DE102005001138A1

DE102005001138A1 - Snubber-Schaltung

Info

Publication number: DE102005001138A1
Application number: DE200510001138
Authority: DE
Inventors: B. Mark Hirst
Original assignee: Hewlett Packard Development Co LP
Current assignee: Hewlett Packard Development Co LP
Priority date: 2004-01-23
Filing date: 2005-01-10
Publication date: 2005-08-18
Also published as: JP2005210891A; GB2410385A; GB0501205D0; GB2410385B; TW200525849A; CN1645732A

Abstract

Eine Snubber-Schaltung weist eine erste Energiespeichervorrichtung und eine Schaltungsanordnung auf, die mit der ersten Energiespeichervorrichtung gekoppelt ist, um ein Aufnehmen von Energie einer Schaltschaltung durch die erste Energiespeichervorrichtung zu ermöglichen. Die Snubber-Schaltung weist ferner eine zweite Energiespeichervorrichtung auf, die mit der ersten Energiespeichervorrichtung gekoppelt ist, um die aufgenommene Energie zu speichern. Die Schaltungsanordnung ermöglicht zusätzlich ein Rücksetzen der ersten Energiespeichervorrichtung.

Description

Wechselstromschaltungen (AC-Schaltungen; AC = Alternating Current), die eine induktive Belastung aufweisen, enthalten eine gespeicherte Energie, die, wenn die Schaltung ausgeschaltet ist, dissipiert werden muss. Falls diese gespeicherte Energie bei dem Entwurf der Schaltung nicht berücksichtigt ist, könnte das Ergebnis eine Anzahl von unerwünschten Wirkungen an der Schaltung und/oder der Umgebung der Schaltung sein.
Eine unerwünschte Wirkung an der Schaltung kann der Aufbau von Wärme bei einer Schaltung sein. Zum Beispiel kann sich eine Schaltungsanordnung, die bei einer Schaltvorrichtung verwendet wird, erwärmen. Dies kann darin resultieren, dass ein Entwickler eine Wärmesenke für eine Schaltvorrichtung einschließen muss. Die Hinzufügung einer Wärmesenke kann einem Entwurf Kosten hinzufügen.
Eine andere unerwünschte Wirkung an einer Schaltung mit einer gespeicherten induktiven Energie besteht darin, dass das Ausschalten der Schaltung in großen Entladungstransienten resultieren könnte, die durch den gesamten Rest der Schaltung dissipiert werden. Diese großen Entladungstransienten können eine Beschädigung an anderen Schaltungselementen bewirken, die die Energie der Entladungstransienten absorbieren.
Noch eine andere unerwünschte Wirkung können Hochfrequenzemissionen (HF-Emissionen) über einem erwünschten Pegel sein. Verschiedene Rechtssprechungen klassifizieren Vorrichtungen und begrenzen die Typen von Vorrichtungen, die verkauft werden können. In den Vereinigten Staaten z. B. zertifiziert die FCC Vorrichtungen als „Klasse A" oder „Klasse B" abhängig von der Menge an HF-Energie, die die Vorrichtung emittiert. „Klasse-B"-Vorrichtungen sind für einen privaten Gebrauch genehmigt, während „Klasse-A"-Vorrichtungen auf einen Bürogebrauch begrenzt sind.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung, ein Bilderzeugungssystem, eine Snubber-Schaltung und ein Verfahren zum Liefern von Leistung zu einer ersten Schaltung mit verbesserten Charakteristika zu schaffen.

Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung gemäß Anspruch 1, ein System gemäß Anspruch 21, eine Schaltung gemäß Anspruch 31 und Anspruch 43 und ein Verfahren gemäß Anspruch 39 gelöst.

Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden durch exemplarische Ausführungsbeispiele, aber keine Beschränkungen, beschrieben, die in den zugehörigen Zeichnungen dargestellt sind, bei denen gleiche Bezugszeichen ähnliche Elemente bezeichnen.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1 einen AC-MOSFET-Schalter, der antiparallele Dioden umfasst, gemäß einem Ausführungsbeispiel;
2 einen genaueren Blick auf einen AC-MOSFET-Schalter, der intrinsische parasitäre Dioden der MOSFETs umfasst, gemäß einem Ausführungsbeispiel;
3 einen Strom, der zu einer Last geliefert wird, wenn ein Ausführungsbeispiel des AC-MOSFET-Schalters verwendet wird, um einen Strom zu steuern;
4A bis 4C ein Leistungsfilter und Wirkungen desselben auf den Strom, der durch eine Last gezogen wird, die durch einen AC-MOSFET-Schalter getrieben ist, gemäß einem Ausführungsbeispiel;
5 einen AC-MOSFET-Schalterentwurf, der eine Snubbing-Vorrichtung umfasst, gemäß einem Ausführungsbeispiel;
6 eine einzige IC-Vorrichtung, die zwei NMOS-Typ-MOSFET-Vorrichtungen eines AC-MOSFET-Schalters enthält, gemäß einem Ausführungsbeispiel;
7 eine Bilderzeugungsvorrichtung, die zu einem Häusen einer Vorrichtung geeignet ist, die eine Snubber-Schaltung verwendet, gemäß einem Ausführungsbeispiel;
8 eine Fixiererleistungssteuerschaltung, die einen AC-MOSFET-Schalter verwendet, der einen regenerativen Snubber umfasst, gemäß einem Ausführungsbeispiel;
9 eine kombinierte Snubber- und Vorspannungsschaltungsanordnung gemäß einem Ausführungsbeispiel;
10 eine kombinierte Snubber- und Vorspannungsschaltungsanordnung gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel;
11 eine kombinierte Snubber- und Vorspannungsschaltung gemäß noch einem anderen Ausführungsbeispiel;
12 einen regenerativen Snubber gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel;
13 einen regenerativen Snubber mit einer zusätzlichen DC-Vorspannung gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel; und
14 einen regenerativen Snubber in Verwendung mit einem DC-DC-Wandler gemäß einem Ausführungsbeispiel.
Obwohl hierin spezifische Ausführungsbeispiele dargestellt und beschrieben werden, ist Durchschnittsfachleuten auf dem Gebiet klar, dass eine breite Vielfalt von anderen und/oder äquivalenten Implementierungen die spezifischen gezeigten und beschriebenen Ausführungsbeispiele ersetzen kann, ohne von dem Schutzbereich der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Diese Anmeldung soll jegliche Adaptionen oder Variationen der hierin erörterten Ausführungsbeispiele abdecken. Deshalb ist es offenkundig beabsichtigt, dass diese Erfindung lediglich durch die Ansprüche begrenzt ist.
Die folgende Erörterung wird in dem Kontext von MOSFET-Vorrichtungen vorlegt. Es ist klar, dass die hierin beschriebenen Prinzipien für andere Transistorvorrichtungen gelten können.
Man nehme nun Bezug auf 1, in der ein AC-MOSFET-Schalter 110, der antiparallele Dioden 112, 114 umfasst, gemäß einem Ausführungsbeispiel dargestellt ist. Für die dargestellten MOSFETs 142, 144 sind die Sources der MOSFET-Vorrichtungen bei einer Verbindung 102 gekoppelt. Bei einem Ausführungsbeispiel sind die MOSFETs 142, 144 Leistungs-MOSFETs. Zusätzlich sind die Gates bei einer Verbindung 104 elektrisch gekoppelt. Diese Kopplungen sind vorgesehen, um den Betrieb der zwei MOSFETs 142, 144 als einem einzigen AC-MOSFET-Schalter zu ermöglichen. Durch ein Anlegen einer Gate-zu-Source-Spannung, V_GS, die größer als die Schwellenspannung, V_TH, ist, an die zwei MOSFETs 142, 144 leiten somit beide MOSFETs Strom 120.
In 1 sind ferner zwei Dioden 112, 114 dargestellt. Diese Dioden 112, 114, die parasitär oder explizit sein können, sind antiparallel zu den jeweiligen MOSFETs derselben. Wie es unten genauer beschrieben ist, können diese Dioden 112, 114 verwendet werden, um die intrinsischen antiparallelen Dioden der MOSFETs zu umgehen. Wie es dargestellt ist, sind somit die Anoden der Dioden 112, 114, mit den Sources der jeweiligen MOSFETs der Dioden gekoppelt und die Kathoden sind mit den jeweiligen Drains gekoppelt.
