DE102005035203A1

DE102005035203A1 - Verfahren zum Schätzen einer Kanalimpulsantwort eines Funkkanals sowie Funkstation und Kanalschätzsequenz

Info

Publication number: DE102005035203A1
Application number: DE200510035203
Authority: DE
Inventors: Malte Schellmann; Slawomir Stanczak; Egon Dr. Schulz; Wolfgang Zirwas
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 2005-07-27
Filing date: 2005-07-27
Publication date: 2007-02-15
Anticipated expiration: 2025-07-28
Also published as: DE102005035203B4; CN1905540A

Abstract

Bei einem Verfahren zum Schätzen einer Kanalimpulsantwort eines Funkkanals empfängt eine erste Funkstation (NodeB) auf einem ersten Funkkanal (FK1, FK11) aufgrund des Sendens einer ersten Kanalschätzsequenz (S1) durch eine zweite Funkstation (UE1) ein Empfangssignal (r¶1¶) und schätzt durch Korrelation des Empfangssignals (r¶1¶) mit der ersten Kanalschätzsequenz (S1) eine Kanalimpulsantwort (h¶11¶, h¶12¶) des ersten Funkkanals (FK1, FK11), wobei die erste Kanalschätzsequenz (S1) eine erste und eine zweite Teilsequenz (r0, r1) aufweist, die ein erstes Golay-Sequenzpaar bilden. Erfindungsgemäß sind beide Teilsequenzen (r0, r1) an gleicher Stelle, entweder am Anfang oder am Ende, um jeweils eine Anzahl von L Elementen derart erweitert, dass für die erste Kanalschätzsequenz (S1) die a-periodischen Autokorrelationseigenschaften von Golay-Sequenzpaaren bei einer Verschiebung um k, mit DOLLAR I1 erhalten bleiben.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Schätzen einer Kanalimpulsantwort eines Funkkanals sowie eine entsprechende Funkstation und eine entsprechende Kanalschätzsequenz.

In einem Funkkommunikationssystem führt Frequenzdrift der jeweiligen Lokaloszillatoren zu einem Trägerfrequenzoffset (engl. Carrier Frequency Offset – CFO) zwischen sendender und empfangender Funkstation. Durch einen CFO wird ein Basisband-Sendesignal von der empfangenden Funkstation aus gesehen im Frequenzbereich verschoben. In einem OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) Funkkommunikationssystem bewirkt diese Verschiebung einen Verlust der Orthogonalität der einzelnen Unterträgersignale, wodurch Interferenzen zwischen denselben auftreten. Um eine interferenzfreie Übertragung zu gewährleisten, muss in einem OFDM Funkkommunikationssystem ein CFO daher genau geschätzt und kompensiert werden.

In einem SU-Funkkommunikationssystem (SU, engl. single-user, Einnutzer) gestaltet sich dieser Vorgang beispielsweise folgendermaßen:
In einem initialen Prozess – und damit noch bevor andere Funktionen zur Systemeinstellung durchgeführt werden – lässt sich der CFO mittels bekannter Verfahren hinreichend genau schätzen und vollständig kompensieren. Eine Schätzung eines Funkkanals, mit deren Hilfe Kenntnis über eine Kanalimpulsantwort erlangt wird und die üblicherweise der Kompensation des CFO nachfolgt, ist daher von Einflüssen des CFO nicht mehr betroffen.

Anders verhält es sich in einem MU-MIMO-Funkkommunikationssystem (MU, engl. multi-user, Mehrnutzer und MIMO, engl. multiple-input/multiple output, Mehranten nen). Hier kommunizieren mehrere Funkstationen (z.B. Teilnehmerstationen) jeweils unter Verwendung einer oder mehrerer Sendeantennen gleichzeitig in beispielsweise demselben Frequenzband mit einer Funkstation (z.B. eine Basisstation), die eine oder mehrere Empfangsantennen aufweist. Während des Uplinks (die Teilnehmerstationen senden und die Basisstation empfängt) hat jede Teilnehmerstation einen eigenen, von den CFOs anderer Teilnehmerstationen unabhängigen CFO gegenüber der Basisstation. Die Basisstation kann daher zur CFO-Kompensation nicht einfach ihren Lokaloszillator entsprechend anpassen. Um in der Basisstation dennoch eine CFO-Kompensation (individuell für jede Teilnehmerstation) durchführen zu können, müssen Signale unterschiedlicher Teilnehmerstationen in der Basisstation zunächst getrennt werden. Für die Teilnehmerstationstrennung ist Kenntnis über die Kanalimpulsantworten hinsichtlich der jeder Teilnehmerstation zuzuordnenden, einzelnen Sende- und Empfangsantennenpaaren entsprechenden Funkkanäle erforderlich.

Es wird daher ein Kanalschätzverfahren benötigt, das trotz Störungen, die durch das Vorhandensein mehrerer CFOs in einem aus dem gleichzeitigen Empfang von Signalen aller Teilnehmerstationen resultierenden Gesamtempfangssignal entstehen, zuverlässige Schätzwerte der Kanalimpulsantworten der entsprechenden Funkkanäle liefern kann.

Diese Aufgabe wird mit dem Verfahren sowie der Funkstation und der Kanalschätzsequenz gemäß den unabhängigen Ansprüchen gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zum Schätzen einer Kanalimpulsantwort eines Funkkanals empfängt eine erste Funkstation auf einem ersten Funkkanal aufgrund des Sendens einer ersten Kanalschätzsequenz durch eine zweite Funkstation ein Empfangssignal und schätzt durch Korrelation des Empfangssig nals mit der ersten Kanalschätzsequenz eine Kanalimpulsantwort des ersten Funkkanals, wobei die erste Kanalschätzsequenz eine erste und eine zweite Teilsequenz aufweist, die ein erstes Golay-Sequenzpaar bilden. Erfindungsgemäß sind beide Teilsequenzen an gleicher Stelle, entweder am Anfang oder am Ende, um jeweils eine Anzahl von L Elementen derart erweitert, dass für die erste Kanalschätzsequenz die aperiodischen Autokorrelationseigenschaften von Golay-Sequenzpaaren bei einer Verschiebung um k, mit 0 < |k| ≤ L, erhalten bleiben.

Vorteilhafterweise haben alle L Elemente jeweils den Wert Null.

Vorteilhafterweise gilt für die Anzahl L, dass L größer oder gleich einer maximalen Länge einer Kanalimpulsantwort ist.

