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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Übertragers und ein Verfahren zum Betrieb der Schaltungsanordnung.
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Aus
DE 691 11 860 T2 ist eine schnelle Treiberschaltung für Mosfet-Transistoren unter Verwendung eines Isolierübertragers bekannt. [Geoff Walker, Gerard Ledwich: An Isolated Mosfet Gate Driver, Australian Universities Power Engineering Conference, AUPEC'96, Melbourne 1996] betrifft Verfahren zur Ansteuerung von isolierten Mosfet/IGBT Gate-Anschlüssen, wobei ein Steuersignal differenziert wird.
DE 692 26 056 T2 betrifft die Aufrechterhaltung eines Schaltzustands eines anzusteuernden Leistungsschalters während länger andauernder Schaltzustände mittels Auffrischungsimpulsen.
US 4 866 556 A betrifft einen Schaltkreis mit einem geschützten Leistungsschalter.
US 4 461 966 A betrifft eine Schaltung zum Schutz eines Leistungs-Mosfets.
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Das Prinzip einer galvanisch getrennten induktiven Ansteuerung mittels Triggerimpulsen ist beispielsweise bekannt aus
DE 100 27 088 A1 oder
DE 199 63 330 C1 . Hierbei ist es von Nachteil, dass es aufgrund der gleichzeitigen Übertragung von Energie und Information von der Primärseite auf die Sekundärseite des Transformators wegen Streuinduktivität zu Laufzeitverlusten kommt. Dies beeinträchtigt signifikant die Effizienz des galvanisch isoliert angesteuerten Schalters. Ein anderer Nachteil besteht darin, dass sich gemäß
DE 100 27 088 A1 oder
DE 199 63 330 C1 nur kapazitive Leistungsschalter, also bspw. keine Bipolartransistoren, ansteuern lassen. Ferner ist es von Nachteil, dass aufgrund der primärseitigen Ansteuerung des Übertragers Laufzeitverluste in Bezug auf das Eingangssignal entstehen.
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Das Prinzip der Ansteuerung eines Übertragers ist beispielsweise auch aus
DE 100 27 088 A1 bekannt, wobei nachteilig ein Eingangssignal ”Uin” parallel Univibratoren zugeführt wird. Dadurch kommt es stets zu unerwünschten Laufzeitverzögerungen.
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Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Schaltungsanordnung zur schnellen und effizienten Ansteuerung eines Übertragers anzugeben, wobei unnötige Laufzeitverluste vermieden werden.
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Diese Aufgabe wird gemäß den Merkmalen der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich auch aus den abhängigen Ansprüchen.
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Zur Lösung der Aufgabe wird eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Übertragers, insbesondere eines Transformators, angegeben umfassend
- – eine Transformatoreinheit (101),
- – ein pulsweitenmoduliertes Eingangssignal (Ue),
- – eine Impulsmanagementeinheit (201), wobei die Impulsmanagementeinheit (201) einen Oszillator (380) umfasst,
- – wobei der Oszillator sowohl bei hohen als auch bei niedrigen Pegeln des pulsweitenmodulierten Eingangssignals ein Taktsignal abgibt,
- – wobei das Eingangssignal (Ue) einmal über die Impulsmanagementeinheit (201) und einmal nicht über die Impulsmanagementeinheit (201) an der Transformatoreinheit (101) anliegt,
- – wobei das Eingangssignal (Ue) einmal direkt an den ersten Pol (306) der Primärseite der Transformatoreinheit (101) und einmal über die Impulsmanagementeinheit (201) an den zweiten Pol (307) der Primärseite der Transformatoreinheit (101) anliegt.
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Hierbei sei angemerkt, dass vorliegend der Übertrager auch jede Art von Transformator umfasst. Insbesondere umfasst die Transformatoreinheit mindestens einen Übertrager und/oder Transformator.
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Ferner sei angemerkt, dass unabhängig von der hier gewählten und gezeigten Ausführungsform noch verschiedene Stufen und/oder Bauteile zwischen dem Eingangssignal bzw. der Impulsmanagementeinheit und der Transformatoreinheit vorgesehen sein können. Besonders hervorzuheben ist, dass das Eingangssignal einmal durch die Impulsmanagementeinheit bearbeitet wird und einmal – mehr oder weniger unmittelbar – an die Transformatoreinheit angelegt wird.