1 stellt ferner den AC-MOSFET-Schalter in Verwendung bei einem Steuern einer Leistung zu einer Last dar. Wie vorhergehend erwähnt, umfasst der AC-MOSFET-Schalter 110 zwei MOSFETs 142, 144. Der AC-MOSFET-Schalter 110 steuert einen Strom 120 durch eine Last 130. Dies kann durch eine Schaltsteuerschaltung 140 erzielt werden, die die Gate-Source-Spannungen für die zwei MOSFETs 142, 144 anlegt, die den AC-MOSFET-Schalter 110 bilden. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel liefert eine Ladungspumpenvorspannschaltung 150 Strom zu der Schaltsteuerschaltung 140 von einer Leitungsverbindung (L) 172 und einer Neutralverbindung (N) 174 der Wechselstromleistungsquelle.
2 stellt einen genaueren Blick auf einen AC-MOSFET-Schalter dar, der P-Typ-MOSFETs verwendet und intrinsische parasitäre Dioden 232, 234 der MOSFETs 242, 244 umfasst, gemäß einem Ausführungsbeispiel. Ferner sind antiparallele Dioden 212, 214 dargestellt, die verwendet werden können, um die intrinsischen antiparallelen Dioden 232, 234 der MOSFETs zu umgehen. Es ist anzumerken, dass die Sources beider MOSFETs 242, 244 miteinander gekoppelt sind 204. Zusätzlich sind die Gates beider MOSFETs 242, 244 miteinander gekoppelt 206. Wenn eine Spannung V_SG 280, die geringer als eine Schwellenspannung V_TH ist, angelegt ist, werden die MOSFETs 242, 244 „ausgeschaltet" und die internen, in Sperrrichtung gepolten PN-Übergänge werden im Wesentlichen verhindern, dass Strom durch die MOSFETs fließt.
Wenn eine Spannung V_SG 280, die größer als eine Schwellenspannung V_TH ist, an die gemeinsamen Sources und Gates der MOSFETs 242, 244 angelegt ist, sind dieselben eingeschaltet, um den Stromfluss durch den AC-MOSFET-Schalter zu ermöglichen. Es ist anzumerken, dass Strom in dem MOSFET 242 oder 244 abhängig von der Polarität der Wechselstromspannungsquelle in die Rückwärtsrichtung fließt. Das heißt in die Rückwärtsrichtung, wie dieselbe normalerweise bei Gleichstromschaltungen verwendet wird, d. h. vom Drain zu der Source bei einem N-Typ-MOSFET oder von der Source zu dem Drain bei einem P-Typ-MOSFET. Der Rückwärtsstromfluss bewirkt kein Problem, da der MOSFET-Transistor wirklich eine bidirektionale Vorrichtung ist, d. h. Strom kann von dem Drain zu der Source oder von der Source zu dem Drain fließen, wenn einmal die ordnungsgemäße Gatespannung angelegt ist und sich der leitfähige Kanal bildet. Normalerweise schaltet sich während einer umkehrten Polarität über die Source/das Drain eines MOSFET ein interner PN-Übergang, der durch die parasitären Dioden 234 und 232 in 2 dargestellt ist, schließlich ein, was ermöglicht, dass ein Strom 271 fließt. Es ist anzumerken, dass die parasitären Dioden 234 und 232 nicht von dem MOSFET 244 und 242 getrennt sind; die parasitäre Diode 234 z. B. ist ein PN-Übergang, der ein Teil der Struktur des Transistors 244 ist. Wenn die Gatespannung einmal entfernt ist, leitet die parasitäre Diode während eines Rückwärtsstromflusses, was einen einzigen MOSFET für die Steuerung eines Wechselstroms 271, 273 ungeeignet macht. Die Konfiguration einer gemeinsamen Source des MOSFET 242 und 244 von 2 resultiert in einer der parasitären Dioden in einem in Sperrrichtung gepolten Zustand, was im Wesentlichen einen Stromfluss durch die parasitären Dioden 232, 234 verhindert, wenn sich die MOSFETs entweder in dem leitenden oder dem nichtleitenden Zustand befinden.
Unter erneuter Bezugnahme auf 1 werden die Schaltsteuerschaltung 140 und die Ladungspumpenschaltungsanordnung 150 verwendet, um eine Steuerung für die Anlegung der Spannung an die Gates der MOSFETs 142, 144 zu liefern. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel kann die Schaltsteuerschaltung 140 eine extern gesteuerte Pulsbreitenmodulationsschaltung sein. Bei dem dargestellten Ausführungsbei spiel verwendet die Ladungspumpe 150 die Wechselstromleitung, um die Pulsbreitenmodulationsschaltungsanordnung mit Leistung zu versorgen. Zusätzlich kann die Frequenz des modulierten Steuersignals festgelegt sein, während der Belastungszyklus der Modulation, wie unten beschrieben, verwendet wird, um die Leistung zu bestimmen, die zu der Last 130 geliefert werden soll. Bei einem alternativen Ausführungsbeispiel können das Gate und die Source des AC-MOSFET durch eine Schaltung getrieben sein, die eine minimale Leitungszeit verbunden mit einer variablen Frequenz aufweist, um die Leistung zu bestimmen, die zu der Last 130 geliefert wird.
3 stellt einen Strom dar, der zu einer Last geliefert wird, wenn ein Ausführungsbeispiel des AC-MOSFET-Schalters verwendet wird, um einen Strom zu steuern. Wie es z. B. oben mit Bezug auf 1 erläutert ist, kann die Schaltsteuerschaltung 140 eine Pulsbreitenmodulationsschaltung sein. In einem derartigen Fall kann die Leistung, die zu der Last 130 geliefert wird, durch ein Verändern des Belastungszyklus des Pulssteuersignals gesteuert werden. 3 stellt eine exemplarische Eingangsspannung 310 von der Leitung und Neutral dar. In den dunkel schattierten Regionen 320 sind ferner Perioden dargestellt, in denen der AC-MOSFET-Schalter 110 eingeschaltet ist, um zu ermöglichen, dass Strom durch die Last 130 fließt. Die Spannung 310 und der Strom 320 sind normiert, so dass dieselben eine gemeinsame Hüllkurve gemeinschaftlich verwenden. Somit resultiert bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel ein 50%-Belastungszyklussignal, das die Gate-zu-Source-Spannung treibt, in einer wirksamen Leistung von der Hälfte der gesamten verfügbaren Leistung, die zu der Last geliefert wird. Durch ein Verwenden einer Pulsbreitenmodulationstechnik kann der Leistungspegel, der zu der Last geliefert wird, durch ein Steuern der Breite der Pulse eingestellt werden, die durch die Pulsbreitenmodulation der Schaltsteuerschaltung erzeugt werden. Die Gleichung, die die Leistungsübertragung zu der Last beherrscht, lautet:
wobei V_rms die effektive (rms = Root Mean Sqare) Spannung der Wechselstromleistungsquelle ist, R der Widerstandswert der Last ist und d das Belastungsverhältnis des Pulsbreitenmodulators ist, der den AC-MOSFET treibt. Durch eine Überprüfung dieser Gleichung ist die Leistung, die zu der Last übertragen wird, eine lineare Funktion des Belastungsverhältnisses des Pulsbreitenmodulators. Die Last liegt bei einer Leistung von Null, wenn das Belastungsverhältnis Null ist, und bei einer maximalen Leistung, wenn das Belastungsverhältnis 1 ist.
Bei einem alternativen Ausführungsbeispiel, bei dem das Gate und die Source des AC-MOSFET-Schalters durch eine Schaltung getrieben sind, die eine minimale Leitungszeit kombiniert mit einem Oszillator mit variabler Frequenz (VFO; VFO=Variable Frequency Oscillator) aufweist, ist die Leistung, die zu der Last 130 geliefert wird, bestimmt durch
wobei V die rms-Spannung der Wechselstromleistungsquelle ist, R der Widerstandswert der Last ist, f die Frequenz des VFO ist, der den AC-MOSFET treibt, und T_min die minimale zulässige Leitungszeit ist. Durch eine Überprüfung zeigt diese Gleichung, dass die Leistung, die zu der Last übertragen wird, eine lineare Funktion der Frequenz des VFO ist. Die Last liegt bei einer Leistung von Null, wenn die VFO-Frequenz 0 ist, und bei einer maximalen Leistung, wenn die Periode der Frequenz des VFO gleich oder kleiner als die minimale zulässige Leistungszeit T_min ist.
