die Source-Anschlüsse der als NMOS-Transistoren realisierten
Eingangstransistoren sind an einen gemeinsamen Summenpunkt 55 angeschlossen.
Zwischen diesen Summenpunkt 55 und das untere Versorgungspotential
VSSint ist eine Konstantstromquelle geschaltet, die den Summenpunkt 55 mit
einem Konstantstrom Ibias belastet. Diese Konstantstromquelle ist
als Stromspiegel mit einem als Diode verschalteten ersten Stromspiegeltransistor 551 und einem
zwischen den Summenpunkt 55 und das untere Versorgungspotential
VSSint geschalteten zweiten Strompegeltransistor 552 realisiert.
-
Der
erste Eingangstransistor 52 wird von einem ersten Strom
I52 durchflossen, der von dem Versorgungssignal V42 abhängig ist.
Die Parallelschaltung des zweiten und dritten Eingangstransistors 5n, 51 wird
von einem zweiten Strom I5 durchflossen, der sich aufteilt in einen
Strom I5n durch den zweiten Eingangstransistor 5n und einen
Strom I51 durch den dritten Eingangstransistors 51.
-
Die
Ströme
I52, I5n, I51 durch die einzelnen Transistoren sind gemäß Ids = (Vgs – Vth)2 (6) quadratisch
abhängig
von den jeweils an diesen Transistoren anliegenden Gate-Source-Spannungen Vgs,
die wiederum von den Spannungen V42, V4n, V41 abhängig sind.
Ids steht in Gleichung (6) für
einen der Ströme
durch diese Transistoren 52, 5n, 51; Vth
bezeichnet die Schwellenspannung je eines Transistors 52, 5n, 51.
-
Der
Strom I5 durch die Parallelschaltung der beiden Transistoren 5n, 51 wird
dominiert durch den Strom, der durch den Transistor 5n, 51 mit
der größeren Gate-Source-Spannung
fließt.
Aufgrund der quadratischen Abhängigkeit
der Ströme
I5n, I51 durch diese Transistoren von der Gate-Source-Spannung entspricht
der Strom I5 durch die Parallelschaltung annähernd dem Strom durch den Transistor 5n, 51, der
durch das größere der
beiden Datensignale V4n, V41 angesteuert wird. Der Strom I5 wird
also durch das größere der
beiden Datensignale V4n, V41 dominiert, was gleichbedeutend ist
mit einer Maximumbildung.
-
Das
Fehlersignal S30 steht bei dieser Schaltung an einem Schaltungsknoten 56 zur
Verfügung, in
den einerseits ein Strom hineinfließt, der dem zweiten Eingangsstrom
I5 entspricht und der mittels eines Stromspiegels 545, 546 aus
dem zweiten Eingangsstrom I5 erzeugt ist, und aus dem andererseits
ein Strom herausfließt,
der über
einen ersten Stromspiegel 543, 544 und einem zweiten
Stromspiegel 541, 542 aus dem ersten Eingangsstrom
I52 erzeugt ist. Das Ausgangssignal S30 ist bei dieser Schaltung
davon abhängig,
welcher der beiden Eingangsströme I5,
I52 größer ist.
Ist der erste Eingangsstrom I52 größer, ist also das Versorgungssignal
V42 größer, so nimmt
das Fehlersignal S30 einen Low-Pegel an, also einen Pegel, der annähernd dem
unteren Versorgungspotential VSSint entspricht. Ist umgekehrt der
zweite Eingangsstrom I5 größer, der
maßgeblich durch
das größere der
beiden Datensignale V4n, V41 bestimmt ist, ist also eines der beiden
Datensignale V4n, V41 größer als
das Versorgungssignal V42, so nimmt das Ausgangssignal S30 einen
High-Pegel an, also einen Pegel, der annähernd dem internen Versorgungspotential
VDDint entspricht.
-
- 1
- erste
Schaltungsanordnung
- 10
- ESD-Schutzschaltung
- 11–14
- Dioden
- 15
- Zenerdiode
- 2
- zweite
Schaltungsanordnung
- 20
- Spannungsversorgungsanordnung
- 21
- Eingang
der Spannungsversorgungsanordnung
- 21
- Spannungsregler
- 22
- Ausgangskondensator
des Spannungsreglers
- 30
- Fehlerreduktionsschaltung
- 31,
3n
- Dateneingänge der
Fehlerdetektionsschaltung
- 32
- Versorgungseingang
der Fehlerdetektionsschaltung
- 33
- ODER-Gatter
- 341,
34n
- Offset-Spannungsquellen
- 40
- Pegelreduktionsschaltung
- 41,
42, 4n
- Ausgänge der
Pegelreduktionsschaltung
- 47,
453
- als
Diode verschaltete PMOS-Transistoren
- 48
- Operationsverstärker
- 49
- Referenzspannungsquelle
- 50
- Vergleicheranordnung
- 51
- Schnittstellenschaltung
- 51,
52, 5n
- Eingangstransistoren
- 52
- Signalverarbeitungsschaltung
- 62
- Regelanordnung
- 70
- Monoflop
- 81
- Stromquelle
- 82
- Diode
- 83,
84
- Spannungsteiler
- 101,
102
- Leitungsunterbrechungen
- 411,
412, 41n
- Eingangswiderstände
- 421,
422, 42n
- Stromregeltransistoren
- 431,
432, 43n
- Stromregeltransistoren
- 441,
442, 44n, 402
- Offset-Stromquellenanordnung
- 452
- Regeltransistor
- 541,
542
- Stromspiegel
- 543,
544
- Stromspiegel
- 545,
546
- Stromspiegel
- 551,
552
- Konstantstromquelle
- 611,
612, 61n
- Subtrahierer
- 621
- Regler
- 622
- Subtrahierer
- 631,
63n
- Subtrahierer
- I411,
I412, I41n
- geregelte
Ströme
- I5,
I52
- Ströme
- Ibias
- Konstantstrom
- IN_D1,
IN_Dn
- Dateneingänge
- IN_VDD
- erster
Versorgungseingang
- IN_VSS
- zweiter
Versorgungseingang
- Ioff1,
Ioffn
- Offset-Ströme
- K31,
K3n
- Komparatoren
- S1,
Sn
- Datensignale
- S30
- Fehlersignal
- 531,
S3n
- Komparatorausgangssignale
- S62
- Regelsignal
- V31,
V3n
- Datensignale
- V32
- Versorgungssignal
- V41,
V4n
- pegelreduzierte
Datensignale
- V42
- pegelreduziertes
Versorgungssignal
- VDD
- geregelte
Versorgungsspannung
- VDDext
- externes
erstes Versorgungspotential
- VDDint
- internes
erstes Versorgungspotential
- Voff
- Offset-Spannung
- Vref
- Referenzspannung
- Vsoll
- Sollwert
- VSSext
- externes
zweites Versorgungspotential
- VSSint
- internes
zweites Versorgungspotential
- Vth
- Schwellenspannung