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Die
vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung eines
Schalters in einem freischwingend betriebenen Schaltwandler bzw.
Schaltnetzteil, bei dem eine induktive Drossel zwischen eine Gleichrichteranordnung
und ein kapazitives Speicherelement geschaltet ist, wobei das kapazitive Speicherelement
eine Reihenschaltung mit einer Primärspule eines Transformators
und dem Schalter speist. Die Erfindung betrifft außerdem einen
Schaltwandler mit einer solchen zwischen eine Gleichrichteranordnung
und ein kapazitives Speicherelement geschalteten Drossel.
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Der
Aufbau und die Funktionsweise eines Schaltnetzteils mit einer zwischen
eine Gleichrichteranordnung und ein kapazitives Speicherelement
geschalteten Drossel ist in der
DE 101 44 540 A1 ausführlich beschrieben und wird
nachfolgend anhand der
1 und
2 erläutert.
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Das
dargestellte Netzteil ist als Sperrwandler-Netzteil ausgebildet
und weist einen Transformator Tr mit einer Primärspule L3 und einer Sekundärspule Ls1
auf, dessen Primärspule
L3 in Reihe zu einem durch eine Ansteuerschaltung IC1 angesteuerten
Schaltelement T1 geschaltet ist. Das Schaltelement ist beispielsweise
als MOSFET ausgebildet. Die Reihenschaltung mit der Primärspule L3
und dem Schaltelement liegt parallel zu einem kapazitiven Speicherelement
Cl und zu einer Reihenschaltung mit einer Gleichrichteranordnung
BR, einer induktiven Drossel L1 und einer induktiv mit der Primärspule L3
gekoppelten Hilfsspule bzw. Hilfswicklung. Der Brückengleichrichter
BR wird durch eine Wechselspannung, beispielsweise eine sinusförmige Netzwechselspannung
VAC mit einer Frequenz von 50Hz bzw. 60Hz und einem Spitzenwert
von 400 V, gespeist und stellt eine gleichgerichtete Wechselspannung
V1 an Ausgängen
K1, K2 zur Verfügung.
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Über dem
kapazitiven Speicherelement C1, das beispielsweise als Elektrolytkondensator
ausgebildet ist, liegt während
des Betriebs des Netzteils annähernd
eine Gleichspannung V3 an, deren Wert dem Spitzenwert der als Eingangsspannung
anliegenden Wechselspannung VAC entspricht. Aus dieser Gleichspannung
V3 wird durch getaktete Ansteuerung des Schaltelements T1 eine geregelte
Gleichspannung Vout als Ausgangsspannung des Schaltwandlers erzeugt,
die sekundärseitig
an einer Gleichrichteranordnung Ds1, Cs1, die der Sekundärspule Ls1
nachgeschaltet ist, zur Verfügung
steht. Die Regelung der Ausgangsspannung erfolgt über die
Einschaltdauer des Schaltelements T1. Während der Einschaltdauer, also
leitend angesteuertem Schaltelement T1, nimmt die Primärspule L3
Energie von dem Speicherkondensator C1 auf und gibt diese anschließend bei
sperrendem Schaltelement T1 an die induktiv gekoppelte Sekundärspule Ls1
ab. Die bei leitend angesteuertem Schaltelement aufgenommene und
anschließend
an die Sekundärseite übertragene
Energie ist dabei um so größer, je
länger
das Schaltelement T1 leitend angesteuert ist, je länger also
die Einschaltdauer ist. Umgekehrt nimmt die in der Primärspule L3
gespeicherte Energie mit kürzer werdender
Einschaltdauer ab.
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Die
Ansteuerung des Schaltelements durch die Ansteuerschaltung erfolgt
dabei derart, dass die im Mittel aufgenommene Leistung gerade so
bemessen ist, dass die Ausgangsspannung Vout nahezu wenigstens annähernd unabhängig von
einer angeschlossenen Last Z (gestrichelt dargestellt) einen vorgegebenen
Sollwert annimmt. Sinkt die Ausgangsspannung Vout in Folge einer
erhöhten
Leistungsaufnahme der Last ab, so wird die Einschaltdauer pro Ansteuerperiode
verlängert;
steigt die Ausgangsspannung an, so wird die Einschaltdauer pro Ansteuerperiode
verkürzt.
Das in 1 dargestellte Netzteil ist primärgesteuert,
das heißt
die zur Regelung der Ausgangsspannung Vout für die Ansteuerschaltung IC1
erforderliche Infor mation über
den Momentanwert dieser Ausgangsspannung Vout wird primärseitig
erzeugt. Hierzu ist eine weitere, induktiv mit der Primärspule L3
und der Sekundärspule
Ls1 gekoppelte Hilfsspule L4 vorhanden, die an die Ansteuerschaltung
ICI angeschlossen ist und die in dem Beispiel über eine Gleichrichteranordnung
mit einer Diode D1 und einem Kondensator C3 auch für die Spannungsversorgung
der Ansteuerschaltung sorgt.
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Eine
geeignete Ansteuerschaltung IC1 zur Ansteuerung des Schalters T1
ist beispielsweise die integrierte Ansteuerschaltung TDA 16846 der
Infineon Technologies AG.
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Bei
Schaltnetzteilen ohne eine Drossel und eine induktiv mit der Primärspule des
Transformators gekoppelte Hilfsspule zwischen der Gleichrichteranordnung
und dem Speicherkondensator fließt nur dann ein Strom auf den
Speicherkondensator, wenn die Kondensatorspannung kleiner ist als
der Momentanwert der gleichgerichteten Wechselspannung. Ein Stromfluss
erfolgt dabei nur während
vergleichsweise kurzer Zeitdauern bezogen auf die Periodendauer der
Wechselspannung. Dies ist im Hinblick auf eine Maximierung der Wirkleistungsaufnahme
und Reduzierung der Blindleistungsaufnahme unerwünscht. Idealerweise ist der
aus dem Netz aufgenommene Strom proportional zu der Netzspannung;
der Wirkleistungsanteil beträgt
dann 100%.
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Schaltnetzteile
mit einer Funktionalität
zur Einstellung eines Eingangsstromes abhängig von einer Eingangs-Wechselspannung mit
dem Ziel einer Optimierung der Wirkleistungsaufnahme werden auch
als Netzteile mit PFC-Funktion (PFC = Power Factor Correction, Leistungsfaktorkorrektur)
bezeichnet. Bei dem in 1 dargestellten Netzteil bilden
die Drossel L1 und die erste Hilfsspule L2 den PFC-Teil des Schaltnetzteils.