Eine Weiterbildung der Erfindung sieht vor, dass die erste Kanalschätzsequenz aus einer Anzahl von v Wiederholungen der Abfolge erste Teilsequenz gefolgt von zweiter Teilsequenz gebildet ist, wobei für jede der v Wiederholungen beide Teilsequenzen an gleicher Stelle, entweder am Anfang oder am Ende, um jeweils eine Anzahl von L Elementen derart erweitert sind, dass für die erste Kanalschätzsequenz die aperiodischen Autokorrelationseigenschaften von Golay-Sequenzpaaren bei einer Verschiebung um k, mit 0 < |k| ≤ L, erhalten bleiben.

Vorteilhafterweise sind die v Wiederholungen der ersten Kanalschätzsequenz mit einer Walsh-Hadamard-Sequenz moduliert.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird zur Schätzung einer Kanalimpulsantwort eines zweiten Funkkanals zwischen der ersten Funkstation und einer dritten Funkstation eine zweite Kanalschätzsequenz verwendet, die sich von der ersten Kanalschätzsequenz dadurch unterscheidet, dass sie anstelle der ersten Teilsequenz eine dritte Teilsequenz und anstelle zweiten Teilsequenz eine vierte Teilsequenz aufweist, wobei die dritte und vierte Teilsequenz ein zum ersten Golay- Sequenzpaar kreuz-komplementäres zweites Golay-Sequenzpaar bilden.

Die erste und zweite Kanalschätzsequenz werden erfindungsgemäß so gebildet, dass für die Kanalschätzsequenzen die aperiodischen Autokorrelationseigenschaften von Golay-Sequenzpaaren erhalten bleiben. Dies führt mit Vorteil dazu, dass die erste und zweite Kanalschätzsequenz bei einer Verschiebung um k, mit 0 < |k| ≤ L, ideale aperiodische Kreuzkorrelationseigenschaften aufweisen. Die erste und zweite Kanalschätzsequenz sind somit orthogonal. Weitere orthogonale Kanalschätzsequenzen können entsprechend gebildet werden.

Die erfindungsgemäße Funkstation weist alle Merkmale auf, die zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens benötigt werden. Insbesondere können entsprechende Mittel zur Durchführung der einzelnen Verfahrensschritte oder Verfahrensvarianten vorgesehen sein.

Die erfindungsgemäße Kanalschätzsequenz weist alle Merkmale und Eigenschaften auf, die zu ihrem Verwenden für das erfindungsgemäße Verfahren benötigt werden.

