DE102005001696B4

DE102005001696B4 - Spreizspektrum Empfänger und Verfahren zur Kompensation des Trägerfrequenzversatzes in einem solchen Spreizspektrum Empfänger

Info

Publication number: DE102005001696B4
Application number: DE102005001696A
Authority: DE
Inventors: Lisa Meilhac; Jonathan Adlard
Original assignee: Wipro Ltd
Current assignee: Wipro Ltd
Priority date: 2005-01-13
Filing date: 2005-01-13
Publication date: 2013-04-25
Anticipated expiration: 2025-01-14
Also published as: US20060171361A1; DE102005001696A1; US7539167B2

Abstract

Spreizspektrum (Spread Spektrum) Empfänger zum Empfangen und Dekodieren eines Eingangssignals x(k) bestehend aus einer Folge von Chips, wobei der Empfänger aufweist: – einen Prekompensationsphasenrotator (16), dem das Eingangssignal x(k) zugeführt wird, und der auf das Empfangssignal x(k) eine Phasenrotation basierend auf einem Prekompensationsphasensignal φ·k anwendet, um einen Trägerfrequenzversatz Ω des Eingangssignals x(k) grob zu kompensieren, wobei der Prekompensationsphasenrotator (16) an seinem Ausgang ein prekompensiertes Eingangssignal r(k) bereitstellt, – einen Korrelator (7), der mit dem Ausgang des Prekompensationsphasenrotators (16) verbunden ist, zur Verarbeitung des prekompensierten Eingangssignals r(k), wobei der Korrelator (7) an seinem Ausgang ein Signal y(n) liefert, welches aus einer Folge von Symbolen besteht; – einen Phasenrotator (11), welcher mit dem Ausgang des Korrelators (7) verbunden ist, zur Rotation der Phase des Signals y(n) basierend auf einem gefilterten Phasenfehlersignal θ(n) zur Kompensation eines Trägerfrequenzversatzes, welcher in dem prekompensierten Eingangssignal r(k) enthalten ist, wobei der Phasenrotator (11) an...

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Spreizspektrum Empfänger und ein Verfahren zur Kompensation des Trägerfrequenzversatzes in einem solchen Spreizspektrum Empfänger. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf einen Wireless LAN Spreizspektrum Empfänger nach dem IEEE 802.11b Standard.
Stand der Technik
Die Aussendung in heutigen WLAN Systemen benutzt eine direkte Sequenz (Spreizspektrum, Spread Spectrum) Modulation, wie es in dem Standard 802.11b beschrieben ist. 1 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines typischen Spreizspektrum Senders. In einem solchen Modulationssystem werden die zu sendenden Datenbits in dem Symbolmapping Block 1 als eine Sequenz von modulierten Symbolen s(n) abgebildet (gemapped), welche eine Symbolzeitperiode Tn aufweisen. Das Signal s(n) wird beispielsweise in BPS oder QPSK moduliert. In einem Codeauswahl Block 2, wird jedem Symbol ein vorbestimmter Code zugeordnet in Übereinstimmung mit einer endlichen Anzahl von Codesätzen. Die Codeauswahl ist eine Art von Kodierungs-/Spreizungstechnik, welche die Robustheit des Systems bezüglich Rauschen durch die Zulassen eines Verarbeitungsgewinns. In dem 802.11b Standard gibt es zwei verschiedene Methoden zur Spreizung: Direct Sequence Spread Spectrum (DSSS) mit einer Barker Spreizsequenz Code Folge und Complementary Code Keying (CCK). Im Allgemeinen umfasst jeder Code verschiedene Chips. Die Sequenz der Symbole s(n) wird in eine Folge von Chips t(k) mit einer Periode von Tk, mit Tk < Tn konvertiert. In dem 802.11 Standard ist Tk = Tn/11 und k = 11·n. Anschließend wird in dem Signalformungsblock 3 das Signal t(k) geformt, z. B. Tiefpass gefiltert, und in ein analoges Signal u(t) konvertiert, welches durch einem HF Senderblock 4 ausgesendet werden kann.