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Die
zwischen die Gleichrichteranordnung BR und den Speicherkondensator
C1 geschaltete Reihenschaltung mit der Drossel L1 und der Hilfsspule L2
bewirkt grundsätzlich
eine Verlängerung der
Zeitdauer während
der ein. Strom I1 von dem Brückengleichrichter
an den Speicherkondensator C1 fließt, was nachfolgend kurz erläutert wird.
Betrachtet sei zunächst
eine Ausschaltdauer des Schaltelements T1, die sich an eine Einschaltdauer
anschließt,
während
der die Primärspule
Energie über
den Speicherkondensator C1 aufgenommen hat. Während dieser Ausschaltdauer
wird in der Primärspule
L3 eine Spannung Vp induziert, die während der Ausschaltphase in
der in 1 dargestellten Richtung abfällt. Aufgrund der induktiven
Kopplung zwischen der Primärspule
L3 und der ersten Hilfsspule L2 wird in der ersten Hilfsspule L2
während
des Ausschaltvorgangs eine Spannung Vh2 induziert, die über das
Windungsverhältnis
zwischen der Primärspule
L3 und der erste Hilfsspule L2 zu der Spannung über der Primärspule L3
in Beziehung steht und die aufgrund des gleichen Wickelsinns der
Primärspule
L3 und der Hilfsspule L2 so über
der Hilfsspule L2 abfällt,
dass das Potential U2 an einem der ersten Hilfsspule L2 und der
Drossel L1 gemeinsamen Knoten einen Wert annimmt, der um den Wert
der Spannung Vh2 über der
ersten Hilfsspule unterhalb des Wertes der Spannung über dem
Speicherkondensator liegt.
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Damit
wird während
der Ausschaltphase auch dann ein Strom über den Gleichrichter BR aufgenommen,
wenn der Momentanwert der gleichgerichteten Spannung V1 kleiner
als der Wert der Spannung V3 über
dem Speicherkondensator Cl ist. Während der Ausschaltphasen steigt
dieser Strom linear an, wenn der Momentanwert der gleichgerichteten Spannung
V1 größer als
das Potential an dem der Drossel und der Hilfswicklung gemeinsamen
Knoten ist.
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Während einer
der Ausschaltphase folgenden Einschaltphase ändert sich die Richtung der über der
ersten Hilfsspule L2 anliegenden Spannung Vh2, wodurch das Potential
U2 an dem der Hilfsspule L2 und der Drossel gemeinsamen Knoten ansteigt. Durch
die Drossel L1 fließt
in diesem Fall noch so lange ein Strom bis die Drossel L1 entmagnetisiert ist.
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2 zeigt
die zeitlichen Verläufe
eines Ansteuersignals S1 des Schaltelements, einer Spannung Ud über dem
Schaltelement T1, des Stromes S1 durch die Drossel L1 sowie einen
Stromes Iac in den Brückengleichrichter
BR für
ein bekanntes Ansteuerverfahren des Schaltelements T1. Mit Ton ist dabei
die Einschaltdauer und mit Toff die Ausschaltdauer während einer
Ansteuerperiode des Schaltelements T1 bezeichnet.
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Das
Schaltelement T1 wird bei dem in der
DE 101 44 540 A1 beschriebenen Verfahren
jeweils dann eingeschaltet, wenn die Drossel L1 vollständig entmagnetisiert
ist.
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Darüber hinaus
sind Verfahren bekannt, bei denen das Schaltelement T1 jeweils dann
eingeschaltet wird, wenn nach einer vollständigen Entmagnetisierung der
Primärspule
L3 ein erster Nulldurchgang einer sich an die Entmagnetisierung
anschließenden
freien Trafoschwingung erreicht wird.
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Die
vollständige
Entmagnetisierung ist Bezug nehmend auf 2 dann erreicht,
wenn die Spannung über
dem Schaltelement T1 absinkt. Freie Trafoschwingungen ergeben sich
durch einen Schwingkreis, der durch die Primärspule L3 und einen parallel
zu dem Schaltelement T1 geschalteten Snubber-Kondensator C2 gebildet
ist. Es können
jedoch bereits parasitäre
Kapazitäten
des Schaltelements T1 genügen,
um mit der Primärspule
einen solchen Schwingkreis zu bilden. Wie aus 2 ersichtlich
ist, steigt der Strom I1 durch die Drossel L1 während der Ausschaltdauer Toff
des Schaltelements T1 an und sinkt während der nachfolgenden Einschaltdauer
wieder ab. In 2 ist dabei der Spezialfall
dargestellt, dass der Strom I1 durch die Drossel L1 zu Beginn einer
Ausschaltdauer Toff gerade auf Null abgesunken ist. In diesem Zusammenhang
sei darauf hingewiesen, dass der zeitliche Verlauf dieses Stromes
I1 vom Momentanwert der gleichgerichteten Spannung V1 abhängig ist,
die allerdings für
mehrere Ansteuerperioden des Schaltelements als konstant angenommen
werden kann. Eine übliche
Dauer für die
Ansteuerperiode Tp liegt im Bereich von 20 μs, was einer Taktfrequenz für die Ansteuerung
des Schaltelements von 50kHz entspricht,, während die Periodendauer der
Eingangsspannung VAC 20 ms beträgt und damit um einen Faktor
1000 länger
als die Ansteuerperiode ist.
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In 2 ist
der Verlauf der Drainspannung Ud des als Schalttransistor ausgebildeten
Schalters T1 für
den Fall dargestellt, dass der Schalter T1 jeweils bei einem ersten
Nulldurchgang einer freien Trafoschwingung nach einer vollständigen Entmagnetisierung
der Primärspule
wieder eingeschaltet wird. Die Nulldurchgänge werden über die weitere induktiv mit
der Primärspule
L3 gekoppelte Hilfsspule L4 durch die Ansteuerschaltung IC1 detektiert.
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Eine
Periode eines Schaltvorgangs, d.h. eine Ansteuerperiode des Schaltelements
T1, umfasst eine Einschaltphase mit einer Einschaltdauer Ton, in 2 zwischen
den Zeitpunkten t1 und t2 bzw. t3 und t4, und eine Ausschaltphase
mit einer Ausschaltdauer Toff, in 2 zwischen
den Zeitpunkten t2 und t3. Der Strom I1 durch die Drossel L1 steigt
in dem Beispiel während
der Ausschaltphase gleichmäßig an und
sinkt während
der Einschaltphase gleichmäßig ab.