Die obigen Beispiele sind wirksam, um das Schalten des Wechselstroms bei relativ höheren Frequenzen zu ermögli chen. Es gibt Vorteile bei einem Schalten des Stroms bei relativ höheren Frequenzen. Schaltfrequenzen aus dem Audiobereich (z. B. größer als 20 kHz) können verwendet werden, um Humanfaktorprobleme zu reduzieren, die einem hörbaren Schaltrauschen zugeordnet sind. Ein anderer Vorteil eines Betriebs bei höheren Frequenzen kann eine Reduzierung bei Schalt- und Leitungsverlusten sein. Implementierungen, die bei erheblich niedrigeren Frequenzen wirksam sind, verbringen mehr Zeit in der linearen Betriebsregion. Ein Verbringen von mehr Zeit in der linearen Region während eines Schaltens kann erhebliche Mengen zusätzlicher Energie in der Form von Wärme dissipieren, wenn relativ langsame Übergänge durch diese lineare Region gemacht werden. Wegen der relativ niedrigen Spannungsabfälle, die dem offenbarten Schalten eines Wechselstroms zugeordnet sind, wird außerdem weniger Energie von dem Produkt des Stroms dissipiert, der über die Spannungsabfälle der Vorrichtungen fließt. Zusätzlich bringt die AC-MOSFET-Schaltschaltung oben keine erheblichen Oberschwingungen in den Wechselstrom ein. Dies kann Kosten reduzieren, die einem Filtern dieser Oberschwingungen zugeordnet sind, um internationale Ausführungserfordernisse einzuhalten.
4A stellt eine Eingangsschaltungsanordnung für einen AC-MOSFET-Schalter gemäß einem Ausführungsbeispiel dar. Es ist eine Filterstufe 410 dargestellt, um einen Hochfrequenzkurzschluss zu Masse für jegliche Transienten oder geleiteten Emissionen bereitzustellen, die über die Eingänge auftreten. Es ist ferner eine Filterstufe 420 dargestellt, um ein Glätten des Wechselstroms bereitzustellen, der durch die Last 430 gezogen wird. Die Wirkung dieses Filters besteht darin, den oberschwingungsreichen Strom zu glätten, der durch die pulsbreitenmodulierte oder VFOgetriebene Last gezogen wird, derart, dass die Leistungsquelle einen kontinuierlichen Stromfluss mit praktisch keinem Oberschwingungsstromanteil erfährt.
Bei dem Ausführungsbeispiel schaltet eine Schaltsteuerschaltung 450 den Strom 472, der zu der Last geliefert wird, wie es in 4B dargestellt ist. Während Zeiten eines Schaltens folgt der Strom 472 durch die Last 430 unter Annahme einer rein resistiven Last der bereitgestellten Leitungsspannung, d. h. derselbe ist gleichphasig. Wenn der Schalter ausgeschaltet ist, fällt der Strom, der zu der Last geliefert wird, auf Null 474 ab. Wie es zu sehen ist, gibt es somit dramatische Verschiebungen oder Schritte bei dem Strom, der durch die Last gezogen wird, wenn der Schalter ein- und ausschaltet. Diese Schrittveränderungen bei dem Strom stellen ungewollte Stromoberschwingungen dar, die an der Wechselstromleistungsquelle platziert sind und die Ausführungsbegrenzungen überschreiten können. Um dieses Problem zu lösen, ist die Filterstufe 420 zu der Schaltung hinzugefügt. 4C stellt den Strom dar, der von der Wechselstromleistungsquelle bei der Leitungs- und der Neutralverbindung durch die geschaltete Last als ein Ergebnis der Filterstufe 420 gezogen wird. Wenn der Schalter ausgeschaltet ist, glättet die Filterstufe 420 den Strom 476, der durch die Last 430 gezogen wird. In dem Fall, in dem der Schalter durch einen Pulsbreitenmodulator getrieben ist, kann der gesamte momentane Strom, der durch die Schaltung gezogen wird, die Summe des Grundstroms und des momentanen Werts des Wellenstroms bzw. Ripple-Stroms sein. Dieser momentane Strom kann ausgedrückt werden als
wobei f_c die Resonanzfrequenz der Filterstufe 420 ist, f_s die Schaltfrequenz des Pulsbreitenmodulators ist, f_o die Frequenz der Wechselstromleistungsquelle ist, d der Belastungszyklus des Pulsbreitenmodulators ist, V die Spitzenquellenspannung ist und R der Lastwiderstandswert 430 ist.
Unter einer direkten Untersuchung dieser Gleichung ist zu bemerken, dass, wenn die Schaltfrequenz des Pulsbreitenmodulators erhöht ist, sich der resultierende Wechselstromsignalverlauf bei der Leitungs- und der Neutralverbindung dramatisch glättet.
5 stellt einen AC-MOSFET-Schalterentwurf dar, der eine Snubbing-Vorrichtung 580 umfasst, gemäß einem Ausführungsbeispiel. Die Snubbing-Vorrichtung 580 wird zum Dissipieren von Energie verwendet, die in der Schaltung gespeichert ist. Eine gespeicherte Energie in einer Schaltung existiert aufgrund von verschiedenen Faktoren, die der Schaltung zugeordnet sind, wie beispielsweise: einer parasitären Induktivität, die der Verdrahtung zugeordnet ist, die den Wechselsignalstrom bereitstellt, einer parasitären Induktivität bei den Anschlussleitungen von Komponenten und eine Induktivität bei der Last selbst. Snubber-Entwürfe sind entworfen, um einen Abschnitt der gespeicherten Energie in einer Schaltung zu fangen, wenn die Schaltung ausgeschaltet ist. Diese Snubber-Entwürfe sind vorgesehen, um unter anderem die Resonanz der Schaltung zu reduzieren. Diese Snubber-Entwürfe sind jedoch nicht konstruiert, um all die Energie zu dissipieren; dieselben sind einfach entworfen, um genügend Energie zu dissipieren, um eine Resonanz und die resultierenden Resonanz-„Über"-Spannungen zu reduzieren, die andernfalls auftreten können.
Um all die Energie in der Schaltung zu dissipieren, kann ein erheblich größer proportionierter Kondensator 573 bei einem Entwurf eines Snubbers 580 verwendet werden. Es ist erwünscht, dass der Widerstandswert 577 näherungsweise mit dem Widerstandswert in der Last 530 übereinstimmt. Falls somit der Lastwiderstandswert näherungsweise 20 Ohm beträgt, dann sollte der Widerstandswert des Snubbers ausgewählt sein, um in etwa 20 Ohm zu betragen. Zusätzlich wurde die gespeicherte Induktivität 575 für eine typische Schaltung, die den AC-MOSFET-Schalter treibt, bei näherungsweise 100 Nanohenry gemessen. Bei einigen Snubber-Entwürfen kann ein Kondensator verwendet werden, der zum Fangen von in etwa 1/5 der Energie in der Lage ist, die in den induktiven parasitären Wirkungen gespeichert ist. Wie es erwähnt ist, wird diese Kondensatorgröße verwendet, um einfach eine Resonanz der Schaltung zu vermeiden. Die verbleibende Energie wird jedoch über eine Wärme in dem Schaltelement oder als Hochfrequenzemissionen (HF-Emissionen) dissipiert. Um diese Wärme oder HF-Emissionen zu vermeiden, kann eine größere Snubber-Schaltung verwendet werden.
Damit der Snubber im Wesentlichen die ganze gespeicherte Energie der Schaltung dissipiert, sollte die durch den Snubber dissipierte Energie gleich der aufgrund der Induktivität der Schaltung gespeicherten Energie sein. Somit ½ LI2 = ½ CV2, wobei I = V/R ½ L (V/R)2 = ½ CV2
Nach C auflösend findet man heraus, dass: C = L/R2
Somit ist der verwendete Kondensator direkt auf den Wert der parasitären Induktivität bezogen.
Ein Dissipieren von Wärme kann unerwünscht sein, da dasselbe in einer Beschädigung an der Schaltung resultieren kann. Eine Lösung für dies kann darin bestehen, eine Wärmesenke einzuschließen. Die Hinzufügung der Wärmesenke kann jedoch dem Entwurf Kosten hinzufügen. Zusätzlich kann eine Erzeugung von HF-Emissionen unerwünscht sein, da dasselbe in einer schlechten Klassifikation während HF-Zertifikationsvorgängen für die Vorrichtung resultieren kann, die den AC-MOSFET-Schalter enthält. Um vor HF-Emissionen zu schützen, kann eine Abschirmung für die HF-Emissionen vorgesehen sein. Wiederum kann jedoch die Hinzufügung einer Abschirmung dem Entwurf Kosten hinzufügen.
Somit ist bei einem Ausführungsbeispiel der Kondensator, der ein Teil des Snubbers ist, der in 5 dargestellt ist, entworfen, um im Wesentlichen die ganze gespeicherte Energie in der Schaltung zu fangen, die dem AC-MOSFET-Schalter zugeordnet ist. Auf diese Weise kann der Entwurf der HF-Abschirmung und der Entwurf jeglicher Wärmedissipationsvorrichtungen reduziert werden.