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Vorteilhaft führt die direkte Ansteuerung der Transformatoreinheit, insbesondere eines Signalübertragers, durch die führende Schaltflanke des Steuersignals zu keiner Laufzeitverzögerung dieser führenden Flanke. Das Impulsmanagement, insbesondere eine Beeinflussung der Impulslänge und der Wiederholungszyklen wird in einem zeitunkritischen parallelen Signalzweig (hier über das Impulsmanagement) durchgeführt.
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Vorzugsweise ist die Kernaussteuerung der Transformatoreinheit unabhängig von der Taktfrequenz und dem Tastverhältnis symmetrisch. Es sind Tastverhältnisse zwischen 0% und 100% möglich und übertragbar, Kerngröße und Windungszahl können entsprechend minimiert werden. Eine zusätzliche Hilfsspannungsversorgung auf der potentialfreien Sekundärseite ist nicht erforderlich.
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Eine Weiterbildung besteht darin, dass die Impulsmanagementeinheit eine Verzögerungseinheit und/oder einen Oszillator oder Schwingkreis umfasst.
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Eine andere Weiterbildung besteht darin, dass das Eingangssignal und die Impulsmanagementeinheit auf einer Primärseite der Transformatoreinheit, insbesondere des Übertragers, angeordnet sind.
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Auch ist es eine Weiterbildung, dass ferner ein Energiespeicher, ein Informationsspeicher, eine Treiberstufe und ein Schalter, allesamt insbesondere auf einer Sekundärseite der Transformatoreinheit, vorgesehen sind. Dabei ist die Transformatoreinheit mit dem Energiespeicher und dem Informationsspeicher verbunden. Die Treiberstufe ist mit dem Energiespeicher, dem Informationsspeicher und dem Schalter verbunden. Schließlich ist auch der Schalter mit der Transformatoreinheit verbunden.
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Durch die Trennung der Informationsspeicherung von der Energiespeicherung ist die sequentielle Übertragung von Spannungsinformation und Ladestrom möglich. Vorzugsweise erfolgt die Informationsübermittlung im Übertrager nahezu stromlos, was zu einer Minimierung der Laufzeitverzögerung aufgrund von Streuinduktivitäten führt. Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass durch die getrennte Informations- und Energiespeicher auch nicht-kapazitive Schalter, z. B. Bipolartransistoren, angesteuert werden können.
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Eine Weiterbildung besteht darin, dass die Transformatoreinheit mindestens eine Primärseite und mindestens eine Sekundärseite eines Transformators und/oder Übertragers umfasst.
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Eine andere Weiterbildung ist es, dass der Energiespeicher und/oder der Informationsspeicher je mindestens einen Kondensator aufweisen. Dabei kann der Informationsspeicher auch mindestens einen kapazitiven Eingang der Treiberstufe, insbesondere mindestens einen kapazitiv gesteuerten Mosfet, umfassen.
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Auch ist es eine Weiterbildung, dass der Schalter ein galvanisch isolierter Schalter oder ein Leistungsschalter oder ein ladungsgesteuerter Leistungsschalter ist. Dabei kann der Schalter ausgeführt sein als mindestens eine der folgenden Komponenten: Mosfet, IGBT, Bipolartransistor oder BICMOS.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand der Zeichnungen dargestellt und erläutert. Es zeigen:
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1 Ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Schalters;
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2 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Schalters mit einem Eingangssignal und einer Impulsmanagementeinheit;
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3 ein Schaltplan für die Schaltungsanordnung nach 2;
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4 bis 7 Signalflusspläne im Zusammenhang mit der vorstehend erläuterten Schaltungsanordnung;
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8 ein Blockschaltbild für einen beispielhaften Einsatz der Schaltung gemäß 3 in einer getakteten Spannungswandlung.
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1 zeigt ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Schalters. Dazu sind insbesondere vorgesehen eine Transformatoreinheit 101, die mit einem Energiespeicher 102 und einem Informationsspeicher 103 verbunden ist. Der Energiespeicher 102 und der Informationsspeicher 103 sind mit einer Treiberstufe 104 verbunden, die Treiberstufe 104 steuert den Schalter 105 an.
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Diese Darstellung gemäß 1 ist in 2 als eine Sekundärseite 220 der Transformatoreinheit 101 dargestellt. Ansonsten zeigt 2 noch eine Primärseite 210 der Transformatoreinheit 101, die ein Eingangssignal Ue und eine Impulsmanagementeinheit 201 umfasst. Das Eingangssignal Ue wird einmal mit und einmal ohne die Impulsmanagementeinheit 201 der Transformationseinheit 101 zugeführt. Durch die mehr oder minder direkte Verbindung des Eingangssignals Ue mit der Transformationseinheit 101 wird erreicht, dass dieses Eingangssignal Ue (nahezu) ohne Zeitverzögerung an die Transformationseinheit 101, z. B. an einen Übertrager, angelegt wird. Die Impulsmanagementeinheit 201 bewirkt eine weniger zeitkritische Beeinflussung der Impulslänge und der Wiederholungszyklen des Eingangssignals Ue.