Die Erfindung wird im Folgenden anhand von in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:
1 eine schematische Darstellung einer ersten und einer zweiten erfindungsgemäßen Kanalschätzsequenz,
2 eine schematische Darstellung von vier aus der ersten und zweiten Kanalschätzsequenzen gebildeten und mit Walsh-Hadamerd-Sequenzen modulierte weitere Kanalschätzsequenzen,
3 eine schematische Darstellung einer erfindungsgemäßen Kanalschätzung mittels erster und zweiter Kanalschätzsequenz,
4 ein Simulationsergebnisse der Fehlerhäufigkeit bei einer Detektion von OFDM Symbolen für zwei Trägerfrequenzoffsets sowohl für eine ideale Schätzung einer Kanalimpulsantwort eines Funkkanals als auch für eine erfindungsgemäßen Schätzung der Kanalimpulsantwort im Zeitbereich, und
5 ein Simulationsergebnisse der Fehlerhäufigkeit bei einer Detektion von OFDM Symbolen für zwei Trägerfrequenzoffsets sowohl für eine ideale Schätzung einer Kanalimpulsantwort eines Funkkanals als auch für eine bekannte Schätzung der Kanalimpulsantwort im Frequenzbereich.
Gleiche Bezugszeichen in den Figuren bezeichnen gleiche Gegenstände.
Eine Funkstation ist eine Vorrichtung mittels derer in einem Funkkommunikationssystem Nutz- und/oder Signalisierungsdaten über eine Luftschnittstelle gesendet werden. Eine Funkstation ist beispielsweise netzseitig angeordnet, d.h. sie ist Bestandteil eines Funkzugangsnetzes des Funkkommunikationssystems. Weiterhin kann es sich bei einer Funkstation beispielsweise um eine Teilnehmerstation handeln.
Eine Teilnehmerstation ist beispielsweise ein Mobilfunkendgerät, insbesondere ein Mobiltelefon oder auch eine ortsbewegliche oder ortsfeste Vorrichtung zur Übertragung von Bild- und/oder Tondaten, zum Fax-, Short Message Service SMS-, Multimedia Messaging Service MMS- und/oder Email-Versand und/oder zum Internet-Zugang.
Bei einer netzseitig angeordneten Funkstation, die von einer Teilnehmerstation Nutz- und/oder Signalisierungsdaten empfängt und/oder Nutz- und/oder Signalisierungsdaten an die Teilnehmerstation sendet, handelt es sich beispielsweise um eine Basisstation oder einen so genannten Zugangspunkt (engl. access point). Eine Basisstation ist ebenso wie ein Zugangspunkt über weitere netzseitige Einrichtungen mit einem Kernnetz verbunden, über das Verbindungen in andere Funkkommunikationssysteme oder in andere Datennetze erfolgen. Unter einem Datennetz ist beispielsweise das Internet oder ein Festnetz mit beispielsweise leitungsvermittelten oder paketvermittelten Verbindungen für z.B. Sprache und/oder Daten zu verstehen.
Die Erfindung kann vorteilhaft in beliebigen Funkkommunikationssystemen verwendet werden. Unter Funkkommunikationssystemen sind Systeme zu verstehen, in denen eine Datenübertragung zwischen Funkstationen über eine Luftschnittstelle erfolgt. Die Datenübertragung kann sowohl bidirektional als auch unidirektional erfolgen. Funkkommunikationssysteme sind insbesondere beliebige Mobilfunksysteme beispielsweise nach dem GSM- oder dem UMTS-Standard. Auch zukünftige Mobilfunksysteme, beispielsweise der vierten Generation, sowie Ad-hoc-Netze sollen unter Funkkommunikationssystemen verstanden werden. Funkkommunikationssysteme sind beispielsweise auch drahtlose lokale Netze (WLANs: Wireless Local Area Networks) gemäß den Standards IEEE 802.11a-i, HiperLAN1 und HiperLAN2 sowie Bluetooth-Netze und Breitbandnetze mit drahtlosem Zugang beispielsweise gemäß IEEE 802.16.
Nachfolgend wird als erste Funkstation eine Basisstation und als zweite und dritte Funkstation jeweils eine Teilnehmerstation betrachtet, ohne jedoch damit zum Ausdruck bringen zu wollen, dass die Erfindung hierauf beschränkt sein soll.
Die Erfindung kann selbstverständlich auch für durch eine Teilnehmerstation durchgeführte Schätzungen von Kanalimpuls antworten für Funkkanäle mit Basisstationen und/oder mit anderen Teilnehmerstationen angewendet werden.
Im Folgenden wird die Erfindung allgemein am Beispiel eines Funkkommunikationssystems beschrieben, das OFDM zur Datenübertragung verwendet, ohne jedoch damit zum Ausdruck bringen zu wollen, dass die Erfindung hierauf beschränkt sein soll.
Wie bereits in der Beschreibungseinleitung erwähnt, führt ein CFO zu einer Verschiebung des Basisband-Sendesignals im Frequenzbereich. Die Frequenzverschiebung bedeutet für das äquivalente Zeitbereichssignal eine Multiplikation mit einer entsprechenden zeitkontinuierlichen Phasenrotationsfunktion.
In diesem Ausführungsbeispiel wird ein OFDM Funkkommunikationssystem mit N Unterträgern betrachtet. Mit Hilfe einer N-stufigen Fouriertransformation erhält man aus einem (diskreten) Frequenzbereichssignal X(n) ein ebenfalls diskretes, N Zeitsamples umfassendes Zeitbereichssignal x(n). Tritt ein CFO in der Größe eines p-fachen Unterträgerabstandes Δf auf, so wird das Zeitbereichssignal x(n) mit der diskreten Phasenrotationsfunktion ejp·2πn/N multipliziert.
Dieser Zusammenhang gilt für alle p ∊ R, p ∊ [–N/2 ... N/2].
Im Uplink eines MU-MIMO-Funkkommunikationssystems überlagern sich am Empfänger einer Basisstation i Sendesignale x_i(n) von unterschiedlichen Teilnehmerstationen, die durch jeweils eigene auf den Unterträgerabstand Δf normierte CFOs p_i und Kanalimpulsantworten h_i(l), l ∊ [0...L], verzerrt wurden:
r_i(n) sind dabei i einzelne Signale von Teilnehmerstationen, die am Empfänger gleichzeitig eintreffen, und r(n) ist das Empfangssignal an einer einzelnen Empfangsantenne, das sich aus der Überlagerung sämtlicher einzelner Signale r_i(n) zusammensetzt.
Man kann davon ausgehen, dass in einem in der Praxis verwendeten MU-OFDM-Funkkommunikationsssystem der CFO einer Teilnehmerstation während des Uplinks verhältnismäßig klein ist; eine Größenordnung von einigen Prozent des Unterträgerabstandes Δf ist realistisch. Die durch den CFO hervorgerufene Phasenrotation zwischen zwei einzelnen direkt aufeinander folgenden Zeitsamples r_i(k) und r_i(k + 1) eines Empfangssignals r_i(n) kann dann als vernachlässigbar klein angesehen werden; in einem OFDM-System mit N = 64 Unterträgern beträgt die Phasenrotation bei einem CFO von 10% des Unterträgerabstandes beispielsweise ej0.1·2π/64 ≈ ej0.01 ≈ 1 (4)