In CCK werden die Bits auf der Senderseite in 8er Gruppen angeordnet, um ein Symbol unter 256 möglichen Symbolen darzustellen. Dann wird ein vorbestimmter Code von acht komplexen Chips (QPSK moduliert) jedem Symbol zugeordnet. Tk = Tn/8. Auf der Empfängerseite werden die empfangenen Chips in 8er Gruppen sortiert. Jede Gruppe (bestehend aus 8 Chips) wird mit den 256 existierenden Codewörtern korreliert. Dieses bedeutet, dass der Codekorrelator 256 Ausgänge hat. Diese 256 Ausgänge werden dann rotiert. Schließlich wählt der Detektor eine von 256 Möglichkeiten aus. Der Fehlergenerator wird von dem Ausgang des Detektors und dem korrespondierenden Eingang (unter 256 Möglichkeiten) erzeugt.
In dem 11b Standard sind die Codesätze so ausgewählt, dass sie gute Autokorrelationseigenschaften haben, dadurch können diese Codes durch eine Korrelation effektiv decodiert werden. Ein vereinfachtes Blockschaltbild eines typischen Spreizspektrumempfängers ist in 2 dargestellt. Ein Signal, welches durch einen HF Empfangsblock 5 empfangen wird, wird in ein analoges Basisbandsignal v(t) konvertiert und in einem Filterblock 6 gefiltert. Das resultierende Signal x(k) wird in einen Korrelator 7 eingespeist und zu einem Signal z(n) decodiert. Die Korrelator 7 schließt einen Block zur Verarbeitung der empfangenen Chipsequenz zum Wiedererlangung des ausgesendeten Symbols ein. Das decodierte Signal z(n) wird in den Detektor 8 eingespeist und in eine Symbolsequenz c(n) konvertiert, welche in einen Demappingblock 9 eingespeist wird, in dem sie zu der resultierenden Bitsequenz überführt (gedemapped) wird. Der Detektor empfängt die Softwerte des Korrelatorausgangs, und fällt eine Entscheidung über die ausgesendeten Symbole und konvertiert die Symbole in Bits. Idealerweise, falls kein Rauschen und keine Störung auf dem HF Sendepfad vorkommen, sollte das Signal z(n) ungefähr dem korrespondierenden Signal s(n) entsprechen, und deshalb sollte das Signal c(n) gleich dem Signal s(n) sein, d. h. z(n) ≈ s(n) und c(n) = s(n).
Aufgrund dessen, dass Sender und Empfänger in der Praxis unterschiedliche Trägerfrequenzgeneratoren haben (Kristalloszillatoren), welche nicht kohärent sind, wird ein Trägerfrequenzversatz entstehen, welcher die Differenz zwischen der Trägerfrequenz (ξ) des Senders und der Trägerfrequenz (ζ) des Empfängers darstellt. Der Trägerfrequenzversatz (ω = ξ – ζ) bildet eine kontinuierliche Rotation der Phase des empfangenen Signals v(t) und des gefilterten Signals x(k). v(t) ≈ u(t)exp(iωt) x(k) ≈ t(k)exp(iΩk)
Nach dem Stand der Technik gibt es mehrere Verfahren zur Trägerfrequenzversatzkompensation. 3 stellt ein konventionelles Phasenrotationskompensationssystem und seine Wirkungsweise dar. Zur Wiederherstellung des empfangenen Signals x(k) wird der Empfänger den Wert Ωk unter die Benutzung des Phasenrotationsschätzers 10 abschätzen, wodurch sich ein Phasenrotationsschätzwert θ(k) ergibt. Basierend auf dem geschätzten Phasenrotationssignal θ(k) kompensiert der Phasenrotator 11 die tatsächliche Phasenrotation Ωk und das folgende, verarbeitete Signal zu erhalten: y(k) = x(k)·exp(iθ(k)), solange θ(k) eine akkurate Schätzung von –Ωk ist, wird y(k) einer akkuraten Schätzung des ausgesendeten Originalssignals t(k) sein.
4 stellt ein Trägerfrequenzversatz Kompensationssystem für Systeme mit einer klassischen Modulation dar. Hier nehmen wir eine konventionelle Modulation, z. B. eines Sequenz von Symbolen x(k) mit der Periode Tk an, welche direkt ausgesendet und empfangen worden ist, ohne die Benutzung der Spreizspektrum Modulation. Eine effiziente Technik zur Kompensation der Phasenrotation in konventionellen Modulationssystemen, ist die Benutzung eines digitalen Phase locked Loops (PLL), welcher aus einem Fehlersignalgenerator 12, einem Schleifenfilter 13 und einem Phasenrotator 11 besteht. Der Fehlersignalgenerator 12 produziert ein Fehlersignal e(k), welches proportional zu der Differenz zwischen der vorliegenden Phasen und der exakten sein soll, e(k) ≈ Ωk – θ(k) durch die Filterung des Fehlersignals e(k) durch den Schleifenfilter 13 produziert der PLL eine neue Phasenschätzung θ(k + 1), welche mit Ω(k + 1) verglichen wird. Schrittweise konvertiert das Signal θ(k) zu dem Signal Ωk. Dadurch ist es der digitalen PLL möglich die Phasenrotation nachzuführen. Das Fehlersignal kann direkt aus dem Ausgangssignal y(k) des Phase Rotator 11 abgeleitet werden (siehe 4).