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3 zeigt einen Schaltplan zur Ansteuerung des Schalters 105 und zur Ansteuerung der Transformatoreinheit 101.
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Die Transformatoreinheit 101 umfasst einen Übertrager 305 mit primärseitigen Wicklungen W1 (mit den Anschlüssen 306 und 307) und sekundärseitigen Wicklungen W2 (mit den Anschlüssen 308 und 309). Der Schaltplan von 3 lässt sich demnach in eine Primärseite 210 und in eine Sekundärseite 220 des Übertragers 305 unterteilen.
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Die Impulsmanagementeinheit 201 umfasst eine Verzögerungseinheit 390 und einen Oszillator bzw. Schwingkreis 380.
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Die Verzögerungseinheit 390 umfasst einen Inverter 302, einen Widerstand R2 (mit den Anschlüssen 310 und 311), einen Kondensator C2 (mit den Anschlüssen 312 und 313) und einen Inverter 304. Der Eingang des Inverters 302 ist mit dem Eingangssignal Ue und dem Anschluss 306 des Übertragers 305 verbunden. Der Ausgang des Inverters 302 ist mit dem Anschluss 310 des Widerstands R2 verbunden, der verbleibende Anschluss 311 des Widerstands R2 ist mit dem Eingang des Inverters 304 und mit dem Anschluss 313 des Kondensators C2 verbunden. Der Ausgang des Inverters 304 ist mit dem Anschluss 307 des Übertragers 305 verbunden. Die Inverter sind vorzugsweise als Schmitt-Trigger ausgeführt.
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Der Oszillator 380 umfasst einen Inverter 303 (vorzugsweise als ein Schmitt-Trigger ausgeführt), einen Widerstand R1 und einen Kondensator C1 (mit den Anschlüssen 314 und 315). Der Anschluss 314 des Kondensators C1 ist mit dem Anschluss 310 des Widerstands R2 (und damit mit dem Ausgang des Inverters 302) verbunden. Der andere Anschluss 315 des Kondensators C1 ist mit dem Eingang des Inverters 303 verbunden, wobei der Ausgang des Inverters 303 an dem Anschluss 312 des Kondensators C2 anliegt. Weiterhin ist parallel zu dem Inverter 303 der Widerstand R1 geschaltet.
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Die Inverter 302 bis 304 sind weiterhin mit einem Masse-Potential verbunden, das Eingangssignal Ue ist auf das Masse-Potential bezogen.
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Auf der Sekundärseite des Übertragers 305 sind der Energiespeicher 102, der Informationsspeicher 103, die Treiberstufe 104 und der Schalter 105 vorgesehen.
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Der Informationsspeicher 103 umfasst Widerstände R3 (mit den Anschlüssen 316 und 317) und R4 (mit den Anschlüssen 318 und 319), einen npn-Transistor V2, einen pnp-Transistor V1, Dioden D1 und D2 und einen Kondensator C3 (mit den Anschlüssen 320 und 321). Der Anschluss 319 des Widerstands R4 ist mit dem Anschluss 309 des Übertragers 305 und mit dem Anschluss 321 des Kondensators C3 verbunden. Die Basis des Transistors V1 ist mit der Basis des Transistors V2 und den Anschlüssen 317 des Widerstands R3 und 318 des Widerstands R4 verbunden. Der verbleibende Anschluss 316 des Widerstands R3 ist mit dem Emitter des Transistors V2, dem Emitter des Transistors V1 und dem Anschluss 308 des Übertragers 305 verbunden. Der Kollektor des Transistors V2 ist mit der Kathode der Diode D2, die Anode der Diode D2 ist mit der Kathode der Diode D1 und die Anode der Diode D1 ist mit dem Kollektor des Transistors V1 verbunden. Die Anode der Diode D2 (sowie die Kathode der Diode D1) ist ferner verbunden mit dem Anschluss 320 des Kondensators C3, der verbleibende Anschluss 321 des Kondensators C3 ist verbunden mit dem Anschluss 319 des Widerstands R4 (und damit auch mit dem Anschluss 309 des Übertragers 305).