Nachfolgend wird für das beispielhaft betrachtete MU-OFDM-Funkkommunikationssystem davon ausgegangen, dass jede Teilnehmerstation nur eine einzelne Sendeantenne besitzt. Selbst verständlich sind die dargelegten Überlegungen ohne weiteres auch auf Funkkommunikationssysteme übertragbar, in denen Teilnehmerstationen mehr als eine Sendeantenne verwenden.
Um Kanalimpulsantworten für Funkkanäle aller Teilnehmerstationen gleichzeitig schätzen zu können, kommen orthogonale Kanalschätzsequenzen zum Einsatz, die von den Teilnehmerstationen beispielsweise als Präambel zu Beginn einer Datenübertra gung gleichzeitig über den jeweiligen Funkkanal gesendet werden. Selbstverständlich können die Kanalschätzsequenzen auch als Midambel oder Postambel und auch während einer Datenübertragung gegebenenfalls wiederholt gesendet werden.
Orthogonale Kanalschätzsequenzen zeichnen sich durch folgende Eigenschaft aus: Multipliziert man zwei orthogonale Kanalschätzsequenzen elementweise und addiert sämtliche einzelne Produkte der sich durch die Multiplikation ergebenden Produktsequenz (bei zeitlich nicht gegeneinander verschobenen Kanalschätzsequenzen entspricht dies dem Bilden des Skalarprodukts), so erhält man als Summe Null. Das bedeutet, dass innerhalb der Produktsequenz zu jedem Element (einzelnen Produkt) ein inverses Element existiert; bei der Addition der Elemente der Produktsequenz heben sich Element und inverses Element gegenseitig auf, so dass sich als Summe Null ergibt.
Im Empfänger gewinnt man die Kanalimpulsantworten der Funkkanäle der einzelnen Teilnehmerstationen (ein Funkkanal dient zum Übertragen von Signalen zwischen einer Sendeantenne und einer Empfangsantenne), indem man ein durch gleichzeitiges Senden der Kanalschätzsequenzen der Teilnehmerstationen an jeder Empfangsantenne durch Überlagerung der gesendeten Kanalschätzsequenzen entstehendes Empfangssignal mit den jeweiligen im Empfänger vorliegenden unverzerrten Kanalschätzsequenzen korreliert. Das Ergebnis der Korrelation enthält dann ausschließlich Anteile des Funkkanals, über den die ausgewählte Kanalschätzsequenz gesendet wurde, denn Dank der Orthogonalität der einzelnen gleichzeitig gesendeten Kanalschätzsequenzen werden bei der Korrelation sämtliche Einflüsse aller übrigen Funkkanäle unterdrückt. Auf diese Weise kann jeder Funkkanal einzeln geschätzt werden.
Die von einem CFO hervorgerufene Phasenrotation des Zeitbereichssignals führt allerdings zu einer Störung der Orthogonalität der Kanalschätzsequenzen: Innerhalb der jeweiligen Produktsequenzen, die bei der Korrelation eines Empfangssignals und der Kanalschätzsequenz einer betrachteten Teilneh merstation im Empfänger entstehen, besitzen inverse Elemente auf Grund der zeitlichen Phasenrotation eine andere Phasenlage als ihr entsprechendes Gegenstück; beide Elemente heben sich bei der Addition daher nicht vollständig auf. Die Erfinder haben erkannt, dass Kanalschätzsequenzen, um diese Störung möglichst gering zu halten, so entworfen werden sollten, dass inverses Element und entsprechendes Gegenstück innerhalb der bei der Korrelation gebildeten Produktsequenz zeitlich nahe beieinander liegen, damit sie einen möglichst geringen Unterschied in der Phasenlage aufweisen. In diesem Fall können auch bei im Empfangssignal vorhandenen CFOs zuverlässige Schätzwerte für Kanalimpulsantworten der Funkkanäle der Teilnehmerstationen ermittelt werden.
Führt man eine Kanalschätzung im Zeitbereich durch, so benötigt man Kanalschätzsequenzen mit guten Kreuz- sowie Autokorrelationseigenschaften, um die einzelnen Taps der zeitlichen Kanalimpulsantworten möglichst störungsfrei auflösen zu können. Die Erfinder haben herausgefunden, dass auf der Grundlage von so genannten Golay-Sequenzenpaaren Kanalschätzsequenzen gebildet werden können, die innerhalb eines festgelegten zeitlichen Fensters ideale Kreuz- und Autokorrelationseigenschaften besitzen. Die dem Fachmann im Detail geläufigen Eigenschaften von Golay-Sequenzenpaaren werden nachfolgend nur kurz beschrieben werden. Betrachtet werden exemplarisch binäre Sequenzen, deren Elemente der Menge [–1, +1] entstammen. Selbstverständlich können für die Elemente auch Werte aus der Menge der komplexen Zahlen verwendet werden.
Eine Korrelationsfunktion kann mathematisch wie folgt definiert werden: Gegeben seien zwei Sequenzen a und b der Länge S. Dann ist
die aperiodische Kreuzkorrelationsfunktion. * bezeichnet hier den konjugiert-komplexen Operator.
Ist a = b, so beschreiben die Gleichungen (5) und (6) die aperiodische Autokorrelationsfunktion.
Gegeben sei weiterhin eine Sequenz r0 der Länge R. Zu der Sequenz r0 lässt sich eine komplementäre Sequenz r1 derselben Länge derart konstruieren, dass die Summe der Autokorrelationsfunktionen von r0 und r1 für alle k ≠ 0 zu Null wird und für k = 0 den Wert 2R annimmt. 2R entspricht der Summenenergie beider Sequenzen:
Für jedes k ≠ 0 nimmt die Autokorrelationsfunktion von r1 also genau den inversen Wert der Autokorrelationsfunktion von r0 an. Ein Sequenzpaar (r0, r1), das die in (7) genannte Bedingung erfüllt, wird als Golay-Sequenzpaar bezeichnet. Zu jedem Golay-Sequenzpaar lässt sich weiterhin ein kreuzkomplementäres Sequenzpaar (q0, q1) bilden, das die nachfolgende Bedingung erfüllt: ck(r0, g0) + ck(r1, g1) = 0 ∀k (8)
Die Kreuzkorrelationsfunktion von r0 und q0 ist hier also vollständig invers zur Kreuzkorrelationsfunktion von r1 und q1. Das Paar (q0, q1) ist selbst wiederum ein Golay-Sequenzpaar, die Autokorrelationsfunktionen der Sequenzen q0 und q1 erfüllen also ihrerseits wieder die Bedingung:
Beide Sequenzen q0 und q1 dieses Golay-Sequenzpaares haben ebenfalls die Länge R.