Nichtsdestotrotz wird eine höhere Ausbeute durch den so genannte ”decision-directed” Phase locked Loop erzielt, wie dieser in 5 dargestellt ist. In diesem Beispiel ist das Fehlersignal begründet auf einer Symbolentscheidung. Dafür werden der Ausgangssignal der y(k) und c(k) des Phasenrotators 11 und des Detektors 8 in den Fehlersignalgenerator 12 eingespeist, welcher das Phasenfehlersignal e(n) erzeugt.
Das Standardverfahren um Frequenzfehlern zu begegnen, ist es einen Schleifenfilter 13 zweiten Grades zu benutzen, welcher einen Integrator besitzt, welcher es erlaubt, eine lineare Abweichungen nachzuvollziehen. Ein Beispiel für einen Schleifenfilter zweiter Ordnung ist als Implementation in der 6 dargestellt. Nach einer Konvergenzzeit wird der Schleifenfilter zweiter Ordnung auf dem eingehenden Trägersignalversatz ohne statischen Fehler einrasten. Der Integratorzweig des Schleifenfilters, welcher das Signal ψ(k) bildet, konvertiert zu dem typischen Wert der Differenz zwischen zwei aufeinander folgenden Phasen, so wie z. B. ψ(k) konvertiert zu den Ω.
7 stellt ein Beispiel für eine digitale Phase locked Loop zur direkten Frequenzmodulation dar. Wie vorher bereits beschrieben werden von direkten Sequenzmodulationssystemgruppen von Daten auf Gruppen von Chips gemapped, welche gemeinsam in einem Korrelator 7 zwischen dem Phasenrotator 11 und dem Detektor 8 decodiert werden sollen. Dieses kann durch die Benutzung einer klassischen durch eine PLL gesteuerte Entscheidung für digitale Signalverarbeitungssysteme erreicht werden. Der Zweck ist dabei, dass der Korrelator 7 eine zusätzliche Verzögerungen in den Regelkreislauf einbringt. Jedoch je mehr Verzögerung in den PLL Kreis eingeführt werden, desto schlechter seiner Leistungsfähigkeit und insbesondere die Fähigkeit schnell zu konvergieren. Viele Tests haben gezeigt, dass die klassische Lösung wie sie in 7 dargestellt ist nicht für die Konvergenz größerer Trägerfrequenzversatzwerte, wie sie in dem Standard 802.11b vorgesehen sind geeignet ist (etwa 50 ppm).
In MENGALI, U.; D’ANDREA, A. N.: Synchronization for Digital Receivers, New York, London: Plenum Press, 1997, S 1–8, 100–105 und 201–206, ISBN: 0-306-45725-3 ist ein Empfänger zum Empfangen und Dekodieren eines Eingangssignals offenbart, der folgende Merkmale aufweist: Ein signalangepasstes Filter zur Verarbeitung des Eingangssignals, einen Phasenrotator zur Rotation der Phase des gefilterten Eingangssignals basierend auf einem gefilterten Phasenfehlersignal zur Kompensation eines Trägerfrequenzversatzes Ω des rotierten Eingangsignals; einen Detektor zum Empfang des rotierten Eingangssignals und zum Vornehmen einer Entscheidung über die Symbole, einen Fehlersignalgenerator zur Herstellung eines Phasenfehlersignals, welches von dem Trägerfrequenzversatz des Eingangssignals abhängt, und ein Schleifenfilter zur Filterung des Phasenfehlersignals und zur Einspeisung des gefilterten Phasenfehlersignals in den Phasenrotator.