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Der Energiespeicher 102 umfasst eine Diode D4 und einen Kondensator C4 (mit den Anschlüssen 322 und 323). Die Anode der Diode D4 ist mit dem Anschluss 308 des Übertragers 305 (und damit auch mit dem Emitter des Transistors V1, dem Emitter des Transistors V2 und dem Anschluss 316 des Widerstands R3) verbunden. Die Kathode der Diode D4 ist mit dem Anschluss 322 des Kondensators C4, der Anschluss 323 des Kondensators C4 ist mit dem Anschluss 321 des Kondensators C3 (und damit u. a. mit dem Anschluss 309 des Übertragers 305) verbunden.
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Die Treiberstufe 104 umfasst einen npn-Transistor V3 und einen pnp-Transistor V4. Die Basis des Transistors V3 ist mit der Basis des Transistors V4 und mit dem Anschluss 320 des Kondensators C3 (und damit auch mit der Kathode der Diode D1 und der Anode der Diode D2) verbunden. Der Kollektor des Transistors V4 ist u. a. mit dem Anschluss 309 des Übertragers 305 und der Kollektor des Transistors V3 ist mit der Kathode der Diode D4 (und mit dem Anschluss 322 des Kondensators C4) verbunden.
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Schließlich ist in 3 als Schalter 105 beispielhaft ein n-Kanal Mosfet 324, dessen Gate-Anschluss mit den beiden Emitter der Transistoren V3 und V4 und dessen Source-Anschluss u. a. mit dem Anschluss 309 des Übertragers verbunden ist.
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8 stellt eine Anwendung in einem Tiefsetzsteller dar. Die Aufgabe der potentialfreien Ansteuerung besteht darin, das auf „Masse” bezogene PWM-Signal mit einem Tastverhältnis zwischen 0% und 100% auf ein springendes Bezugspotential des Schalters 830 (Source) zu übertragen.
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Eine Eingangsspannung U1 wird dabei in eine kleinere Ausgangsspannung U2 gewandelt (jeweils bezogen auf ein Masse-Potential), wobei parallel zur Eingangsspannung U1 ein Kondensator 840, vorzugsweise ein Elektrolytkondensator, geschaltet ist. Eine Ansteuerung 820 umfassend einen Übertrager (oder Transformator) und einen Schalter 830 entspricht insbesondere den in 2 und 3 gezeigten Schaltungsanordnungen. Der Ansteuerung 820 vorgeschaltet ist eine Einheit zur Pulsweitenmodulation 810 (”PWM”), die Ansteuerung 820 ist mit dem Leistungsschalter 830, insbesondere einen n-Kanal Mosfet, verbunden (entsprechend Schalter 105 bzw. 324 in 1, 2 und 3). Der Drain-Anschluss des Schalters 830 ist mit der Eingangsspannung U1, der Source-Anschluss des Schalters 830 mit der Kathode einer Diode 850 und mit dem ersten Anschluss einer Spule 860 verbunden. An dem zweiten Anschluss der Spule 860 ist die Ausgangsspannung U2 abgreifbar. Ferner liegt parallel zu der Ausgangsspannung U2 ein Kondensator 870, vorzugsweise ein Elektrolytkondensator. Der Kondensator 870, die Anode der Diode 850, die Ansteuerung 820, die Pulsweitenmodulationseinheit 810 sowie der Kondensator 840 sind ebenfalls mit dem Masse-Potential verbunden.
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FUNKTIONSWEISE DER SCHALTUNG:
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a. Funktionsbeschreibung der Primärseite 210:
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Das Ansteuersignal Ue wird vorzugsweise direkt auf den Anschluss 306 der Primärwicklung W1 geschaltet. Auf diese Weise wird die zeitkritische führende Flanke der Schaltinformation unmittelbar am Übertrager angelegt. Über die Impulsmanagementeinheit 201, insbesondere die Inverter 302 bis 304, das im nicht-zeitkritischen Parallelzweig der Signalführung liegt, erscheint dasselbe Signal zeitverzögert am Anschluß 307 der Primärwicklung W1.
Die Zeitkonstante R2·C2 in Verbindung mit der Schaltschwelle des Inverters 304 (Schmitt-Trigger-Inverter) zuzüglich der Gatterlaufzeiten durch die Inverter bewirken eine Zeitverschiebung. Die Spannung an der Primärwicklung W1 entspricht somit der Differenz aus dem der Spannung des Eingangssignals Ue und der Spannung des Ausgangssignals des Inverters 304. Genau dieser Zusammenhang ist in 4 dargestellt, die die Spannungsverläufe des Eingangssignals Ue, des Ausgangssignals am Inverter 304 ”Ua 307” (Spannung am Knoten 307 gemäß 3), die Spannung an der Primärwicklung W1 ”U W1” und die Spannung an der Sekundärwicklung W2 ”U W2” zeigt.