Der Mittelwert des Stromes I1 ist als gestrichelte Linie Im eingetragen.
Das Produkt aus Strom und Zeit ist bekanntlich die aufgenommene
Ladung und ist jeweils als schraffierte Fläche gekennzeichnet. Die im
linken Teil dargestellte schraffierte Fläche oberhalb des Mittelwertes
Im ist genauso groß wie die
im rechten Teil dargestellte schraffierte Fläche unterhalb des Mittelwertes
Im.
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Der
zeitliche Verlauf des Stromes I1 durch die Drossel ist abhängig von
der momentanen Phase der sinusförmigen
Netzspannung VAC. 2 zeigt eine Momentaufnahme
des Stromverlaufes I1 bei einem Momentanwert der Netzspannung, der
etwa in der Mitte zwischen dem Minimum (Nulldurchgang) und dem Maximum
(Scheitelwert) liegt.
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Der
sich bei dem bekannten Verfahren ergebende Eingangsstrom Iac des
Gleichrichters weist ausgeprägte
positive und negative Spitzen auf und besitzt somit einen hohen
Oberwellengehalt. Dieser Stromverlauf ist weit davon entfernt, proportional
zu der sinusförmigen
Wechselspannung VAC am Eingang des Gleichrichters BR zu sein, was
idealerweise erreicht werden sollte. Ein nach dem bekannten Verfahren
angesteuertes Netzteil erfüllt
nicht die PFC-Norm EN 61000-3-2, die Grenzwerte für die 3., 5.,
7., usw. Oberwelle des Eingangsstromes vorgibt.
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Ziel
der vorliegenden Erfindung ist es deshalb, ein Verfahren zur Ansteuerung
eines Schalters in einem freischwingend betriebenen Netzteil, bei dem
eine Drossel und eine Hilfsspule zwischen einen Gleichrichter und
ein kapazitives Speicherelement geschaltet sind, zur Verfügung zu
stellen, bei dem ein Oberwellengehalt eines aufgenommenen Stromes reduziert
ist und ein verbessertes Netzteil zur Durchführung dieses Verfahrens zur
Verfügung
zu stellen.
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Dieses
Ziel wird durch ein Verfahren nach Anspruch 1 und ein Netzteil nach
Anspruch 8 erreicht. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind
Gegenstand der Unteransprüche.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren
zur Ansteuerung eines Schaltelements in einem Schaltnetzteil, bei
dem eine Reihenschaltung mit einer Drossel und einer Hilfsspule
zwischen einen Ausgang einer Gleichrichteranordnung und eine Ladungsspeicheranordnung
geschaltet ist, sieht vor, das Schaltelement während eines ersten Betriebszustandes
des Netzteils während
einer Ansteuerperiode frühestens
dann einzuschalten, wenn während
einer freien Trafoschwingung ein vorgegebener Magnetisierungszustand
der Primärspule
zum zweiten Mal erreicht wird und das Schaltelement während eines
zweiten Betriebszustandes während
einer Ansteuerperiode dann einzuschalten, wenn der vorgegebene Magnetisierungszustand
der Primärspule
zum ersten Mal erreicht wird.
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Der
zweite Betriebszustand liegt beispielsweise dann vor, wenn ein Maximalwert
der Eingangs-Wechselspannung einen Schwellenwert übersteigt
und/oder wenn eine Leistungsaufnahme einer an die Ausgänge angeschlossenen
Last einen vorgegebenen Wert übersteigt.
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Der
vorgegebene Magnetisierungszustand der Primärspule ist dabei vorzugsweise
ein Zustand, bei dem die Primärspule
vollständig
entmagnetisiert ist oder bei dem die Primärspule vollständig entmagnetisiert
ist und zudem eine Spannung über
dem Schaltelement abnimmt.
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Das
Einschalten des Schaltelements frühestens mit dem zweiten Erreichen
des vorgegebenen Magnetisierungszustandes bewirkt, dass der Strom durch
die Drossel, der während
der Ausschaltdauer ansteigt, für
eine gegenüber
dem bisherigen Verfahren längere
Zeitdauer nahezu seinen Höchstwert
beibehält,
was zu einer deutlichen Reduzierung von Stromspitzen im Verlauf
des Eingangsstromes des Netzteils führt.
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Eine
Nebenwirkung des im Mittel höheren Stromes
durch die Drossel – wenn
frühestens
bei Erreichen des zweiten vorgegebenen Magnetisierungszustandes
eingeschaltet wird – ist,
dass die Spannung an der Ladungsspeicheranordnung, die üblicherweise
als Kondensator ausgebildet ist, etwas größer wird als der Scheitelwert
der Netzspannung. Diese Spannungsüberhöhung ergibt sich, um zwischen
der Magnetisierung und der Entmagnetisierung der Drossel wieder
ein Gleichgewicht herzustellen. Die Spannungsfestigkeit dieses Kondensators muss
entsprechend angepasst werden, damit bei der höchsten vorgesehenen Netzspannung
z.B. 270V, der Kondensator nicht spannungsmäßig überlastet wird. Um eine Überlastung
dieses Kondensators zu vermeiden, bzw. um die höheren Kosten, die für einen
spannungsfesteren Kondensator aufzuwenden wären, zu sparen, ist vorgesehen,
im zweiten Betriebszustand das Schaltelement während einer Ansteuerperiode
bereits dann wieder einzuschal ten, wenn der vorgegebene Magnetisierungszustand
zum ersten Mal während
der Ausschaltdauer erreicht wird.
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Das
erfindungsgemäße Schaltnetzteil
umfasst eine Gleichrichteranordnung mit Ausgangsklemmen zum Bereitstellen
einer gleichgerichteten Spannung aus einer Eingangs-Wechselspannung, eine
Ladungsspeicheranordnung und eine Reihenschaltung mit einer Primärspule eines
Transformators und dem Schaltelement, die parallel zu der Ladungsspeicheranordnung
geschaltet ist. Das Netzteil umfasst außerdem eine Drossel und eine
induktiv mit der Primärspule
gekoppelte erste Hilfsspule, die in Reihe zueinander zwischen eine
Ausgangsklemme der Gleichrichteranordnung und die Ladungsspeicheranordnung
geschaltet sind, sowie einen Sekundärstromkreis mit einer Sekundärspule des
Transformators und Ausgangsklemmen zur Bereitstellung einer Ausgangsspannung.