6 stellt eine einzige integrierte Schaltungsvorrichtung (IS-Vorrichtung) 600 dar, die zwei NMOS-Typ-MOSFET-Vorrichtungen eines AC-MOSFET-Schalters enthält, gemäß einem Ausführungsbeispiel. Bei einem alternativen Ausführungsbeispiel können zwei PMOS-Typ-MOSFET-Vorrichtungen bei dem Aufbau eines AC-MOSFET-Schalters verwendet werden. Man rufe sich ins Gedächtnis, dass die zwei Sources von den zwei MOSFETs bei dem AC-MOSFET-Schalter logisch miteinander gekoppelt sind. Durch ein Fertigen der zwei MOSFETs in einem einzigen Gehäuse bzw. Baustein auf einer IS können die zwei MOSFETs eine gemeinsame Sourceregion 610 auf der IS gemeinschaftlich verwenden. Bei dem Ausführungsbeispiel, das in 6 dargestellt ist, ist eine gemeinsame Sourceregion 610 in den Chip implantiert, der den AC-MOSFET-Schalter enthält. Das gemeinschaftliche Verwenden der gemeinsamen Sourceregion 610 kann die Verwendung einer einzigen Sourceanschlussleitung ermöglichen, die von dem Gehäuse ausgeht, das die zwei MOSFETs des AC-MOSFET-Schalters enthält. Dies kann wiederum in einem verringerten Leitungswiderstandswert aufgrund der Eliminierung einer Sourceanschlussleitung und der zugeordneten parasitären Drahtbondwirkungen der Sourceanschlussleitung resultieren, wie beispielsweise eines ohmischen Widerstandswerts von dem Chip zu einer Gehäuseanschlussleitung. Bei einem Ausführungsbeispiel kann z. B. die Eliminierung einer der Sourceanschlussleitungen die Impedanz um 70 Milliohm reduzieren, entsprechend der Impedanz, die einer der Anschlussleitungen zu dem AC-MOSFET-Schalter zugeordnet ist.
70 Milliohm kann ein wesentlicher Teil des gesamten Widerstandswerts sein, der dem AC-MOSFET-Schalter zugeordnet ist. Man nehme z. B. einen R_DSON von 100 Milliohm für jeden MOSFET in dem AC-MOSFET-Schalter an. Bei einem Widerstandswert von 70 Milliohm für jede Anschlussleitung für die Source und das Drain beträgt somit die gesamte Wegimpedanz über die Source und das Drain 240 Milliohm. Zwei diskrete Reihenvorrichtungen weisen einen wirksamen Widerstandswert durch den AC-MOSFET-Schalter von 480 Milliohm auf. Man rufe sich ins Gedächtnis, dass die externe Sourceanschlussleitung bei dem AC-MOSFET für die Anlegung einer Gatevorspannung und als ein Leitungsweg für bestimmte Typen von Snubber-Anwendungen während eines Ausschaltens des Schalters verwendet wird. Vom Entwurf her weist die externe Sourceverbindung 610 einen sehr niedrigen Stromfluss auf und bringt keinen Reihenwiderstandswert zu dem AC-MOSFET-Schalter ein, wenn der Schalter leitet. Diese Tatsache ermöglicht, dass der Leitungswiderstandswert des AC-MOSFET-Schalters um 140 Milliohm reduziert wird, oder eine Reduzierung eines wirksamen Widerstandswerts um 30% durch ein Verwenden einer gemeinsamen Sourceregion auf dem Chip des AC-MOSFET und die Eliminierung einer Anschlussleitung. Da die dissipierte Leistung direkt auf den Widerstandswert bezogen ist, resultiert dies in einer Reduzierung von 15 bei einem Leistungsverlust für das beschriebene Ausführungsbeispiel. Eine Fertigung des AC-MOSFET-Schalters auf einem einzigen Chip ermöglicht ferner, dass einer der Gateanschlüsse der diskreten Implementierung eliminiert wird. Das Ergebnis der gemeinsamen Sourceregion und des eliminierten Gateanschlusses ist eine Vier-Anschlussstift-Vorrichtung mit zwei Hochstrom-Drain-Verbindungen und zwei Gate- und Source-Verbindungen mit niedrigerem Strom. Ein Anschlussstift der Vier-Anschlussstift-Vorrichtung ist mit jedem der Gates der zwei MOSFETs gekoppelt. Ein anderer Anschlussstift ist mit der gemeinsamen Sourceregion gekoppelt und jeder der zwei verbleibenden Anschlussstifte ist mit einem unterschiedlichen der Drains gekoppelt.
Somit wurden Ausführungsbeispiele eines AC-MOSFET-Schalterentwurfs offenbart. Dieser Entwurf ermöglicht im Allgemeinen einen schnelleren Betrieb des AC-MOSFET-Schalters, um unter anderem einen Betrieb erheblich über dem Audiofrequenzspektrum (z. B. größer als 20 kHz) zu ermöglichen. Der AC-MOSFET-Schalterbetrieb verwendet im Allgemeinen höhere Frequenzen, was wiederum ermöglicht, dass die Vorrichtung in einem breiten Bereich einer Wechselstromleistungssteuerung verwendet wird, wobei so die Verwendung einer Gleichrichtung und die resultierende Bewirkung von Oberschwingungen zu der Leistungsleitung reduziert wird. Diese Vorteile reduzieren die Verwendung eines aufwendigen Filterns und ermöglichen einen besseren Betrieb in Umgebungen, die Personen enthalten, wie beispielsweise die Heim- oder Büroumgebung. Die Entwürfe können ferner einen einzigen IS-Entwurf des AC-MOSFET-Schalters bei vielen Anwendungen ermöglichen. Dies kann die Anzahl von Anschlüssen reduzieren, wobei so ein Verlust aufgrund eines Anschlussleitungswiderstandswerts reduziert wird.
Während verschiedene Schaltungselemente dargestellt sind, ist Fachleuten auf dem Gebiet ersichtlich, dass äquivalente Schaltungselemente verwendet werden können, ohne die Wesensart des offenbarten Ausführungsbeispiels zu ändern. Anstelle eines einzigen Vorspannungskondensators können z. B. mehrere parallele Kondensatoren verwendet werden, um eine erwünschte wirksame Kapazität zu erhalten. Der Ausdruck „Kondensator", wie derselbe hierin (in der Beschreibung und in den Ansprüchen) verwendet wird, umfasst die allgemeine Bedeutung desselben, wie es Durchschnittsfachleuten auf dem Gebiet ersichtlich ist, d. h. eine elektronische Vorrichtung mit der Fähigkeit zum Speichern einer Ladung, sowie andere Vorrichtungen oder eine Kombination von Vorrichtungen, die konfiguriert sind, um die Fähigkeit zu liefern Ladungen zu speichern.
Die Vorspannungsschaltungsanordnung, die verwendet wird, um eine Steuerschaltungsanordnung des AC-MOSFET-Schalters zu treiben, kann mit der Snubber-Schaltungsanordnung kombiniert sein. Durch ein Kombinieren der Vorspannungsschaltungsanordnung mit der Snubber-Schaltungsanordnung kann eine Leistung, die eventuell andernfalls in der Snubber-Schaltungsanordnung verschwendet wird, verwendet werden, um die Steuerschaltungsanordnung zu treiben.
7 stellt ein Bilderzeugungssystem 700 dar, das zum Häusen einer Vorrichtung geeignet ist, die eine Snubber-Schaltung verwendet, gemäß einem Ausführungsbeispiel. Wie es dargestellt ist, umfasst für das Ausführungsbeispiel das Bilderzeugungssystem 700 einen Prozessor/eine Steuerung 702, einen Speicher 704, eine Bilderzeugungsmaschine 706 und eine Kommunikationsschnittstelle 708, die miteinander über einen Bus 710 gekoppelt sind. Die Bilderzeugungsmaschine 706 weist ein Fixieruntersystem bzw. Fixierteilsystem 720 zum Fixieren von Toner auf Papier auf. Zusätzlich zu dem Fixieruntersystem kann das Bilderzeugungssystem andere induktive Heizelemente oder Induktionsmotoren aufweisen. Die Bilderzeugungsmaschine 706 ist denselben ähnlich, die in vielen Bilderzeugungssystemen zu finden sind, wie beispielsweise denselben, die von Hewlett-Packard Corp. aus Palo Alto, CA erhältlich sind. Das Fixieruntersystem 720 ist durch die Schnittstelle 730 mit einer Wechselstromleistungsquelle verbunden. Das Fixieruntersystem 720 kann eine Snubber-Schaltung verwenden, wie dieselbe durch die vorliegende Offenbarung beschrieben ist.
Der Prozessor 702 kann in Verbindung mit anderen Abschnitten des Bilderzeugungssystems 700 verschiedene Steuerfunktionen des Fixieruntersystems 720 durchführen. Bei einem Ausführungsbeispiel steuert z. B. der Prozessor 702 eine Leistungsverwaltung des Fixieruntersystems 720, um das Fixieruntersystem intelligent abzuschalten, wenn der Fixierer nicht in Verwendung ist. Im übrigen stellen der Prozessor 702, der Speicher 704, die Bilderzeugungsmaschine 706, die Kommunikationsschnittstellen 708 und der Bus 710 einen breiten Bereich derartiger Elemente dar.