Bleibt für längere Zeit das Eingangssignal Ue (Steuersignal) statisch 0 oder 1, so erzeugt das Impulsmanagement periodisch wiederkehrende Trigger-Impulse jeweils gleichen Vorzeichens. Diese Impulse dienen der Aufrechterhaltung bzw. Auffrischung der sekundären Speicherzustände. Der Inverter 303 bildet mit dem Widerstand R1 und dem Kondensator C1 einen Oszillator, wobei die Zeitkonstante R1·C1 in Verbindung mit der Hysterese des Schmitt-Triggers Inverters 303 die Periode bestimmt. Die Zeitkonstante R2·C2, vorgegeben durch den Widerstand R2 und den Kondensator C2, definiert zusammen mit der Schaltschwelle des Schmitt-Triggers Inverters 304 die Pulslänge. 5 zeigt diesen Zusammenhang für das Eingangssignal Ue = 0 und 6 für das Eingangssignal Ue = 1.
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b. Funktionsbeschreibung der Sekundärseite 220:
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Aus den Spannungsimpulsen an der Sekundärwicklung W2 wird zum einen über die Diode D4 in dem Kondensator C4 die zum Ansteuern des Leistungsschalters 324 notwendige Energie zwischengespeichert. Bei gleichmäßiger Taktung wird lediglich die beim Einschalten verbrauchte Ladung in C4 nachgeliefert. Dies geschieht auf einem Spannungsniveau oberhalb der Schaltschwelle des Schalters 324 bzw. des Informationsspeichers.
Die Rückgewinnung des Steuersignals aus den Triggerimpulsen geschieht durch Zwischenspeicherung der Trigger-Information in dem Kondensator C3, der als Informationsspeicher dient. Durch Reduzierung bzw. Minimierung der Kapazität des Kondensators C3 erfolgt die Speicherung der Information nahezu stromlos, Übertragungsverzögerungen aufgrund der Streuinduktivität im Übertrager 305 werden so minimiert.
Der Transistor V1 und die Diode D1 bzw. der Transistor V2 und die Diode D2 dienen als Schalter mit einer positiven bzw. negativen Schwelle zum Setzen bzw. Löschen des Kondensators C3. Die Schwellspannungen ergeben sich aus dem Teilerverhältnis der Widerstände R3 und R4, multipliziert mit der Schwellspannung des Transistors V1 bzw. des Transistors V2. Dadurch werden undefinierte Schalterzustände des Schalters 324 vermieden und eine ausreichende Störsicherheit gewährleistet. Die nachgeschaltete Treiberstufe aus den Transistoren V3 und V4 wandelt die Eingangsimpedanz des Schalters 324 um den Faktor der Stromverstärkung. Der Kondensator C3 kann daher um diesen Faktor kleiner gewählt werden.
Insbesondere können die bipolaren Treibertransistoren V3 und V4 durch kapazitiv gesteuerte MOSFETS ersetzt werden. In diesem Fall kann der kapazitive Eingang der Treiberstufe als Informationsspeicher genutzt werden, der Kondensator C3 kann entfallen.
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Funktionsbeschreibung des Informationsspeichers:
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Gemäß 7 steuert ein positiver Triggerimpuls an der Sekundärwicklung W2 bei Überschreitung der Schaltschwelle 701 den Bipolartransistor V1 an und lädt den Kondensator C3 über die Diode D1 auf, Treiber V3 und V4 steuern den Schalter 324 an. Die Diode D2 verhindert ein vorzeitiges Aufladen des Kondensators C3 über die parasitäre Diode zwischen Kollektor und Basis des Transistors V2. Bei einem Rückgang der Triggerspannung auf Null sperren sowohl der Transistor V1 als auch der Transistor V2, die Spannung an dem Kondensator C3 bleibt gespeichert. Die Diode D1 verhindert ein Entladen über die parasitäre Diode zwischen Kollektor und Basis des Transistors V1. Bei Unterschreitung der negativen Schwellspannung 702 wird der Kondensator C3 durch den Transistor V2 und die Diode D2 entladen. Der Transistor V4 entlädt die Eingangskapazität des Schalters 324.