Offenbarung der Erfindung
Es ist Zweck der Erfindung einen Spreizspektrum Empfänger und ein Verfahren zur Schätzung des Trägerfrequenzversatzes Ω und der Kompensation der damit verbundenen Phasenrotation vorzustellen, zur Sicherstellung der akkuraten Korrelation und Detektion in einem Spreizspektrum Empfänger.
Dieses Merkmal wird durch die Vorgabe eines Spreizspektrumempfängers und eines Trägerfrequenz Versatzkompensationsverfahren erfüllt, wie sie in den unabhängigen Ansprüchen beschrieben sind.
Ein Empfänger nach der vorliegenden Erfindung erlaubt die Konstruktion eines effizienten Trägerversatzkompensator für ein Spreizspektrum WLAN-System (nach dem 802.11b Standard).
Der Empfänger erreicht eine gute Leistungsfähigkeit. Zum Beispiel ist der Verlust in der Paket Fehlerrate (PER) gegenüber dem Signal zu Rauschverhältnis (SNR), welches durch Trägerversatzkompensation verursacht wird, kleiner als 0,1 dB für einen Versatz von 50 ppm.
Kurze Beschreibung der Zeichnung
Eine bevorzugte Ausführungsform des Empfängers nach der vorliegenden Erfindung wird nun mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
1 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm eines typischen Spreizspektrum Senders;
2 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm eines typischen Spreizspektrum Empfängers;
3 ist ein Beispiel für ein konventionelles System zur Kompensation des Trägerfrequenzversatzes;
4 ist ein Beispiel für eine Non-decision gerichtete Phase locked loop;
5 ist ein Beispiel für eine Decision Phase Locked Loop
6 ist ein Blockdiagramm eines PLL Filters zweiter Ordnung;
7 ist ein Beispiel eines klassischen Decision directed PLL für DS Modulation;
8, ist ein Blockdiagramm für eine grundlegende Schaltung des Trägerversatzkompensationssystems für DS Modulation;
9 ist ein Blockdiagramm eine Trägerversatzkompensationssystem für DS Modulationen nach dieser Erfindung.
Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform
Gemäß der Erfindung wird eine Lösung vorgeschlagen, welche auf einem Phase Locked Loop (phasenstarrer Regelkreis) basiert, der auf die Symbol Decision abgestellt ist, und einem Trägerversatz Prekompensationsblock, wie er in 8 und 9 dargestellt ist.
Der verbesserte Empfänger weist im Wesentlichen die gleichen Funktionsblöcke, mit Bezug auf 8, wie ein konventioneller Empfänger auf, welcher in 7. dargestellt ist. Als erste Verbesserung zur Steigerung der Konvergenzeigenschaft des Regelkreises nach dieser Erfindung wird der Phasenrotator 11 hinter dem Korrelatorblock 7 eingefügt, so dass die empfangenen Signale r(k) den Korrelator 7 durchlaufen, bevor sie auf den Phasenrotator 11 treffen, um so die Verzögerungen in dem Regelkreis zu reduzieren.
Entsprechend wird das korrelierte Signal y(n) auf ein rotierendes Signal angewandt, so dass eine gewisse „Vorspannung” am Ausgang des Korrelators eingeführt wird, welche die Leistungsfähigkeit der Schaltung vermindern kann. Um diese Vorspannung auf einen vernachlässigbaren Wert zu reduzieren wird der Zusatz eines neuen Funktionsblocks vorgeschlagen, welcher Phasenprekompensationsblock heißt.
Wie in 9 dargestellt ist, weist der Phasenprekompensationsblock einen Phasenprekompensationsschätzer 14 auf, einen Prekondensationssignalgenerator und einen Prekompensationsphasenrotator 16.
Der Prekompensationsschätzer 14 ist mit dem Integratorausgang ψ(n) des Regelkreisfilters 13 verbunden, und liefert einen Schätzwert ϕ für den Trägerfrequenzversatz Ω. Der Prekondensationssignalgenerator 15 ist mit dem Ausgang des Prekompensationsschätzers 14 verbunden und generiert ein Prekompensationsphasensignal ϕ·k basierend auf dem Schätzwert ϕ. Der Prekompensationphasenrotator 16 empfängt ein Empfangssignal x(k) und wendet auf das Empfangssignal x(k) eine Phasenrotation an, basierend auf dem Prekompensationsphasensignal ϕ·k, um den Trägerfrequenzversatz Ω, welcher in dem Empfangssignal x(k) enthalten, ist grob zu kompensieren.