Das kapazitive Speicherelement ist bei diesem Netzteil zwischen
einen ersten Ausgang der Gleichrichteranordnung und ein Bezugspotential
geschaltet und die Reihenschaltung mit der Drossel und der ersten
Hilfsspule ist zwischen einen an das Bezugspotential gekoppelten
zweiten Anschluss der Gleichrichteranordnung und das kapazitive
Speicherelement geschaltet.
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Die
vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen
näher erläutert.
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Die
Erfindung wird nachfolgend anhand der 1 bis 10 erläutert.
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1 veranschaulicht
einen Spannungswandler mit einer PFC-Funktion (Stand der Technik).
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2 veranschaulicht
zeitliche Verläufe
ausgewählter
Signale des Spannungswandlers bei Ansteuerung des Schaltwandlers
nach einem Verfahren nach dem Stand der Technik.
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3 veranschaulicht
zeitliche Verläufe
ausgewählter
Signale des Spannungswandlers bei Ansteuerung des Schaltwandlers
nach dem erfindungsgemäßen Verfahren.
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4 veranschaulicht
ein Realisierungsbeispiel für
eine Steuerschaltung zur Durchführung
des erfindungsgemäßen Verfahrens.
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5 zeigt
ausgewählte
Signalverläufe
zur Erläuterung
der Funktionsweise der Steuerschaltung nach 4.
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6 zeigt
eine Zustandstafel zur Erläuterung
der Funktionsweise der Steuerschaltung nach 4.
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7 zeigt
eine Abwandlung des Spannungswandlers nach 1.
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8 zeigt
eine weitere Abwandlung des Spannungswandlers nach 1.
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9 zeigt
eine weitere Abwandlung des Spannungswandlers nach 1.
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10 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
eines erfindungsgemäßen Spannungswandlers.
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In
den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen
gleiche Teile und Signale mit gleicher Bedeutung.
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3 zeigt
die zeitlichen Verläufe
des Ansteuersignals S1, der Spannung Ud über dem Schaltelement T1, des
Stromes I1 durch die Drossel L1 und des Eingangsstromes Iac für das Schaltnetzteil gemäß 1 bei
Ansteuerung des Schaltelements T1 gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren.
Bei diesem Verfahren ist vorgesehen, während eines ersten Betriebszustandes
nach einer vollständigen Entmagnetisierung
der Primärspule
L3 freie Trafoschwingungen zuzulassen und das Schaltelement T1 frühestens
dann einzuschalten, wenn die Primärspule L3 einen vorgegebenen
Magnetisierungszustand zum zweiten Mal erreicht.
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Freie
Trafoschwingungen schließen
sich in dem Beispiel gemäß 3 jeweils
ab den Zeitpunkten t7 und t10, zu denen die Primärspule L3 zum ersten Mal vollständig entmagnetisiert
ist, an. Die freien Trafoschwingungen entstehen in erläuterter
Weise durch den Schwingkreis mit der Primärspule L3 und dem Snubber-Kondensator
C2. Als Nulldurchgänge dieser
freien Trafoschwingungen werden die Zeitpunkte bezeichnet, zu denen
die Primärspule
L3 vollständig
entmagnetisiert ist, und die Spannung Vp über der Primärspule somit
Null ist. Die Spannung über
dem Schaltelement entspricht dann der über dem Speicherkondensator
C1 anliegenden Versorgungsspannung V3.
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Für das erfindungsgemäße Verfahren
wird zwischen einem Nulldurchgang der Trafoschwingung, bei dem die
Spannung über
dem Schaltelement T1 abnimmt, und einem Nulldurchgang, bei dem die
Spannung über
dem Schaltelement T1 zunimmt, unterschieden.
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In
dem in 3 gezeigten Beispiel wird das Schaltelement T1
jeweils dann eingeschaltet, wenn zum zweiten Mal ein Nulldurchgang
der freien Trafoschwingung erreicht wird, bei dem die Spannung über dem
Schaltelement T1 abnimmt. Ein Einschalten des Schaltelements T1
bei einem Nulldurchgang, bei dem die Spannung Ud über dem
Schaltelement T1 abnimmt, ist aus Verlustleistungsgründen günstiger
als ein Einschalten bei einem Nulldurchgang, bei dem die Spannung
Ud zunimmt. Vorzugsweise erfolgt ein Einschalten des Schaltelements
jeweils erst kurz nach einem solchen Nulldurchgang, wenn die Spannung
Ud über
dem Schaltelement T1 weiter abgenommen hat, so dass in der Nähe eines
Minimums dieser Spannung Ud eingeschaltet wird, was zu einer Minimierung
der Schaltverluste führt.
Eine Zeitverzögerung
zwischen einem Nulldurchgang der freien Trafoschwingung und dem
Einschaltzeitpunkt des Schaltelements T1 ergibt sich bereits durch
unweigerlich vorhandene Schaltverzögerungen zwischen dem Anlegen
eines Einschaltpegels an das Schaltelement und dem tatsächlichen
Einschalten des Schaltelements, die aus Umladevorgängen in
dem als MOS-Transistor ausgebildeten Schaltelement resultieren.
Unter Einschalten des Schaltelements T1 bei einem Nulldurchgang
der freien Trafoschwingung ist zu verstehen, dass die Nulldurchgänge der
freien Trafoschwingungen zur Ermittlung von Einschaltzeitpunkten
ausgewertet werden, wobei ein tatsächliches Einschalten des Schaltelements
T1 aufgrund von Signallaufzeiten in der die Nulldurchgänge ermittelnden
Schaltung und aufgrund von Schaltdauern des Schaltelements erst
etwas verzögert
nach einem bestimmten Nulldurchgang erfolgt.
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Der
Verlauf des Stromes I1 durch die Drossel unterscheidet sich erheblich
von dem Stromverlauf gemäß 2,
was nachfolgend erläutert
wird.
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Während der
Ausschaltdauern, die in 3 jeweils zu Zeitpunkten t6
und t9 beginnen, steigt der Drosselstrom I1 gleichmäßig an und
erreicht im Zeitpunkt t7 bzw. t10 sein Maximum. Nach einer vollständigen Entmagnetisierung
der Primärspule
schließen sich
ab den Zeitpunkten t7 und t10 freie Trafoschwingungen an, während der
Drosselstrom I1 nahezu seinen Höchstwert
beibehält.