Wie oben bereits erwähnt, ist in den Gleichungen (7) bis (9) einer der beiden Summenterme auf der linken Seite das inverse Element des jeweils anderen Summenterms (mit Ausnahme des Falles k = 0 innerhalb der Autokorrelationsfunktionen). In der Autokorrelationssumme (7) setzt sich der linke Summenterm ausschließlich aus Produkten der Elemente der Sequenz r0 zusammen, während der rechte Summenterm, der für k ≠ 0 die zum linken Summenterm inversen Elemente liefert, ausschließlich aus Produkten der Elemente der Sequenz r1 zusammengesetzt ist.
Um die zuvor bereits genannte, von den Erfindern erkannte Anforderung an Kanalschätzsequenzen zu erfüllen, dass Element und inverses Element innerhalb der Produktsequenz möglichst nahe beieinander liegen sollen, könnte man eine erste und eine zweite Kanalschätzsequenz bilden, indem die Sequenzen r0 und r1 sowie q0 und q1 der oben betrachteten Golay-Sequenzpaare innerhalb der ersten Kanalschätzsequenz sowie innerhalb der zweiten Kanalschätzsequenz in unmittelbarer zeitlicher Nähe, d.h. direkt hintereinander angeordnet werden. Dies würde beim Senden der ersten und der zweiten Kanalschätzsequenz aufgrund unterschiedlicher Übertragungspfade mit unterschiedlichen Übertragungsdauern (Mehrwegeausbreitung) jedoch zu einer Überlagerung der Sequenzen r0 und r1 sowie q0 und q1 beim Empfänger führen. Dadurch wären die für eine möglichst gute Kanalschätzung benötigten aperiodischen Autokorrelationseigenschaften für die erste und zweite Kanalschätzsequenz nicht vorhanden. Weiterhin wären die erste und zweite Kanalschätzsequenz außer bei einer Verschiebung von k = 0 nicht orthogonal.
Um eine ideale Autokorrelation der ersten und zweiten Kanalschätzsequenz im Rahmen derjenigen Verschiebungen zu erreichen, die durch die maximale Länge der Kanalimpulsantworten auf einem einer jeweiligen Übertragung zugrunde liegenden ersten und zweiten Funkkanal auftreten können, wird eine erste Kanalschätzsequenz S1 und eine zweite Kanalschätzsequenz S2 gebildet, indem jeweils nach den jeweiligen Teilsequenzen r0 und r1 bzw. q0 und q1, d.h. am Ende der jeweiligen Teilsequenzen, ein Block mit Nullen eingefügt wird, der die maxima le Länge L hinsichtlich beider Kanalimpulsantworten besitzt (siehe 1). Auf diese Weise wird erfindungsgemäß erreicht, dass es bei der Autokorrelation sowohl der ersten als auch der zweiten Kanalschätzsequenz bis hin zu einer Verschiebung von jeweils k = L nicht zu Überlagerungen der beiden jeweiligen Teilsequenzen r0 und r1 bzw. q0 und q1 kommt. Gleichzeitig bleiben für die erste und zweite Kanalschätzsequenz durch das Verwenden von Nullen erfindungsgemäß die aperiodischen Kreuzkorrelationseigenschaften von Golay-Sequenzpaaren erhalten. Dies wäre beispielsweise nicht der Fall, wenn statt der Nullen beispielsweise eine zyklische Fortsetzung der Teilsequenzen r0 und r1 bzw. q0 und q1 verwendet würde. Der Block Nullen kann selbstverständlich auch jeweils am Anfang der Teilsequenzen r0 und r1 bzw. q0 und q1 eingefügt werden.
Die erste Kanalschätzsequenz S1 und die zweite Kanalschätzsequenz S2 besitzen damit jeweils die Gesamtlänge 2(R + L). Durch Wahl einer möglichst kurzen Länge R der Teilsequenzen kann der Abstand ihres Beginns innerhalb der Gesamtsequenz weiter verringert werden. Die Robustheit der Kanalschätzsequenzen gegenüber kleinen Verzerrungen durch einen CFO wird damit weiter erhöht. Wie der Fachmann ohne weiteres erkennt, besitzen die in 1 dargestellten Kanalschätzsequenzen S1 und S2 im Bereich der Verschiebung k ∊[–L...L] ideale Auto- und Kreuzkorrelationseigenschaften.
Weitere orthogonale Kanalschätzsequenzen mit denselben vorgenannten Eigenschaften lassen sich mit Hilfe einer Erweiterung erzeugen:
Durch v-fache Wiederholung der ersten Kanalschätzsequenz S1 bzw. der zweiten Kanalschätzsequenz S2 lassen sich weitere Kanalschätzsequenzen s_i der Länge S = v·2(R + L), v ∊ N, erzeugen. Die einzelnen aus der ersten bzw. der zweiten Kanalschätzsequenz gebildeten Elemente dieser Kanalschätzsequenzen werden mit Walsh-Hadamard-Sequenzen moduliert. Auf diese Weise entstehen mehrere orthogonale Kanalschätzsequen zen, die allesamt die gleichen Auto- und Kreuzkorrelationseigenschaften wie die erste und die zweite Kanalschätzsequenz S1 und S1 besitzen (siehe 2). Mit Hilfe der weiteren Kanalschätzsequenzen können Kanalimpulsantworten für eine beliebige Anzahl von Funkkanälen, ausgehend von einer beliebigen Anzahl von Teilnehmerstationen (d.h. auch für eine beliebige Anzahl von Sendeantennen pro Teilnehmerstation) im Empfänger gleichzeitig geschätzt werden.
In einem Empfänger mit M Empfangsantennen ergeben sich aufgrund der von K Teilnehmerstationen mit beispielsweise jeweils einer Antenne gesendeten Kanalschätzsequenzen s_i, i ∊ [1...K], Empfangssignale r_j(n), j ∊[1...M]. Die einzelnen Kanalimpulsantworten h_ij(n) für die Übertragungswege zwischen der Sendeantenne der i-ten Teilnehmerstation und der j-ten Empfangsantenne können dann aus der Korrelation der entsprechenden Empfangssignale mit den bekannten Kanalschätzsequenzen s_i gewonnen werden.
Um eine Kanalimpulsantwort h_ij(n) zu schätzen, wird das Empfangssignal r_j(n) zunächst mit der Phasenrotationsfunktion exp(–jΔfi·n), Δfi = 2π·pi/N (10)multipliziert, die den Trägerfrequenzoffset der i-ten Teilnehmerstation in r_j(n) kompensiert. Man erhält damit ein einfach CFO-kompensiertes Signal r(i)j (n) = exp(–jΔfi·n)·rj(n) (11)
Über die anschließende Korrelation dieses Signals mit der entsprechenden Kanalschätzsequenz s_i erhält man die Kanalimpulsantwort h_ij(n) nach der folgenden Formel:
wobei 2Rv der Energie der Kanalschätzsequenz s_i entspricht.
Durch die CFO-Kompensation in (11) wird sichergestellt, dass sich bei der Korrelation sämtliche Elemente, die einen konstruktiven Beitrag zu der Kanalimpulsantwort h_ij(n) leisten, phasenrichtig aufaddieren. Die Größe der CFOs der Signale der anderen Teilnehmerstationen in r_j(n) nimmt durch die Phasenrotationsfunktion (10) in (11) im statistischen Mittel zwar zu (Zunahme der Streuung der Zufallsgröße), dies hat jedoch nur einen geringen Einfluss auf die Elemente innerhalb der Korrelationssumme in (12), die sich gegenseitig kompensieren sollen. Durch die nahe zeitliche Lage der Elemente in der Korrelationssumme (bedingt durch die erfindungsgemäßen Kanalschätzsequenzen s_i) und dem damit verbundenen geringen Phasenunterschied, den CFOs zwischen Element und inversem Element hervorrufen, ist eine durch eine unvollständige Kompensation hervorgerufene Interferenz nämlich immer noch vernachlässigbar klein, so dass sie bei der Kanalschätzung nicht ins Gewicht fällt.