Das Prinzip der Prekompensation ist es, einen geschätzten Wert ϕ für den Trägerversatzparameter Ω zu erhalten, um so systematisch den Großteil des Versatzes zu kompensieren und dem Regelkreis die Kompensation des verbliebenen Versatzes zu überlassen. r(k) = x(k)·exp(–iϕk)
Daher ist die Rotation des Signals r(k) an dem Eingang des Korrelator 7 sehr langsam und produziert eine nachvernachlässigbare Vorspannung.
Eine Schätzung von Ω kann aus einer Vielzahl von Verfahren erlangt werden. In der bevorzugten Ausführungsform wird vorgeschlagen, eine Schätzung für Ω aus dem Schleifenfilter 13 zweiter Ordnung abzuleiten. Mit Bezug auf 6 wurde bereits erklärt, dass das Signal ψ(k) in dem Integratorzweig des Schleifenfilters 13 nach Ω konvergiert.
Deshalb wird folgendes Verfahren vorgeschlagen. Zu Beginn des Empfangs wird das in 8 dargestellte Modulationssystem angewendet. Zu einem vorgegebenen Zeitpunkt Tp, welcher so gewählt wird, dass der Regelkreis grob konvergiert, wird der Wert des Signals ψ(Tp) in den Wert ϕ, gespeichert. Dann wird die Prekompensation, wie in 9 dargestellt ist, angewendet.
Zu dem Zeitpunkt, wenn die Prekompensation zur Vereinfachung der Arbeit des Regelkreises einsetzt, wird das Signal ψ(k), welches in dem Regelkreis gespeichert wird, zu Null gesetzt. Dazu generiert der Prekompensationsschätzer 14 ein Rücksetzsignal, welches an dem Reseteingang des Schleifenfilters 13 eingespeist wird, um so den Wert ψ(n) zu Null zu setzen.
Bezugszeichenliste

1: Symbolmappingblock
2: Codeauswahlblock
3: Signalformungsblock
4: HF Sendeblock
5: HF Empfangsblock
6: Filterblock
7: Korrelator
8: Detektor
9: Demappingblock
10: Phasenrotationsschätzer
11: Phasenrotator
12: Fehlersignalgenerator
13: Schleifenfilter (Loop Filter)
14: Prekompensationsschätzer
15: Prekompensationssignalgenerator
16: Prekompensationsphasenrotator

Claims

Spreizspektrum (Spread Spektrum) Empfänger zum Empfangen und Dekodieren eines Eingangssignals x(k) bestehend aus einer Folge von Chips, wobei der Empfänger aufweist: – einen Prekompensationsphasenrotator (16), dem das Eingangssignal x(k) zugeführt wird, und der auf das Empfangssignal x(k) eine Phasenrotation basierend auf einem Prekompensationsphasensignal ϕ·k anwendet, um einen Trägerfrequenzversatz Ω des Eingangssignals x(k) grob zu kompensieren, wobei der Prekompensationsphasenrotator (16) an seinem Ausgang ein prekompensiertes Eingangssignal r(k) bereitstellt, – einen Korrelator (7), der mit dem Ausgang des Prekompensationsphasenrotators (16) verbunden ist, zur Verarbeitung des prekompensierten Eingangssignals r(k), wobei der Korrelator (7) an seinem Ausgang ein Signal y(n) liefert, welches aus einer Folge von Symbolen besteht; – einen Phasenrotator (11), welcher mit dem Ausgang des Korrelators (7) verbunden ist, zur Rotation der Phase des Signals y(n) basierend auf einem gefilterten Phasenfehlersignal θ(n) zur Kompensation eines Trägerfrequenzversatzes, welcher in dem prekompensierten Eingangssignal r(k) enthalten ist, wobei der Phasenrotator (11) an seinem Ausgang ein rotiertes Signal z(n) bereitstellt; – einen Detektor (8), welcher mit einem Ausgang des Phasenrotators (11) verbunden ist, zum Empfang des rotierten Signals z(n) und zum Vornehmen einer Entscheidung über die Symbole und zur Lieferung eines Ausgangssignals c(n), welches anschließend zu einer Sequenz von Symbolen überführt werden kann, – einen Fehlersignalgenerator (12), welcher mit dem Ausgang des Phasenrotators (11) und dem Ausgang des Detektors (8) verbunden ist, zur Herstellung eines Phasenfehlersignals e(n), welches von dem Trägerfrequenzversatz des prekompensierten Eingangssignals r(k) abhängt, – ein Schleifenfilter (13), welches mit dem Ausgang des Fehlersignalgenerators (12) verbunden ist, zur Filterung des Phasenfehlersignals e(n), und zur Erzeugung des gefilterten Phasenfehlersignals θ(n) und eines integrierten Ausgangssignals ψ(n), und zur Einspeisung des gefilterten Phasenfehlersignals θ(n) in den Phasenrotator (11) und des integrierten Ausgangssignals ψ(n) in einen Prekompensationsschätzer (14), wobei der Prekompensationsschätzer (14) an seinem Ausgang einen Schätzwert ϕ für den Trägerfrequenzversatz Ω des Eingangssignals x(k) liefert, und – einen Prekompensationssignalgenerator (15), der mit dem Ausgang des Prekompensationsschätzers (14) verbunden ist und das Prekompensationsphasensignal basierend auf dem Schätzwert ϕ generiert.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Schleifenfilter (13) einen Rückstelleingang zum Rückstellen des Wertes ψ(n) auf Null aufweist.
Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Prekompensationsschätzer (14) einen Rückstellausgang aufweist, welcher mit dem Rückstelleingang des Schleifenfilters (13) verbunden ist.
Verfahren für eine Trägerfrequenzversatzkampensation in einem Spreizspektrum Empfänger zum Empfangen und Dekodieren eines Eingangssignals x(k) bestehend aus einer Sequenz von Chips, wobei das Verfahren folgende Schritte umfasst: – Anlegen des Eingangssignals x(k) an einen Prekompensationsphasenrotator (16), welcher das Eingangssignal x(k) empfängt und eine Phasendrehung auf das Empfangssignal x(k), basierend auf einem Prekompensationsphasensignal ϕ·k zum Zweck der groben Kompensation des Trägerfrequenzversatzes Ω, welcher in den Empfangssignal x(k) enthalten ist, anwendet, wobei der Prekompensationsphasenrotator (16) an seinem Ausgang ein prekompensiertes Eingangssignal r(k) bereitstellt, – Anlegen des prekompensierten Eingangssignals r(k) an einen Korrelator (7), welcher das prekompensierte Eingangssignal verarbeitet und ein Ausgangssignal y(n) liefert, welches aus einer Folge von Symbolen besteht; – Anlegen des Signals y(n) an einen Phasenrotator (11), welcher die Phase des Signals y(n) basierend auf einem gefilterten Phasenfehlersignal θ(n) rotiert, um einen Trägerfrequenzversatz, welcher in dem prekompensierten Eingangssignal r(k) enthalten ist, zu kompensieren, und ein rotiertes Signal z(n) bereitstellt; – Anlegen des rotierten Ausgangssignals z(n) des Phasenrotators (11) an einen Detektor (8), welcher eine Entscheidung über die Symbole ausführt und ein Ausgangssignal c(n) liefert, welches anschließend zu einer Folge von Bits überführt wird, – Anlegen der Ausgangssignale z(n) und c(n) des Phasenrotators (11) und des Detektors (8) an einen Fehlersignalgenerator (12), welcher ein Phasenfehlersignal e(n) erzeugt, welches von dem Trägerfrequenzversatz des prekompensierten Eingangssignals r(k) abhängt; und – Anlegen des Phasenfehlersignals e(n) an ein Schleifenfilter (13), welches das Phasenfehlersignal e(n) filtert und ein gefiltertes Phasenfehlersignal θ(n) und ein integriertes Ausgangssignal ψ(n) liefert, – Anlegen des gefilterten Phasenfehlersignals θ(n) an den Phasenrotator (11), – Anlegen des integrierten Ausgangssignals ψ(n) an einen Prekompensationsschätzer (14), der an seinen Ausgang einen Schätzwert ϕ für den Trägerfrequenzversatz Ω des Eingangssignals x(k) liefert, und – Anlegen des Schätzwertes ϕ an einen Prekompensationssignalgenerator (15), der das Prekompensationsphasensignal ϕ·k basierend auf dem Schätzwert ϕ generiert.
Verfahren nach Anspruch 4, gekennzeichnet dadurch, dass zu dem Zeitpunkt, an dem die Phasenprekompensation begonnen hat, ein Rückstellsignal in dem Prekompensationsschätzer (14) erzeugt und auf den Schleifenfilter (13) angewandt wird, um den Wert ψ(n) zurückzustellen.