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Erst
zu den Zeitpunkten t8 und t11, wenn der zweite Nulldurchgang bei
fallender Spannung Ud über
dem Schaltelement T1 erreicht wird, wird das Schaltelement T1, das
bei der Schaltung gemäß 1 als
Leistungstransistor T1 ausgebildet ist, erneut eingeschaltet, wodurch
der Drosselstrom I1 gleichmäßig abfällt bis
im Zeitpunkt t9 erneut ausgeschaltet wird.
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Die
Einschaltdauer Ton wird abhängig
von der Ausgangsspannung Vout geregelt, wobei die Einschaltdauer
Ton erhöht
wird, um die Leistungsaufnahme zu erhöhen, wenn die Ausgangsspannung Vout
unter einen Sollwert absinkt, und wobei die Einschaltdauer Ton verringert
wird, um die Leistungsaufnahme zu verringern, wenn die Ausgangsspannung Vout über einen
Sollwert ansteigt.
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Die
Information über
den Momentanwert der Ausgangsspannung Vout erhält die das Schaltelement T1
ansteuernde Schaltung IC1 bei dem Netzteil gemäß 2 über die
zweite Hilfsspule L4, die mit der Primärspule L3 und entsprechend
mit der Sekundärspule
Ls1 induktiv gekoppelt ist und die einen zu der Primärspule L3
in dem Beispiel entgegengesetzten Wicklungssinn besitzt.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren
ist selbstverständlich
nicht auf Netzteile mit primärseitiger Spannungserfassung
beschränkt
sondern ist in beliebigen freischwingenden Schaltnetzteilen mit
einer PFC-Funktion anwendbar, bei denen einer Ansteuerschaltung
eine Information über
die Ausgangsspannung zur Regelung der Einschaltdauer zugeführt ist. Die
Ausschaltdauer ergibt sich bei dem erfindungsgemäßen Verfahren automatisch aus
der Entmagnetisierungsdauer, t6 bis t7 oder t9 bis t10 in 3,
und der Wartezeit bis zum Erreichen des gewünschten Magnetisierungszustandes
der Primärspule
L3.
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Bei
dem erfindungsgemäßen Verfahren
ist die Zeitdauer eines hohen Stromflusses durch die Drossel L1
länger
als die Zeit niedrigen Stromflusses. Der Mittelwert Im des Stromes
I1 ist in 3 deutlich höher als bei dem bekannten Verfahren
gemäß in 2.
Diese Erhöhung
des Stromes I1 führt
zu einer merklichen Verbesserung des Eingangswechselstromes Iac,
dessen zeitlicher Verlauf ebenfalls in 3 dargestellt
ist. Dieser Stromverlauf weist kaum noch Spitzen auf, so dass der
Oberwellengehalt gering ist und die PFC-Norm gut erfüllt wird.
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Es
sei darauf hingewiesen, dass 3 die Zeitverläufe für einen
bestimmten Momentanwert der Eingangsspannung VAC zeigt, für den der
Drosselstrom I1 bis zum Ende einer Einschaltdauer Ton gerade auf
Null absinkt. Für
andere Werte der Eingangsspannung VAC kann der Drosselstrom I1 bereits
vor Ende der Einschaltdauer auf Null absinken oder am Ende der Einschaltdauer
einen Wert ungleich Null besitzen. Die grundsätzliche Funktionsweise des
erfindungsgemäßen Verfahrens
wird dadurch allerdings nicht beeinflusst.
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Eine
Nebenwirkung des im Mittel höheren Drosselstromes
I1 ist, dass die Spannung an dem Speicherkondensator bzw. Primärkondensator
C1 etwas größer wird
als der Scheitelwert der Netzspannung VAC. Diese Spannungsüberhöhung ergibt
sich, um zwischen der Magnetisierung und der Entmagnetisierung der
Drossel L1 wieder ein Gleichgewicht herzustellen. Die Spannungsfestigkeit
des Primärkondensators
Cl muss entsprechend angepasst werden, damit bei der höchsten vorgesehenen
Netzspannung z.B. 270V, der Kondensator C1 nicht spannungsmäßig überfordert
wird.
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In
der Praxis hat sich gezeigt, dass für Eingangsspannungen mit einem
Spitzenwert von 270 V ein Kondensator Cl mit einer Spannungsfestigkeit von
450 V ausreichend ist. Aus Kostengründen wäre es allerdings wünschenswert,
einen Kondensator mit einer geringeren Spannungsfestigkeit zu verwenden, beispielsweise
mit einer Spannungsfestigkeit von 400 V, wie er bei Netzteilen ohne
PFC-Funktion eingesetzt wird.
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Dies
kann dadurch erreicht werden, dass bei einem zweiten Betriebszustand
des Netzteils, bei dem eine Netzüberspannung
vorliegt oder bei dem eine an den Ausgang angeschlossene Last eine
Leistungsaufnahme oberhalb eines vorgegebenen Grenzwertes besitzt,
nicht im zweiten Nulldurchgang der freien Trafoschwingung, sondern
bereits im ersten Nulldurchgang eingeschaltet wird. Hierdurch entsteht
keine Überspannung
am Pri märkondensator mehr
und es genügt
bei Eingangsspannungen bis 270 V ein 400V-Typ für den Primärkondensator C1.
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Die
Wahl, ob beim ersten oder frühestens beim
zweiten Nulldurchgang eingeschaltet wird, hängt also von der Ausgangsbelastung
des Netzteiles und von der Netzspannung VAC ab. Das Auslassen von
Nulldurchgängen
der freien Trafoschwingungen bewirkt neben einer Verbesserung des
Eingangsstromes auch eine deutliche Verbesserung des Wirkungsgrades
des Netzteiles, da die Schaltfrequenz des Schaltelements absinkt
und dadurch die Schaltverluste geringer werden. Bei höchster Last muss
dagegen im ersten Nulldurchgang eingeschaltet werden, da nur so
die maximale Leistung erreicht werden kann.