3 zeigt schematisch eine erste Teilnehmerstation UE1, die die mittels eines Sequenzgenerators SG1 erzeugte erste Kanalschätzsequenz S1 an eine Basisstation NodeB sendet. Gleichzeitig sendet eine zweite Teilnehmerstation UE2 die mittels eines Sequenzgenerators SG2 erzeugte zweite Kanalschätzsequenz S2 an die Basisstation NodeB. Die Basisstation hat eine erste und eine zweite Empfangsantenne A1, A2 und empfängt mit der ersten Empfangsantenne A1 die erste Kanalschätzsequenz S1 auf einem ersten Funkkanal FK1 sowie die zweite Kanalschätzsequenz S2 auf einem zweiten Funkkanal FK2. Gleichzeitig empfängt die Basisstation NodeB mit der zweiten Empfangsantenne A2 die erste Kanalschätzsequenz S1 auf einem dritten Funkkanal FK11 sowie die zweite Kanalschätzsequenz S2 auf einem vierten Funkkanal FK22.
Beispielsweise wird die erste Kanalschätzsequenz S1 mit r0 = [1 1 –1 1] und r1 = [1 1 1 –1] und die zweite Kanalschätzsequenz S2 mit q0 = [–1 1 1 1] und q1 = [–1 1 –1 –1] gebildet. Die Länge der Teilsequenzen r0, r1, q0, q1 ist somit R = 4.
Generell ist es aus Gründen der Energieeffizienz von Vorteil, R so groß wie möglich und größer als die Länge L der Kanalimpulsantwort zu wählen. R darf aber nur so groß gewählt werden, dass ein zwischen der Basisstation und den Teilnehmerstationen vorliegender Frequenzoffset die Kanalschätzung nicht behindert. Dies kann dazu führen, dass R kleiner als L gewählt werden muss.
Ist R > L und R = m·L, mit m ∊ N, ist es von Vorteil, die Teilsequenzen der ersten und zweiten Kanalschätzsequenz folgendermaßen zu bilden:
r0 = m·r0' und r1 = m·r1' sowie q0 = m·q0' und q1 = m·q1', wobei r0' und r1' sowie q0' und q1' die Länge L haben und r0' und r1' sowie q0' und q1' Golay-Sequenzpaare sind. Die Teilsequenzen r0 und r1 sowie q0 und q1 werden durch m-faches Wiederholen (blockweises periodisches Fortsetzen) der Golaysequenzen r0' und r1' sowie q0' und q1' gebildet. Die derart gebildeten Teilsequenzen r0 und r1 sowie q0 und q1 sind ebenfalls Golay-Sequenzpaare und können erfindungsgemäß zur Kanalschätzung verwendet werden
Auf diese Weise wird der Aufwand für das Bilden der ersten und zweiten Kanalschätzsequenz reduziert, da es weniger Aufwand erfordert, Golaysequenzen der Länge L zu bilden und m-fach zu wiederholen, als Golaysequenzen der Länge m·L direkt zu bilden.
Durch Überlagerung der ersten und zweiten Kanalschätzsequenzen entsteht an der ersten Empfangsantenne A1 ein erstes Empfangssignal r₁ und an der zweiten Empfangsantenne A2 ein zweites Empfangssignals r₂. Zum Ermitteln einer Kanalimpulsantwort h₁₁(n) des ersten Funkkanals wird das erste Empfangssignal r₁ mit der entsprechenden Phasenrotationsfunktion exp(–j·Δf_UE1·n) gemäß Gleichung (10) multipliziert und nachfolgend mit der unverzerrten ersten Kanalschätzsequenz S1 in einem ersten Korrelator korreliert. Weiterhin wird zum Ermitteln einer Kanalimpulsantwort h₂₁(n) des zweiten Funkkanals das erste Empfangssignal r₁ mit der entsprechenden Phasenrotationsfunktion exp(–j·Δf_UE2·n) multipliziert und nachfolgend mit der unverzerrten zweiten Kanalschätzsequenz S2 in einem zweiten Korrelator korreliert. Entsprechend wird zum Ermitteln einer Kanalimpulsantwort h₁₂(n) des dritten Funkkanals das zweite Empfangssignal r₂ mit der entsprechenden Phasenrotationsfunktion exp(–j·Δf_UE1·n) multipliziert und nachfolgend mit der unverzerrten ersten Kanalschätzsequenz S1 in einem vierten Korrelator korreliert. Zum Ermitteln einer Kanalimpulsantwort h₂₂(n) des vierten Funkkanals wird das zweite Empfangssignal r₂ mit der entsprechenden Phasenrotationsfunktion exp(–j·Δf_UE1·n) multipliziert und nachfolgend mit der unverzerrten zweiten Kanalschätzsequenz S2 in einem dritten Korrelator korreliert. Die erste und zweite unverzerrte Kanalschätzsequenz S1, S2 erzeugt die Basisstation NodeB mittels eines Sequenzgenerators SG.
In diesem Ausführungsbeispiel wird die Korrelation der Empfangssignale r₁ und r₂ durch Einheiten durchgeführt, die innerhalb der Basisstation angeordnet sind. Selbstverständlich können die oben beschriebenen Korrelationen auch in einer die entsprechenden Einheiten aufweisenden Vorrichtung durchgeführt werden, die mit der Basisstation leitungsgebunden oder über eine Funkschnittstelle verbunden ist und der die beiden Empfangssignals zugeführt werden.
Ohne weiteres lässt sich die oben beschriebene Schätzung von Kanalimpulsantworten von Funkkanälen auch durchführen, wenn anstelle der ersten und zweiten Kanalschätzsequenz zwei unterschiedliche weitere Kanalschätzsequenzen s_i gemäß 2 verwendet werden. Ebenso kann das Verfahren auch auf eine beliebige Anzahl von Teilnehmerstationen und Sendeantennen verallgemeinert werden.
Eine Kanalschätzung durch die erste und zweite Teilnehmerstation UE1, UE2 anhand von durch die Basisstation NodeB empfangenen Kanalschätzsequenzen, erfolgt in entsprechender Weise durch Anwenden der Gleichungen (10), (11) und (12) mittels der jeweiligen Sequenzgeneratoren SG1, SG2 und einem in jeder Teilnehmerstation vorhandenen Korrelators KO1, KO2. Beispielsweise verwendet die Basisstation NodeB für jede ihrer Sendeantennen jeweils eine einzige Kanalschätzsequenz. Diese Kanalschätzsequenzen identifizieren somit die Sendeantennen der Basisstation und werden von allen Teilnehmerstationen zur Kanalschätzung verwendet.
Mit Hilfe einer Simulation wurde das Leistungsverhalten einer auf den hier vorgestellten Kanalschätzsequenzen basierenden Kanalschätzung in einem OFDM-Funkkommunikationssystem untersucht. Für das Funkkommunikationssystem wurden folgende Annahmen gemacht:

– 2 Teilnehmerstationen mit je einer Sendeantenne, eine Basisstation mit 3 Empfangsantennen
– Funkkanäle mit Rayleigh-Fading der über alle Funkkanäle betrachteten maximalen Länge L = 3 (4 Taps)
– mit einer Zeitkonstante q = 4 exponentiell abklingendes Leistungsprofil
– N = 64 Unterträger, Guard-Intervalle der Länge G = 16 Samples
– BPSK Modulation

Ausbildung der Kanalschätzsequenzen:

– Länge der Teilsequenzen r1: R = 4
– Länge des Nullblocks: L = 16
– Wiederholung der ersten bzw. zweiten Kanalschätzsequenz S1 und S2 in den verwendeten Kanalschätzsequenzen: v = 8

Daraus ergibt sich die Gesamtlänge der verwendeten Kanalschätzsequenzen s_i zu S = v·2(R + L) = 320 Samples. Durch die Festlegung der Größe des Nullblocks auf L = 16 unterstützen die Sequenzen eine maximale Länge der Kanalimpulsantwort von 16 + 1 = 17 Taps. Dies ist auch die maximale Kanallänge, bei der das OFDM-System noch fehlerfrei betrieben werden kann (L entspricht der Länge des Guard-Intervalls). Für alle Funk kanäle (d.h. jede Übertragung zwischen einer Sendeantenne und einer Empfangsantenne entspricht einem Funkkanal) wurden zunächst immer alle 17 Taps bestimmt, die das System auflösen kann. Anschließend erfolgte eine Auswertung der Taps:
Lag die Energie einzelner Kanaltaps im zusammenhängenden Bereich [x...L], x ∊[0...L], unter einem bestimmten Schwellenwert, so wurde die entsprechende Kanalimpulsantwort vom Tap x ab gekürzt. Dies führt zu einer Glättung der Kanalimpulsantwort im Frequenzbereich. Nach der Kürzung erfolgte die Transformation in den Frequenzbereich. Mit den einzelnen Frequenzbereichs-Kanalkoeffizienten aller Kanalimpulsantworten konnte dann die MIMO-Kanalentzerrung der übertragenen OFDM-Datensymbole durchgeführt werden. Die CFOs für beide Teilnehmerstationen wurden unabhängig voneinander für jeden Simulationslauf ausgewürfelt. Ihre Verteilung folgt einer Gaußkurve mit Mittelwert 0 und Streuung σ. 4 zeigt die erhaltenen Leistungskurven. Unter Leistungskurve ist in diesem Zusammenhang die Bitfehlerrate BER der entzerrten OFDM-Datensymbole in Abhängigkeit vom Signal-zu-Rausch-Verhältnis SNR in dB zu verstehen. Die Streuung σ ist in Prozent des Unterträgerabstandes angeben. Bei idealer Kanalkenntnis erhält man mit einem CFO mit Streuung σ = 10% einen error-floor, da die Kanalentzerrung im OFDM-Funkkommunikationssystem nicht mehr vollständig interferenzfrei gelingt (kleine Störungen der Orthogonalität der OFDM-Signale). Wie 4 zeigt, fallen auch im Bereich hoher SNRs die Kurven des geschätzten Kanals mit denen bei idealer Kanalkenntnis zusammen. Dieses Ergebnis unterstreicht die Robustheit der erfindungsgemäßen Kanalschätzung gegenüber den durch kleine CFOs hervorgerufenen Verzerrungen des Empfangssignals.
Zu Vergleichszwecken wird ein bekanntes Verfahren zur Schätzung von Kanalimpulsantworten im Frequenzbereich für ein MUOFDM-Funkkommunikationssystem betrachtet. Das dort verwendete System ist in der Veröffentlichung von V. Jungnickel et al., "Real-Time Concepts for MIMO-OFDM," in IEEE Global Mobile Congress, Shanghai, China, Oct. 11–13 2004, detailliert be schrieben. Nachfolgend werden die für den vergleich benötigten Eigenschaften dieses Systems kurz beschrieben.
Jeder Sendeantenne einer Teilnehmerstation wird eine eigene Walsh-Hadamard-Sequenz zugeordnet. Diese wird von jeder einzelnen Sendeantenne aus auf jedem von N zur Verfügung stehenden Unterträgern übertragen – eine Walsh-Hadamard-Sequenz verteilt sich somit über mehrere zeitlich aufeinander folgende OFDM-Datensymbole. Im Empfänger werden die einzelnen empfangenen Unterträgersignale nach der Transformation des Zeitbereichs-Empfangssignals in den Frequenzbereich mit den bekannten Walsh-Hadamard-Sequenzen korreliert. Man erhält so Frequenzbereichskoeffizienten der Kanalimpulsantwort für jeden einzelnen Unterträger jedes einzelnen Funkkanals. Um anschließend eine Glättung der Koeffizienten eines einzelnen Funkkanals durchzuführen, werden diese mit Hilfe der diskreten Fouriertransformation auf ein Zeitbereichssignal der Länge G (Länge des Guard-Intervalls und damit maximal auflösbare Kanalimpulsantwortlänge des Systems) transformiert; man erhält die Kanalimpulsantwort im Zeitbereich. Hierauf erfolgt eine Auswertung der einzelnen Taps der Kanalimpulsantwort und gegebenenfalls eine anschließende Kürzung wie oben für das erfindungsgemäße verfahren beschrieben. Nach anschließender Rücktransformation der gekürzten Kanalimpulsantworten in den Frequenzbereich erhält man die geglätteten Koeffizienten für alle Unterträger der entsprechenden Funkkanäle.
Sind CFOs verschiedener Teilnehmerstationen im Empfangssignal vorhanden, so muss zur Bestimmung der Frequenzbereichskoeffizienten H_ij(n) der Kanalimpulsantwort zunächst wieder das Empfangssignal r_j(n) (Zeitbereich) mit dem CFO des i-ten Nutzers gemäß Gleichung (11) kompensiert werden. Anschließend erfolgt die Bestimmung der Frequenzbereichskoeffizienten H_ij(n) nach zuvor beschriebenem Schema. Korreliert werden die einzelnen Unterträgersignale. Zwischen zwei aufeinander folgenden Elementen innerhalb der Korrelationssumme liegt daher eine Zeitspanne von der Dauer eines OFDM-Datensymbols (insgesamt N + G einzelne Zeitsamples). Dies ist also auch der mi nimale zeitliche Abstand der Elemente, die sich in der Korrelationssumme gegenseitig kompensieren sollen; der Unterschied in der Phasenlage ist nach Gleichung (1) demnach entsprechend groß. Je nach verwendeter Walsh-Hadamard-Sequenz kann der Abstand zwischen inversem Element und Gegenstück in der Korrelationssumme aber auch ein Vielfaches dieses minimalen Abstand betragen, mit der Folge, dass die vollständige Kompensation beider Elemente immer schlechter gelingt.
Das hier beschriebene Verhalten zeigt sich deutlich in 5, in der die mittels einer Simulation ermittelte Leistungskurve des soeben beschriebenen Vergleichssystems beim Verwenden der vorgestellten Kanalschätzung dargestellt ist. Als Kanalschätzsequenz wurden von den zwei Teilnehmerstationen jeweils vier zeitlich aufeinanderfolgende OFDM-Symbole gesendet, deren Unterträgersignale die Walsh-Hadamard-Sequenzen [1 1 1 1] (erste Teilnehmerstation) und [1 –1 1 –1] (zweite Teilnehmerstation) trugen. Daraus ergibt sich eine Gesamtlänge der Kanalschätzsequenzen (im Zeitbereich) von S = 4·(G + N) = 320 Samples. Dies entspricht damit der Länge der erfindungsgemäßen Kanalschätzsequenzen die für die Simulation in 4 verwendet wurden.
Die für das Vergleichssystem erhaltenen Leistungskurven fallen – im Gegensatz zu den durch die erfindungsgemäßen Kanalschätzsequenzen gemäß 4 erhaltenen Leistungskurven – deutlich gegenüber den Kurven bei idealer Kanalkenntnis ab. Es ist außerdem zu erkennen, dass sich bereits bei kleinern Werten des SNR als in 4 ein error-floor bei einem CFO mit Streuung σ = 10% einstellt. Selbst bei einem CFO mit Streuung σ = 5% erreicht die Leistungskurve des geschätzten Kanals die Referenzkurve idealer Kanalkenntnis im Bereich hoher SNRs nicht. Damit zeigt sich, dass das hier vorgestellte Vergleichsverfahren im Vergleichssystem bereits beim Auftreten verhältnismäßig kleiner CFOs keine zuverlässigen Ergebnisse mehr liefert.
Mit Blick auf den oben durchgeführten Vergleich der Leistungsfähigkeit des neu entwickelten Zeitbereich-Kanalschätzverfahrens mit der Erweiterung eines bekannten Ansatzes für die Schätzung der Kanalimpulsantwort im Frequenzbereich lassen sich für das erfindungsgemäße Verfahren die folgenden Vorteile angeben:

– Robustheit gegenüber kleinen Trägerfrequenzoffsets in MU-Funkkommunikationssystemen,
– kann ohne weiteres auch in Funkkommunikationssystemen verwendet werden, die kein OFDM verwenden,
– und durch eine Modulation mit Walsh-Hadamard-Sequenzen ergibt sich eine moderate Zunahme der Länge der Sequenzen, um zusätzliche Sendeantennen und/oder Teilnehmerstationen zu unterstützen.

Des Weiteren gibt es im direkten Vergleich beider Verfahren (gemäß 4 und 5) weitere Vorteile für das erfindungsgemäße Verfahren, die die technische Umsetzung des Verfahrens betreffen:

– ein Prozess zur Kürzung der Kanalimpulsantwort ist für das erfindungsgemäße Verfahren wesentlich einfacher zu realisieren, da ein Transformationsprozess der Frequenzbereichskoeffizienten in den Zeitbereich entfällt,
– und ein geringerer Speicheraufwand liegt vor, da keine Zwischenspeicherung von Empfangswerten im Zeit- oder Frequenzbereich erforderlich ist.

Claims

Verfahren zum Schätzen einer Kanalimpulsantwort eines Funkkanals, bei dem eine erste Funkstation (NodeB) auf einem ersten Funkkanal (FK1, FK11) aufgrund des Sendens einer ersten Kanalschätzsequenz (S1) durch eine zweite Funkstation (UE1) ein Empfangssignal (r₁) empfängt und durch Korrelation des Empfangssignals (r₁) mit der ersten Kanalschätzsequenz (S1) eine Kanalimpulsantwort (h₁₁, h₁₂) des ersten Funkkanals (FK1, FK11) schätzt, wobei die erste Kanalschätzsequenz (S1) eine erste und eine zweite Teilsequenz (r0, r1) aufweist, die ein erstes Golay-Sequenzpaar bilden, dadurch gekennzeichnet, dass beide Teilsequenzen (r0, r1) an gleicher Stelle, entweder am Anfang oder am Ende, um jeweils eine Anzahl von L Elementen derart erweitert sind, dass für die erste Kanalschätzsequenz (S1) die aperiodischen Autokorrelationseigenschaften von Golay-Sequenzpaaren bei einer Verschiebung um k, mit 0 < |k|≤ L, erhalten bleiben.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass jeweils alle L Elemente den Wert Null haben.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass für die Anzahl L gilt, L ist größer oder gleich einer maximalen Länge einer Kanalimpulsantwort.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Kanalschätzsequenz (S₃, S₅) aus einer Anzahl von v Wiederholungen der Abfolge erste Teilsequenz r0 gefolgt von zweiter Teilsequenz r1 gebildet ist, wobei für jede der v Wiederholungen beide Teilsequenzen r0, r1 an gleicher Stelle, entweder am Anfang oder am Ende, um jeweils eine Anzahl von L Elementen derart erweitert sind, dass für die erste Kanalschätzsequenz (S₃, S₅) die aperiodischen Autokorrelationseigenschaften von Golay-Sequenzpaaren bei einer Verschiebung um k, mit 0 < |k| ≤ L, erhalten bleiben.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die v Wiederholungen der ersten Kanalschätzsequenz (S₃, S₅) mit einer Walsh-Hadamard-Sequenz moduliert sind.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zum Schätzen einer Kanalimpulsantwort (h₂₁, h₂₂) eines zweiten Funkkanals (FK2, FK22) zwischen der ersten Funkstation (NodeB) und einer dritten Funkstation (UE2) eine zweite Kanalschätzsequenz (S2) verwendet wird, die sich von der ersten Kanalschätzsequenz (S1) dadurch unterscheidet, dass sie anstelle der ersten Teilsequenz (r0) eine dritte Teilsequenz (q0) und anstelle zweiten Teilsequenz (r1) eine vierte Teilsequenz (q1) aufweist, wobei die dritte und vierte Teilsequenz (q0, q1) ein zum ersten Golay-Sequenzpaar kreuz-komplementäres zweites Golay-Sequenzpaar bilden.
Funkstation (NodeB) mit Mitteln zum Durchführen einer Schätzung einer Kanalimpulsantwort (h₁₁, h₁₂, h₂₁, h₂₂) eines Funkkanals (FK1, FK11, FK2, FK22) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6.
Kanalschätzsequenz (S1, S2, S₃, S₄, S₅, S₆), vorgesehen zum Verwenden bei einer Schätzung einer Kanalimpulsantwort eines Funkkanals (h₁₁, h₁₂, h₂₁, h₂₂) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6.