8 stellt eine Fixiererleistungssteuerschaltung dar, die einen AC-MOSFET-Schalter 840 verwendet, der einen regenerativen Snubber 810 umfasst, gemäß einem Ausführungsbeispiel. Eine Steuerschaltung 820, wie beispielsweise ein linearer analoger Pulsbreitenmodulator (PWM; PWM = pulse width modulator), steuert eine Leistung, die durch einen AC-MOSFET-Schalter 840 zu einem Fixierheizelement 830 geliefert wird. Wenn die Steuerschaltung 820 den AC-MOSFET-Schalter 840 ausschaltet, wird Strom durch den regenerativen Snubber 810 umgeleitet. Der regenerative Snubber 810 enthält eine Schaltungsanordnung, um eine Vorspannungsspannung 825 zu erzeugen. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist somit die Steuerschaltung 820 über den regenerativen Snubber 810 vorgespannt.
Somit kann ein erheblicher Teil der Energie, der andernfalls als Wärme bei einem verlustreichen Snubber dissipiert würde, z. B. einem Widerstands- und Kondensator-Snubber, „wieder gefangen" und verwendet werden. Wie es in 8 dargestellt ist, kann die Energie verwendet werden, um die Steuerschaltung 820 vorzuspannen. Mit anderen Worten können die Snubber- und die Vorspannungsschaltungsanordnung in eine einzige Schaltung kombiniert werden. Abhängig von dem Entwurf des Snubbers und der Vorspannung, die von dem Snubber verfügbar ist, könnten zusätzlich andere Elemente in einem System über die Snubber-Schaltungsanordnung mit Leistung versorgt werden. Zum Beispiel könnte bei einer Vorrichtung, die eine große Menge an Wärme dissipiert und einen Kühllüfter erfordert, der Kühllüfter zusätzlich oder anstelle der Steuerschaltung durch den regenerativen Snubber mit Leistung versorgt werden.
9 stellt einen regenerativen Snubber gemäß einem Ausführungsbeispiel dar. MOSFETs Q1 942 und Q2 940 und die entsprechenden expliziten antiparallelen Transistordioden 928, 918 bilden einen AC-MOSFET-Schalter, wie es vorhergehend beschrieben ist. Wenn der Strom i 990 wie dargestellt fließt und Q1 942 und Q2 940 ausgeschaltet sind, z. B. die Schaltung in einen Ausschaltzustand eintritt, wird der Strom durch eine Energiespeichervorrichtung C₁ 910 und eine Auffangschaltungsanordnung R₁ 912 und d₂ 914 umgeleitet. Diese Umleitung bewirkt, dass sich Ladung an einer Energiespeichervorrichtung aufbaut, einem Vorspannungskondensator C₃ 916. Der Vorspannungskondensator C₃ 916 liefert eine Vorspannungsspannung zwischen einem Vorspannungsknoten 905 und einer Masse 950 für die Vorspannungsschaltung. Ein Strom geht dann weiter durch eine explizite Transistordiode 918 von Q₂ 940. Wenn Q1 942 und Q2 940 wieder eingeschaltet sind, wird C₁ 910 rückgesetzt. Das heißt, die Ladung, die an C₁ 910 gespeichert ist, wird durch ein Fließen durch Q1 942, d₁ 970 entladen und wird dann in R₁ 912 dissipiert.
Die Symmetrie der Snubber-/Vorspannschaltung ermöglicht, dass die Ladung bei beiden Richtungen des Wechselstromflusses auftritt. Wenn der Strom 990 umgekehrt ist und Q₁ 942 und Q₂ 940 ausgeschaltet sind, ist der Fluss durch Vorrichtungen C₂ 920, R₂ 922, d₃ 924, wobei C₃ 916 geladen wird, und dann durch eine explizite Transistordiode 928 von Q₁ 942. Wenn Q₁ 942 und Q₂ 940 wieder eingeschaltet sind, wird C₂ 920 rückgesetzt und die Ladung, die an dem Kondensator C₂ 920 gespeichert ist, fließt durch den MOSFET Q₂ 940, d₄ 972 und wird bei R₂ 922 dissipiert. Somit wird während der Ausschaltperiode des AC-MOSFET-Schalters eine Ladung zu dem Vorspannungskondensator C₃ 916 geliefert, was in Vorspannungsspannungen bei dem Vorspannungsknoten 905 resultiert. Die Spannung zwischen der Masse 950 und dem Vorspannungsknoten 905 liefert eine Vorspannung über die Steuerschaltung.
10 stellt einen regenerativen Snubber gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel dar. Ein Kondensator C₃ 1016 speichert eine Ladung, die verwendet werden kann, um eine Steuerschaltung vorzuspannen. Wenn MOSFETs Q₁ 1042 und Q₂ 1040 ausgeschaltet sind, fließt der Strom i 1090 durch C₁ 1010 und d₂ 1014 und lädt C₃ 1016. Der Strom geht weiter durch eine explizite Transistordiode 1018 von Q₂ 1040. Bei diesem Ausführungsbeispiel gibt es keinen Widerstand bei der Ausschaltschaltung, um Energie zu dissipieren. Während eines Ausschaltens kann somit mehr Energie geliefert werden, um C₃ 1016 zu laden.
Wenn die MOSFETs Q₁ 1042 und Q₂ 1040 eingeschaltet sind, setzt sich C₁ 1010 durch Q₁ 1042, d₁ 1070 und R₁ 1012 rück. Wenn sich der Fluss des Stroms i 1090 umkehrt, treten ähnliche Ergebnisse durch Snubbing-/Vorspannvorrichtungen C₂ 1020, R₂ 1022, d₄ 1072, eine explizite Transistordiode 1028 und d₃ 1024 auf.
11 stellt einen regenerativen Snubber gemäß noch einem anderen Ausführungsbeispiel dar. Durch ein Modifizieren des Ausführungsbeispiels von 10 und ein Ersetzen der Widerstände mit Induktoren L₁ 1113 und L₂ 1123 kann ferner der Energieverlust während einer Rücksetzung stark reduziert werden, was ermöglicht, dass erheblich mehr der gesnubbten Energie aufgefangen und zu C3 1116 gepumpt wird. Wenn Q₁ 1142 und Q₂ 1142 ausgeschaltet sind, wird der Kondensator C3 1116 durch entweder C₂ 1120 und d₃ 1124 oder C₁ 1110 und d₂ 1114, wie vorhergehend erörtert, abhängig von der Stromrichtung durch die MOSFETs zu der Zeit des Ausschaltens geladen. Man nehme einen Stromfluss i 1190 an, wenn Q₁ 1142 und Q₂ 1140 eingeschaltet sind. Die Ladung, die an C₁ 1110 gespeichert ist, bewirkt, dass Strom durch L₁ 1113 fließt. Die L₁C₁-Schaltung befindet sich bei einer Frequenz in Resonanz, die ausgedrückt werden kann als
Um eine geeignete Snubber-Rücksetzung zu liefern, kann die Resonanzfrequenz von L1 C1 und L2 C2 gewählt sein, derart, dass die Frequenz zumindest so hoch wie die minimale Perio de ist, die für eine Leitung von Q1 1142 und Q2 1140 erwartet wird.
Wenn Q1 1142 und Q2 1140 einschalten, resultiert die Resonanz von L1 C1 in einem Versuch, die Spannung an C₁ 1110 zu invertieren. Wenn die Spannung bei der Anode zu d₂ 1114 ein Potential erreicht, das gerade über demselben eines Vorspannungsknotens 1105 liegt, schaltet d₂ 1114 ein, was ermöglicht, dass zusätzliche Energie in C3 1116 gepumpt wird. Dieses Ausführungsbeispiel reduziert vorteilhaft die Menge eines Energieverlustes durch ein Entfernen von Widerständen aus sowohl der Ausschalt- als auch der Rücksetzoperation der Snubber-/Vorspannungsschaltung.
In 11 sind ferner Snubber für die aktiven Vorrichtungen der Snubber-/Vorspannungsschaltungsanordnung dargestellt. Die Schaltung enthält eine Anzahl von Dioden, die selbst eine Quelle einer geleiteten und abgestrahlten Emission zur Schaltung sein können. Um die Reduzierung dieser geleiteten und abgestrahlten Emissionen zu ermöglichen, können RC-Snubber-Schaltungen 1180 über die Dioden platziert sein.
Bei einem Ausführungsbeispiel werden schnelle Schaltdioden bei der Snubber-/Vorspannschaltung verwendet. Bei einem Ausführungsbeispiel können z. B. Dioden mit einer Schaltzeit von 10 ns oder schneller verwendet werden.