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Das
Einschalten des Schaltelements bereits im ersten Nulldurchgang der
freien Trafoschwingung bedeutet für die PFC-Funktion jedoch keinen Nachteil, da
die normgemäßen Anforderungen
an den Oberwellengehalt des Eingangsstromes Iac bei normalen Betriebsbedingungen,
d.h. bei einer mittleren Belastung, und nicht bei einer – üblicherweise
nur kurzzeitig vorhandenen Maximalbelastung – erfüllt sein müssen.
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Anhand
von 4 wird nun erläutert,
wie das netzspannungs- und
lastabhängige
Auslassen von Nulldurchgängen
schaltungstechnisch realisiert werden kann. Die in 4 dargestellte
Schaltung ist dabei in dem Ansteuerbaustein IC1 integriert, an den die
zweite Hilfsspule L4 über
einen Widerstand R1 angeschlossen ist und der das Ansteuersignal
S1 bereitstellt.
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In
der zweiten Hilfsspule L4 wird während der
freien Trafoschwingungen eine Spannung induziert, die proportional
zu der Spannung über
der Primärspule
ist, die aufgrund des Wicklungssinns der Hilfsspule L4 in dem gezeigten
Beispiel allerdings ein entgegengesetztes Vorzeichen besitzt. Nulldurchgängen der
Spannung über
der Hilfsspule L4 entsprechen Nulldurchgängen der freien Trafoschwingung.
Nulldurchgänge
der freien Trafoschwingung, bei denen die Spannung Ud über dem Schaltelement T1
abnimmt, entsprechen dabei solchen Nulldurchgängen der Spannung über der
Hilfsspule L4, bei denen diese Spannung zunimmt.
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Mit
Undg ist in 4 die über der Reihenschaltung mit
dem Widerstand R1 und der Hilfsspule L4 anliegende, aus der in der
Hilfsspule induzierten Spannung resultierende Spannung bezeichnet.
Nulldurchgänge
dieser Spannung Undg werden durch einen ersten Komparator K1 ermittelt,
der diese Spannung Undg mit Bezugspotential GND vergleicht. Ein Komparatorausgangssignal
KS1 ist einem Eingang CL des Nulldurchgangszählers 11 zugeführt.
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Diesem
Nulldurchgangszähler
ist darüber
hinaus an einem Eingang HV eine Information über den Spitzenwert der Netzspannung
VAC und an einem Eingang VREG eine Information über die momentane Leistungsaufnahme
der Last (Z in 1).
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Die
Information über
die momentane Leistungsaufnahme der Last steht in Form eines die
Leistungsaufnahme bestimmenden Regelsignals Ureg zur Verfügung, das
durch eine Regelschaltung 12 erzeugt wird. Diese Regelschaltung
kann eine herkömmliche
Regelschaltung sein, die aus einem Vergleich der Ausgangsspannung
Vout mit einem Sollwert das Regelsignal Ureg erzeugt. Die der Regelschaltung
zugeführte
Information über
den Momentanwert der Ausgangsspannung Vout kann in nicht näher dargestellter
Weise entweder primärseitig,
beispielsweise aus der Spannung über
der Hilfsspule, oder sekundärseitig
(über Optokoppler)
erzeugt werden.
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Zur
Erzeugung des Ansteuersignals S1 ist ein erstes Flip-Flop 13 vorhanden,
dem in dem Beispiel eine Treiber- bzw. Pufferschaltung 16 nachgeschaltet
ist, die ein an einem Ausgang Q des Flip-Flops 13 anliegendes
Signal auf einen zur Ansteuerung des Schaltelements T1 geeigneten
Pegel umsetzt. Das Schaltelement T1 ist dabei eingeschaltet, wenn
das Flip-Flop 13 gesetzt, und ausgeschaltet, wenn das Flip-Flop 13 zurückgesetzt
ist.
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Ein
Setzen des Flip-Flops 13 zum Einschalten des Schaltelements
erfolgt über
den Nulldurchgangszähler 11,
dessen Ausgang OUT an den Setz-Eingang S des Flip-Flops 13 angeschlossen
ist. Ein Zurücksetzen
des Flip-Flops zum Ausschalten des Schaltelements T1 erfolgt über einen
Spannungs-Zeit-Wandler, dem das Regelsignal Ureg und das Ausgangssignal
des Flip-Flops zugeführt sind und
der das Flip-Flop nach Ablauf einer von dem Regelsignal abhängigen Zeitdauer
wieder zurücksetzt. Die
Einstellung der Einschaltdauer des Schaltelements erfolgt somit
abhängig
von dem von der Ausgangsspannung abhängigen Regelsignal Ureg.
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Eine
Information über
die Netzspannung VAC erhält
der Nulldurchgangszähler 11 über einen Zwischenspeicher
mit einem zweiten Flip-Flop 16, und zwei Und-Gattern G2,
G3, an den ein zweiter Komparator K2 angeschlossen ist, der zur
Bewertung der Eingangsspannung VAC dient.
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Wie
erläutert
ist die Spannung V3 über
dem Speicherkondensator von dem Spitzenwert der Eingangsspannung
VAC abhängig,
so dass ein Ansteigen der Eingangsspannung VAC anhand der Spannung über dem
Kondensator C1 ermittelt werden kann. Während der Einschaltdauer des
Schaltelements T1 liegt die Kondensatorspannung V3 annähernd vollständig über der
Primärspule
L3 an, wodurch eine davon abhängige
Spannung in der zweiten Hilfsspule L4 induziert wird. Diese Spannung
erzeugt einen Stromfluss durch den Widerstand R1 und einen zwischen
diesen Widerstand und Bezugspotential geschalteten Messwiderstand
Rs. Der zweite Komparator K2 vergleicht einen Spannungsabfall über dem
Messwiderstand Rs mit einem Referenzwert Vref, beispielsweise 0,1
V, um ein Komparatorsignal mit einem High-Pegel zu erzeugen, wenn der Spannungsabfall über dem
Messwiderstand den Referenzwert übersteigt.
Der Messwiderstand Rs, der Widerstand R1, die Wicklungsverhältnisse
zwischen der Primärspule
L3 und der zweiten Hilfsspule L4 sowie der Referenzwert sind dabei
so aufeinander abgestimmt, dass der Spannungsabfall an dem Messwiderstand
dann den Referenzwert Vref übersteigt, wenn
die Spannung an dem Speicherkondensator C1 einen vorgegebenen Maximalwert übersteigt,
der auf eine Überspannung
der Netzspannung hindeutet.
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Das
Komparatorsignal KS2 wird über
die beiden Und-Gatter G2, G3 jeweils am Ende einer Einschaltdauer
bzw. zu Beginn einer Ausschaltdauer in dem zweiten Flip-Flop 16 gespeichert.
Dem dem Setz-Eingang S des Flip-Flops 16 vorgeschalteten Und-Gatter G2 ist hierzu
das Ausgangssignal des Komparators K2 und das Ausgangssignal des
Spannungs-Zeit-Wandlers 15 zugeführt und dem dem Rücksetz-Eingang
R vorgeschalteten Und-Gatter
G3 ist das durch einen Inverter G1 invertierte Komparator-Ausgangssignal
KS2 und das Ausgangssignal des Spannungs-Zeit-Wandlers 15 zugeführt.
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Ein
an einem Ausgang Q des zweiten Flip-Flops 16 anliegendes,
dem Eingang HV des Nulldurchgangszählers 11 zugeführtes Signal
nimmt jeweils dann einen High-Pegel an, wenn kurz vor Ausschalten
des Schaltelements – was
aufgrund von Signallaufzeiten und Schaltverzögerungen des Schaltelements
etwas verzögert
nach Vorliegen eines High-Pegels des Rücksetzsignals des ersten Flip-Flops
erfolgt – ein
High-Pegel des zweiten Komparatorsignals KS2 vorliegt, der auf eine überhöhte Eingangsspannung
hindeutet. Das Ausgangssignal des zweiten Flip-Flops 16 nimmt entsprechend
einen Low-Pegel an, wenn kurz vor Ausschalten des Schaltelements
ein Low-Pegel des zweiten Komparatorsignals KS2 vorliegt.
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In 5 ist
der zeitliche Verlauf einzelner Signale der Schaltung gemäß 4 beispielhaft
dargestellt. Bei normaler, d.h. nicht überhöhter, Netzspannung VAC und
mittlerer Last wird im gezeigten Beispiel in der Wicklung L4 während der
Einschaltzeit des Schalttransistors T1 eine Spannung V01, beispielsweise
15V, induziert. An dem Widerstand Rs fällt ei ne geringere Spannung
als Vref ab. Am Ausgang des zweiten Komparators K2 liegt deshalb
ein Low-Pegel an, und der Nulldurchgangszähler 11 sorgt dafür, dass
das Schaltelement T1 über
das erste Flip-Flop beim zweiten Nulldurchgang eingeschaltet wird.
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Bei
besonders hoher Netzspannung VAC wird in der zweiten Hilfsspule
L4 eine Spannung V02, beispielsweise 20V induziert. An dem Messwiderstand
Rs fällt
dadurch eine Spannung größer als
Vref ab, und am Ausgang des Komparators K2 liegt ein High-Pegel
an. Der Nulldurchgangszähler 11 sorgt
in diesem Fall dafür,
dass das Schaltelement T1 über das
erste Flip-Flop beim ersten Nulldurchgang eingeschaltet wird.
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Die
Verwirklichung des erläuterten
zeitlichen Ablaufs könnte
in dem Nulldurchgangszähler
beispielsweise so erfolgen, dass ein Arbeitszähler die eintreffenden Nulldurchgänge als
Takt bekommt und ein State-Register vorgibt, bei welchem Nulldurchgang
eingeschaltet werden soll. Ein Einschaltimpuls OUT wird dann ausgegeben,
wenn der Arbeitszähler die
Zahl erreicht, die das State-Register vorgibt. Der Arbeitszähler wird
bei jedem Rücksetzen
des ersten Flip-Flops 13 zurückgesetzt. In 5 ist
der Verlauf der Zählerstände des
Arbeitszählers
sowie der Zustand des State-Registers angegeben, wobei ein Zustand "2" ein Einschalten beim zweiten Nulldurchgang
und ein Zustand "1" ein Einschalten
beim ersten Nulldurchgang bedeutet.
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Nulldurchgangszähler mit
der erläuterten Funktionalität sind grundsätzlich bekannt.
Selbstverständlich
sind auch weitere Lösungsmöglichkeiten denkbar,
z.B. eine Lösung
mit Hysterese. Eine sehr geeignete Methode für das lastabhängige Auslassen von
Nulldurchgängen
ist z.B. im Datenblatt des Bausteins ICE1QS01 der Infineon Technologies
AG auf der Seite 11 beschrieben. Die Aufgabe könnte auch analog gelöst werden,
wie z.B. in der lastabhängigen Frequenzabsenkung
im Baustein TDA 16846 Infineon Technologies AG.
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Die
Grenzen für
die Entscheidung, ob beim ersten oder beim zweiten Nulldurchgang
eingeschaltet wird, werden anhand der Zustands-Tafel in 6 deutlich.
Auf der senkrechten Achse ist die Spannung V3 am Primärkondensator
C1, auf der waagerechten Achse die Regelspannung Ureg aufgetragen.
In dem gezeigten Beispiel erstreckt sich der Bereich des Regelsignals
von Ureg1, beispielsweise 1,5V, bis Ureg2, beispielsweise 5V, wobei
Ureg1 der Leistungsaufnahme Null und Ureg2 der maximalen Leistungsaufnahme
entspricht. Mit dem zweiten Nulldurchgang (siehe mit N2 gekennzeichnetes
Feld) wird dann eingeschaltet, wenn die Spannung U3 unter einem
vorgegebenen Grenzwert U3_lim, beispielsweise 380 V, liegt und wenn
das Regelsignal Ureg einen Grenzwert Ureg_lim nicht überschreitet. Dies
entspricht dem normalen Betriebsfall. In allen anderen Fällen (siehe
mit N1 gekennzeichnete Felder in dem Zustandsdiagramm), wird mit
dem ersten Nulldurchgang eingeschaltet, wobei anzumerken ist, dass
diese anderen Fälle
bei Betrieb des Netzteils Ausnahmefälle darstellen. Der in 6 mit
N2 bezeichnete Zustand entspricht dem Zustand "2" in 5 und
stellt den ersten Betriebszustand (Normalbetrieb) des Netzteils
dar. Der in 6 mit N1 bezeichnete Zustand
entspricht dem Zustand "1" in 5 und
stellt den zweiten Betriebszustand des Netzteils dar, bei dem eine Überspannung
am Eingang oder eine hohe Leistungsaufnahme der Last vorliegt.