Wenn der AC-MOSFET schaltet, werden Pegel eines Vorspannungsstroms, der durch die Schaltung geliefert wird, bei relativ hohen Pegeln verglichen damit sein, wenn der AC-MOSFET nicht schaltet. Man nehme z. B. an, dass der AC-MOSFET-Schalter bei 28,5 kHz mit einer Leitungsspannung von 120 V_RMS und 0,01 μFarad Kapazität für C₁ und C₂ wirksam ist. Jeder der Snubber-Kondensatoren „impft" die RMS-Spannung über denselben wirksam, wobei C₁ 1110 den ersten Halbzyklus impft und C₂ 1120 den zweiten Halbzyklus impft. Die Snubber-Kondensatoren laden und entladen bei der Schaltfrequenz. Der Strom, der verfügbar ist, um C₃ zu laden, kann wie folgt berechnet werden: Q = i × t = c × v => i = (c × v)/t = c × v × f i = (0,01 × 106) (120) (28500) i = 34,2 mA
Dieser Wert kann bei dem Ausführungsbeispiel, bei dem ein Induktor verwendet wird, um die Spannung des Snubber-Kondensators während einer Snubber-Rücksetzung zu invertieren, verdoppelt sein.
Wenn sich jedoch der AC-MOSFET-Schalter im Leerlauf befindet, tritt das Schalten der Snubber-Schaltung mit der Leitungsfrequenz von z. B. 50–60 Hz auf. In diesem Fall hat der Kondensator C3 1116, der den Spitzenwert von V impft, viel weniger Strom, um denselben zu laden: i = (0,01 × 106) (120 × √2) (60) i = 0,10 mA
12 stellt einen regenerativen Snubber gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel dar. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind zwei Reihenwiderstände R₃ 1282 und R₄ 1284 zusammen mit einem Vollwellengleichrichter 1280 hinzugefügt. Diese Elemente können verwendet werden, um eine zusätzliche Gleichstromvorspannung liefern zu helfen. Diese zusätzliche Gleichstromvorspannung kann, wenn sich die Schaltung im Leerlauf befindet, bei einem Liefern einer zusätzlichen Ladung nützlich sein, um einen Kondensator C₃ 1216 vorzuspannen. Wie bereits vorher bemerkt, liefern z. B. unter der Annahme einer Leistungsquelle von 120 VAC_RMS die Widerstände R₃ 1282 und R₄ 1284 bei 60 kΩ zusätzlich: (120)/(60 k) = 2,0 mA
Durch ein Platzieren des Vollwellengleichrichters 1280 und der Reihenwiderstände R₃ 1282 und R₄ 1284 in der Schaltung, wie es dargestellt ist, kann somit der verfügbare Strom zu dem Kondensator C₃ 1216 zum Liefern einer Vorspannung zu der Steuerschaltungsanordnung, während sich der AC-MOSFET-Schalter im Leerlauf befindet, von 0,1 mA auf 2,1 mA erhöht werden.
13 stellt einen regenerativen Snubber mit einer zusätzlichen Gleichstromvorspannung gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel dar. Bei der Schaltung werden zusätzlich zu dem Strom, der durch Kondensatoren C₁ 1310 und C₂ 1320 geliefert wird, um C₃ 1316 zu laden, Widerstände R₁ 1388und R₂ 1386 verwendet, um einen erhöhten Strom zu liefern, um C₃ 1316 zu laden. Ähnlich den Berechnungen oben resultiert ein Verwenden von 60kΩ-Widerständen für R₁ 1388 und R₂ 1386 darin, dass zusätzlich 2,0 mA Strom verfügbar sind. Dies erhöht den Vorspannungsstrom auf 2,1 mA.
In 13 ist ferner die Verwendung einer Zener-Diode 1384 über C₃ 1316 dargestellt. Es ist möglich, dass die Energie, die an C₃ 1316 gespeichert ist, bewirken kann, dass die Spannung bei dem V_BIAS-Knoten 1305 auf Pegel ansteigt, die das überschreiten, was durch eine Steuerschaltung erlaubt wird, die durch den regenerativen Snubber vorgespannt ist. In diesem Fall kann durch ein Platzieren einer Zener-Diode 1384 mit der ordnungsgemäßen Durchbruchspannung über die Kapazitätsvorrichtung C₃ 1316 ein ordnungsgemäßer Spannungswert bei dem Vorspannungsknoten 1305 beibehalten werden. Falls z. B. ein V_BIAS-Wert für eine Steuerschaltung von 13 Volt erwünscht ist, kann eine Zener-Diode mit einer Durchbruchspannung von 15 Volt über die Kapazitätsvorrichtung C₃ 1316 platziert werden, um sicherzustellen, dass der Spannungspegel über C₃ 1316 15 Volt nicht überschreitet. Bei einem alternativen Ausführungsbeispiel ist ein Widerstand über C₃ 1316 platziert, um eine Beibehaltung einer Spannung über C₃ 1316 zu ermöglichen. Bei einem anderen Ausführungsbeispiel wird eine Lawinendiode verwendet, um sicherzustellen, dass ein ordnungsgemäßer Spannungswert bei dem Vorspannungsknoten 1305 beibehalten werden kann.
Während die vorherigen Ausführungsbeispiele einen regenerativen Snubber in Verwendung bei dem AC-MOSFET-Schalter darstellen, kann der regenerative Snubber bei anderen Konfigurationen verwendet werden. 14 stellt einen regenerativen Snubber in Verwendung mit einem Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler (DC-DC-Wandler) gemäß einem Ausführungsbeispiel dar. In 14 ist ein elektrisch isolierter bzw. elektrisch getrennter Sperrwandler (Flyback-Wandler) dargestellt. Ein Leistungsschalter 1430 wird verwendet, um eine Leistungslieferung zu der Last 1225 zu steuern. Der Leistungsschalter 1430 ist durch eine Steuerschaltung 1470 gesteuert. Die Steuerschaltung 1470 ist durch einen Vorspannungsknoten 1405 vorgespannt, der durch einen regenerativen Snubber 1440 geladen ist. Während in Verbindung mit dem regenerativen Snubber eine elektrisch getrennte Sperrwandler-Gleichstrom-Schaltschaltung dargestellt ist, können andere Gleichstrom-Schaltschaltungstypen, wie beispielsweise Verstärkungs- und Stoß-Verstärkungswandler verwendet werden.
Der regenerative Snubber 1440 wird verwendet, um Energie aufzufangen, die in dem elektrisch getrennten Sperrwandler gespeichert ist, wenn der Leistungsschalter 1430 ausgeschaltet ist. Wenn der Leistungsschalter 1430 ausschaltet, fließt ein Strom i 1490 durch C₁ 1410 und d₁ 1414 und lädt C₃ 1416 und somit den entsprechenden Vorspannungsknoten 1405. Wenn der Leistungsschalter 1430 einschaltet, setzt C₁ 1410 durch den Leistungsschalter 1430, d₂ 1419 und L₁ 1418 rück.
Während eines Niedrigfrequenzbetriebs der Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltschaltung wird eventuell kein ausreichender Strom durch C₁ 1410 geliefert, um eine geeignete Vorspannung zu liefern. Somit ist ein Widerstand R₁ 1412 über C₁ 1410 gekoppelt, um eine zusätzliche Vorspannung zu liefern. Ein geeigneter Wert von R₁ 1412 zum Liefern eines geeigneten Vorspannungsstroms für den Vorspannungsknoten 1405 kann anwendungsabhängig sein.
Somit ist ein eindeutiges Verfahren zum Liefern einer Vorspannung für eine Steuerschaltung vorgesehen. Obwohl spezifische Ausführungsbeispiele hierin dargestellt und beschrieben wurden, ist Durchschnittsfachleuten auf dem Gebiet ersichtlich, dass eine Vielfalt von alternativen und/oder äquivalenten Ausführungsbeispielen dieselben ersetzen kann, die hierin offenbart sind, ohne von der Wesensart und dem Schutzbereich des beanspruchten Gegenstandes abzuweichen. Diese Anmeldung soll jegliche Adaptionen oder Variationen der bevorzugten Ausführungsbeispiele, die hierin erörtert sind, abdecken. Deshalb soll die vorliegende Erfindung lediglich durch die Ansprüche und die Äquivalente derselben begrenzt sein.

Claims

Vorrichtung, die folgende Merkmale aufweist: eine Schaltschaltung (110; 440; 840); eine Steuerschaltung (140; 450; 820), die mit der Schaltschaltung gekoppelt ist; und eine Vorspann-Snubber-Schaltung (150; 810), die mit der Schaltschaltung (110; 440; 840) und der Steuerschaltung (140; 450; 820) gekoppelt ist, um Energie von einer Schaltung aufzunehmen, die durch die Schaltschaltung (110; 440; 840) geschaltet ist, und um zumindest einen Teil der aufgenommenen Energie bereitzustellen, um die Steuerschaltung (140; 450; 820) vorzuspannen.
Vorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der die Schaltschaltung (110; 440; 840) eine Gleichstromschaltschaltung aufweist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 2, bei der die Gleichstromschaltschaltung eine Stoß-Wandler-Schaltung aufweist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 2, bei der die Gleichstromschaltschaltung eine Verstärkungswandlerschaltung aufweist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 2, bei der die Gleichstromschaltschaltung eine Sperrwandlerschaltung aufweist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der die Schaltschaltung (110; 440; 840) eine Wechselstromschaltschaltung aufweist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 6, bei der die Vorspann-Snubber-Schaltung (150; 810) eine erste elektrische Schaltungsanordnung, um eine Ladung für eine Speicherung an einer Ladungsspeicherungsvorrichtung während einer ersten Phase eines Wechselstromflusses zu liefern, und eine zweite elektrische Schaltungsanordnung aufweist, um eine Ladung für eine Speicherung an der Ladungsspeicherungsvorrichtung während einer zweiten Phase des Wechselstromflusses zu liefern.
Vorrichtung gemäß Anspruch 6 oder 7, bei der die Wechselstromschaltschaltung (110; 440; 840) folgende Merkmale aufweist: einen ersten Feldeffekttransistor (FET), der eine erste Source, ein erstes Gate und ein erstes Drain aufweist; einen zweiten FET, der ein zweites Drain, eine zweite Source, die mit der ersten Source gekoppelt ist, und ein zweites Gate, das mit dem ersten Gate gekoppelt ist, aufweist; eine erste Diode, die eine erste Anode, die mit der ersten Source gekoppelt ist, und eine erste Kathode, die mit dem ersten Drain gekoppelt ist, aufweist; und eine zweite Diode, die eine zweite Anode, die mit der zweiten Source gekoppelt ist, und eine zweite Kathode, die mit dem zweiten Drain gekoppelt ist, aufweist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 6 oder 7, bei der die Wechselstrom-Schaltschaltung (110; 440; 840) folgende Merkmale aufweist: einen ersten Feldeffekttransistor (FET), der eine erste Source, ein erstes Gate und ein erstes Drain aufweist; einen zweiten FET, der ein zweites Drain, eine zweite Source, die mit der ersten Source gekoppelt ist, und ein zweites Gate, das mit dem ersten Gate gekoppelt ist, aufweist; eine erste Diode, die eine erste Kathode, die mit der ersten Source gekoppelt ist, und eine erste Anode, die mit dem ersten Drain gekoppelt ist, aufweist; und eine zweite Diode, die eine zweite Kathode, die mit der zweiten Source gekoppelt ist, und eine zweite Anode, die mit dem zweiten Drain gekoppelt ist, aufweist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 6 bis 9, bei der die Vorspann-Snubber-Schaltung (150; 810) folgende Merkmale aufweist: ein erstes und ein zweites Reihenwiderstand-/Kondensatorpaar, die jeweils mit einem ersten und einem zweiten Drain eines ersten und eines zweiten Feldeffekttransistors (FET) der Wechselstromschaltschaltung gekoppelt sind; eine erste Diode, die zwischen eine erste Source des ersten FET und das erste Reihenwiderstand-/Kondensatorpaar gekoppelt ist, wobei eine Anode der ersten Diode mit der ersten Source gekoppelt ist und eine Kathode der ersten Diode mit dem ersten Reihenwiderstand-/Kondensatorpaar gekoppelt ist; eine zweite Diode, die zwischen eine zweite Source des zweiten FET und das zweite Widerstand-/Kondensatorpaar gekoppelt ist, wobei eine Anode der zweiten Diode mit der zweiten Source gekoppelt ist und eine Kathode der zweiten Diode mit dem zweiten Reihenwiderstand-/Kondensatorpaar gekoppelt ist; eine dritte Diode, wobei eine Anode der dritten Diode mit der Kathode der ersten Diode gekoppelt ist; eine vierte Diode, wobei eine Anode der vierten Diode mit der Kathode der zweiten Diode gekoppelt ist und eine Kathode der vierten Diode mit einer Kathode der dritten Diode gekoppelt ist; und einen Kondensator, der zwischen gekoppelte Kathoden der dritten und der vierten Diode und die erste und die zweite Source gekoppelt ist, wobei die erste und die zweite Source miteinander gekoppelt sind.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 6 bis 9, bei der die Vorspann-Snubber-Schaltung (150; 810) folgende Merkmale aufweist: einen ersten Anschluss eines ersten Kondensators und einen ersten Anschluss eines zweiten Kondensators, die entsprechend mit einem ersten und einem zweiten Drain eines ersten und eines zweiten Feldeffekttransistors (FET) der Wechselstromschaltschaltung gekoppelt sind; ein erstes Reihen-Linear-Vorrichtung-/Diode-Paar, das zwischen einen zweiten Anschluss des ersten Kondensators und eine erste Source des ersten FET gekoppelt ist; ein zweites Reihen-Linear-Element-/Diode-Paar, das zwischen einen zweiten Anschluss des zweiten Kondensators und eine zweite Source des zweiten FET gekoppelt ist; eine erste Diode, wobei eine Anode der ersten Diode mit dem zweiten Anschluss des ersten Kondensators gekoppelt ist; eine zweite Diode, wobei eine Anode der zweiten Diode mit dem zweiten Anschluss des zweiten Kondensators gekoppelt ist und eine Kathode der zweiten Diode mit einer Kathode der ersten Diode gekoppelt ist; und einen Vorspannungskondensator, der zwischen gekoppelte Kathoden der ersten und der zweiten Diode und die erste und die zweite Source gekoppelt ist, wobei die erste und die zweite Source miteinander gekoppelt sind.
Vorrichtung gemäß Anspruch 11, bei der das erste Reihen-Linear-Vorrichtung-/Diode-Paar einen ersten Widerstand und eine dritte Diode aufweist und das zweite Reihen-Linear-Vorrichtung-/Diode-Paar einen zweiten Widerstand und eine vierte Diode aufweist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 11, bei der das erste Reihen-Linear-Vorrichtung-/Diode-Paar einen ersten Induktor und eine dritte Diode aufweist und das zweite Reihen-Linear-Vorrichtung-/Diode-Paar einen zweiten Induktor und eine vierte Diode aufweist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 13, bei der Anoden der dritten und der vierten Diode mit den gekoppelten Sources gekoppelt sind und Kathoden der dritten und der vierten Diode entsprechend mit dem ersten und dem zweiten Induktor gekoppelt sind.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 11 bis 14, bei der die Vorspann-Snubber-Schaltung (150; 810) ferner folgende Merkmale aufweist: einen ersten Anschluss eines ersten Widerstands und einen ersten Anschluss eines zweiten Widerstands, die entsprechend mit der Anode der ersten Diode und der Anode der zweiten Diode gekoppelt sind; einen Vollwellen-Diodenbrückengleichrichter, der vier Brückendioden aufweist, wobei ein erster Anschluss des Vollwellen-Brückengleichrichters mit dem Vorspannungskondensator gekoppelt ist, ein zweiter Anschluss des Vollwellen-Brückengleichrichters mit einem zweiten Anschluss des ersten Widerstands gekoppelt ist, ein dritter Anschluss des Vollwellen-Brückengleichrichters mit einem zweiten Anschluss des zweiten Widerstands gekoppelt ist und ein vierter Anschluss des Vollwellen-Brückengleichrichters mit einem Masseknoten gekoppelt ist, wobei der Masseknoten die gekoppelte erste und zweite Source aufweist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 11 bis 15, bei der die Vorspann-Snubber-Schaltung (150; 810) ferner folgende Merkmale aufweist: einen ersten Widerstand, wobei ein erster Anschluss des ersten Widerstands mit dem ersten Anschluss des ersten Kondensators gekoppelt ist und ein zweiter Anschluss des ersten Widerstands mit dem zweiten Anschluss des ersten Kondensators gekoppelt ist; und einen zweiten Widerstand, wobei ein erster Anschluss des zweiten Widerstands mit dem ersten Anschluss des zweiten Kondensators gekoppelt ist und ein zweiter Anschluss des zweiten Widerstands mit dem zweiten Anschluss des zweiten Kondensators gekoppelt ist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 6 bis 16, die ferner eine Last (130; 430; 530) aufweist, die mit der Wechselstromschaltschaltung gekoppelt ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 17, bei der die Last (130; 430; 530) eine induktive Heizvorrichtung aufweist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 17, bei der die Last (130; 430; 530) einen Einphaseninduktionsmotor aufweist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 17, bei der die Last (130; 430; 530) einen Fixierer aufweist.
Bilderzeugungssystem (700), das folgende Merkmale aufweist: einen Prozessor (702); eine Netzwerkschnittstelle (708); und ein Bilderzeugungsuntersystem, das mit dem Prozessor (702) gekoppelt ist, wobei das Bilderzeugungsuntersystem folgende Merkmale umfasst: eine Schaltschaltung (110; 440; 840); eine Steuerschaltung (140; 450; 820), die mit der Schaltschaltung gekoppelt ist; und eine Vorspann-Snubber-Schaltung (150; 810), die mit der Schaltschaltung (110; 440; 840) und der Steuerschaltung (140; 450; 820) gekoppelt ist, wobei die Vorspann-Snubber-Schaltung (150; 810) Energie von einer Schaltung aufnimmt, die durch die Schaltschaltung (110; 440; 840) geschaltet ist, und wobei die Vorspann-Snubber-Schaltung (150; 810) zumindest einen Teil der aufgenommenen Energie bereitstellt, um die Steuerschaltung (140; 450; 820) vorzuspannen.
Bilderzeugungssystem (700) gemäß Anspruch 21, bei dem das Schaltsystem ein Wechselstromschaltsystem aufweist.
Bilderzeugungssystem (700) gemäß Anspruch 22, bei dem Wechselstromschaltschaltung folgende Merkmale aufweist: einen ersten Feldeffekttransistor (FET), der eine erste Source, ein erstes Gate und ein erstes Drain aufweist; einen zweiten FET, der ein zweites Drain, eine zweite Source, die mit der ersten Source gekoppelt ist, und ein zweites Gate, das mit dem ersten Gate gekoppelt ist, aufweist; eine erste Diode, die eine erste Anode, die mit der ersten Source gekoppelt ist, und eine erste Kathode, die mit dem ersten Drain gekoppelt ist, aufweist; und eine zweite Diode, die eine zweite Anode, die mit der zweiten Source gekoppelt ist, und eine zweite Kathode, die mit dem zweiten Drain gekoppelt ist, aufweist.
Bilderzeugungssystem (700) gemäß Anspruch 22 oder 23, bei dem die Vorspann-Snubber-Schaltung (150; 810) eine erste elektrische Schaltungsanordnung, um eine Ladung für eine Speicherung an einer Ladungsspeicherungsvorrichtung während einer ersten Phase eines Wechselstromflusses zu liefern, und eine zweite elektrische Schaltungsanordnung aufweist, um eine Ladung für eine Speicherung an der Ladungsspeicherungsvorrichtung während einer zweiten Phase des Wechselstromflusses zu liefern.
Bilderzeugungssystem (700) gemäß einem der Ansprüche 22 bis 24, bei dem die Vorspann-Snubber-Schaltung (150; 810) folgende Merkmale aufweist: einen ersten Anschluss eines ersten Kondensators und einen ersten Anschluss eines zweiten Kondensators, die entsprechend mit einem ersten und einem zweiten Drain eines ersten und eines zweiten Feldeffekttransistors (FET) der Wechselstromschaltschaltung gekoppelt sind; ein erstes Reihen-Linear-Vorrichtung-/Diode-Paar, das zwischen einen zweiten Anschluss des ersten Kondensators und eine erste Source des ersten FET gekoppelt ist; ein zweites Reihen-Linear-Vorrichtung-/Diode-Paar, das zwischen einen zweiten Anschluss des zweiten Kondensators und eine zweite Source des zweiten FET gekoppelt ist; eine erste Diode, wobei eine Anode der ersten Diode mit dem zweiten Anschluss des ersten Kondensators gekoppelt ist; eine zweite Diode, wobei eine Anode der zweiten Diode mit dem zweiten Anschluss des zweiten Kondensators gekoppelt ist und eine Kathode der zweiten Diode mit einer Kathode der ersten Diode gekoppelt ist; und einen Vorspannungskondensator, der zwischen gekoppelte Kathoden der ersten und der zweiten Diode und die erste und die zweite Source gekoppelt ist, wobei die erste und die zweite Source miteinander gekoppelt sind.
Bilderzeugungssystem (700) gemäß Anspruch 25, bei dem das erste Reihen-Linear-Vorrichtung-/Diode-Paar einen ersten Induktor und eine dritte Diode aufweist und das zweite Reihen-Linear-Vorrichtung-/Diode-Paar einen zweiten Induktor und eine vierte Diode aufweist.
Bilderzeugungssystem (700) gemäß einem der Ansprüche 22 bis 26, das ferner eine Last (130; 430; 530) aufweist, die mit der Wechselstromschaltschaltung gekoppelt ist.
Bilderzeugungssystem (700) gemäß Anspruch 27, bei dem die Last (130; 430; 530) eine induktive Heizvorrichtung aufweist.
Bilderzeugungssystem (700) gemäß Anspruch 27, bei dem die Last (130; 430; 530) einen Einphaseninduktionsmotor aufweist.
Bilderzeugungssystem (700) gemäß Anspruch 27, bei dem die Last (130; 430; 530) einen Fixierer aufweist.
Snubber-Schaltung, die folgende Merkmale aufweist: eine erste Energiespeichervorrichtung; eine Schaltungsanordnung, die mit der ersten Energiespeichervorrichtung gekoppelt ist, um ein Aufnehmen von Energie einer Schaltschaltung durch die erste Energiespeichervorrichtung zu ermöglichen und um ein Rücksetzen der ersten Energiespeichervorrichtung zu ermöglichen; und eine zweite Energiespeichervorrichtung, die mit der ersten Energiespeichervorrichtung gekoppelt ist, um die aufgenommene Energie zu speichern.
Snubber-Schaltung gemäß Anspruch 31, bei der die Schaltschaltung eine Gleichstromschaltschaltung ist.
Snubber-Schaltung gemäß Anspruch 31, bei der die Schaltschaltung eine Wechselstromschaltschaltung ist.
Snubber-Schaltung gemäß einem der Ansprüche 31 bis 33, bei der Schaltungsanordnung eine Mehrzahl von Dioden aufweist.
Snubber-Schaltung gemäß einem der Ansprüche 31 bis 34, bei der die zweite Energiespeichervorrichtung eine Vorspannungsquelle für eine Steuerschaltung der Schaltschaltung bereitstellt.
Snubber-Schaltung gemäß einem der Ansprüche 31 bis 34, bei der die zweite Energiespeichervorrichtung eine Vorspannungsquelle für einen Lüfter bereitstellt.
Snubber-Schaltung gemäß einem der Ansprüche 31 bis 36, bei der zumindest eine der ersten und der zweiten Energiespeichervorrichtungen einen Kondensator aufweist.
Snubber-Schaltung gemäß einem der Ansprüche 31 bis 36, bei der zumindest eine der ersten und der zweiten Energiespeichervorrichtungen einen Induktor aufweist.
Verfahren zum Liefern von Leistung zu einer ersten Schaltung, das folgende Schritte aufweist: Aufnehmen von Energie einer Schaltschaltung in einer ersten Energiespeichervorrichtung; Liefern zumindest eines Teils der aufgenommenen Energie in der ersten Energiespeichervorrichtung zu einer zweiten Energiespeichervorrichtung; und Liefern zumindest eines Teils von Energie, die in der zweiten Energiespeichervorrichtung gespeichert ist, um die erste Schaltung mit Leistung zu versorgen.
Verfahren gemäß Anspruch 39, bei dem die erste Schaltung eine Steuerschaltung für die Schaltschaltung aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 39 oder 40, bei dem die Schaltschaltung eine Wechselstromschaltschaltung aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 39 oder 40, bei dem die Schaltschaltung eine Gleichstromschaltschaltung aufweist.
Snubber-Schaltung, um eine erste Schaltung mit Leistung zu versorgen, die folgende Merkmale aufweist: eine Einrichtung zum Aufnehmen von Energie einer Schaltschaltung in einer ersten Energiespeichervorrichtung; eine Einrichtung zum Liefern zumindest eines Teils der aufgenommenen Energie in der ersten Energiespeichervorrichtung zu einer zweiten Energiespeichervorrichtung; und eine Einrichtung zum Liefern zumindest eines Teils von Energie, die an der zweiten Energiespeichervorrichtung gespeichert ist, um die erste Schaltung mit Leistung zu versorgen.
Snubber-Schaltung gemäß Anspruch 43, bei der zumindest eine der ersten Energiespeichervorrichtungen und der zweiten Energiespeichervorrichtungen Kondensatoren aufweist.
Snubber-Schaltung gemäß Anspruch 43 oder 44, bei der die erste Schaltung eine Steuerschaltung zum Steuern der Schaltschaltung aufweist.