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Um
im Grenzfall ein ständiges
Springen zwischen dem ersten und dem zweiten Zustand, das heißt einem
ständigen
Wechsel zwischen einem Einschalten beim ersten oder zweiten Nulldurchgang
zu vermeiden, erfolgt der Wechsel des State-Register zwischen dem ersten und zweiten
Zustand N1, N2 hysteresebehaftet.
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Anhand
der 7 bis 9 werden nachfolgend zur Durchführung des
erfindungsgemäßen Verfahrens
besonders geeignete Abwandlungen der Schaltung gemäß 1 erläutert.
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Bei
dem Wandler gemäß 7 ist
im Unterschied zu dem Wandler in 1 zwischen
den Ausgang K1 des Brückengleichrichters
BR, an dem die gleichgerichtete Spannung V1 gegen Bezugspotential
anliegt, ein Dämpfungsglied
R6, C6 geschaltet das als Reihenschaltung eines Widerstandes und
eines Kondensators realisiert ist. Wegen parasitärer Kapazitäten in den Dioden (nicht dargestellt)
des Brückengleichrichters
BR entstehen nämlich
in der Drossel L1 kurzeitig Rückströme, welche
hohe Überspannungen
am Ausgang des Brückengleichrichters
hervorrufen. Das Dämpfungsglied
R6, C6 mindert die hohen Spannungsspitzen, wodurch in dem Brückengleichrichter
Dioden mit einer geringeren Spannungsfestigkeit eingesetzt werden
können,
was aus Kostengründen
vorteilhaft ist.
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Eine
andere Möglichkeit
zur Begrenzung solcher Rückstromimpulse
ist in 8 gezeigt. Hierbei ist eine Snubber-Schaltung mit einer
Diode D10, einem Widerstand R10 und einem Kondensator C10 zwischen
einen Anschluss des Schaltelements, in dem Beispiel den Drain-Anschluss
des verwendeten Schalttransistors T1, und dem positiven Anschluss des
Primärkondensator
C1 vorhanden, die dazu dient, die hohen Überschwinger-Spitzen am Drain "abzuschneiden". Der Widerstand
R10 und der Kondensator C10 der Snubber-Schaltung sind dabei parallel
geschaltet, die Diode D10 liegt in Reihe zu dieser Parallelschaltung.
Bei dieser Schaltung wird der Kondensator C10 auf hohe Spannungen,
z.B. bis zu 600V, aufgeladen. Eine zwischen den dem Kondensator
C10 und der Diode D10 gemeinsamen Knoten und den Ausgang K1 des
Brückengleichrichters
geschaltete weitere Diode begrenzt die Überschwinger am Ausgang K1
des Brückengleichrichters
auf diese Spannung.
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Eine
besonders vorteilhafte Variante, die ohne Snubber-Schaltung auskommt,
ist in 9 gezeigt. Hierbei ist zwischen die zweite Hilfsspule
L2 und den positiven Anschluss des Primärkondensators C1 eine Diode
D2 geschaltet, deren Kathode an den Kondensator angeschlossen ist.
Eine weitere Dio de D3 ist zwischen den der zweiten Hilfsspule L2 und
dieser Diode D2 gemeinsamen Verbindungspunkt und Bezugspotential
geschaltet, deren Anode an Bezugspotential liegt. Auf diese Weise
wird die Spannung an dem der Drossel L1 abgewandten Anschluss der
zweiten Hilfsspule L2 in beiden Richtungen begrenzt. Da kaum Rückstrom
fließt,
kann zwischen den Ausgang K1 des Brückengleichrichters BR und Masse
ein Kondensator C4 mit einer kleinen Kapazität, z.B. 1 μF angeschlossen werden, der
als Filter wirkt und HF-Anteile der durch die Dioden D2 und U3 begrenzten
Spannung vom Brückengleichrichter
fernhält.
Der Aufwand für
ein in 9 gestrichelt dargestelltes, stets vorhandenes
(in den bisherigen Figuren jedoch nicht dargestelltes) Filter kann dadurch
verringert werden.
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Eine
besonders vorteilhafte Ausführungsform
des Spannungswandlers ist in 10 dargestellt.
Der grundsätzliche
Aufbau ähnelt
dem Aufbau des Wandlers gemäß 9.
Funktionsmäßig gleiche Bauelemente
sind in den 9 und 10 mit
gleichen Bezugszeichen bezeichnet.
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Während bei
dem Wandler gemäß 9 der Kondensator
C4, die Drossel L1, die weitere Spule L2 und die beiden Dioden im
Hochspannungszweig des Brückengleichrichters
BR liegen, also an den Anschluss K1 angeschlossen sind, an dem die
gleichgerichtete Spannung V1 gegen Bezugspotential GND anliegt,
sind diese Komponenten bei dem Wandler gemäß 10 im
Bezugspotentialzweig bzw. Massezweig angeordnet. Die Reihenschaltung
mit der Drossel L1 und der ersten Hilfsspule L2 ist an den Anschluss
K2 des Gleichrichters BR angeschlossen, gegen den die gleichgerichtete
Spannung V1 anliegt und der über
den Kondensator C4 an Bezugspotential GND gekoppelt ist. Der Speicherkondensator
C1 liegt unmittelbar zwischen dem Ausgang K1 des Gleichrichters
BR und Bezugspotential GND, wobei die Reihenschaltung mit der Diode
D2, der Drossel L1 und der Hilfsspule L2 zwischen den Ausgang K2 des
Gleichrichters BR und dem Bezugspotential geschaltet ist Die Diode
D3 ist zwischen den gemeinsamen Verbindungspunkt der D2 und der
Drossel L1 und den positiven Anschluss des Speicherkondensators
C1 geschaltet.
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Über die
anodenseitig an Bezugspotential angeschlossene Diode D2 fließt bei der
Schaltung gemäß 10,
wie auch bei der Schaltung gemäß 9,
der gesamte Eingangsstrom, und zwar von Bezugspotential über diese
Diode D2, die Drossel L1, die erste Hilfsspule L2 in den Kondensator
C4. Von diesem Kondensator C4 aus fließt der Strom über den
Brückengleichrichter
BR in den Primärkondensator
Cl und von hier aus bei geschlossenem Schaltelement T1 in die Primärspule L3.
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Die
Dioden D3 dienen dagegen bei beiden Schaltungen (9 und 10)
nur zur Spannungsbegrenzung und können bei entsprechender Spannungsfestigkeit
der Dioden D2 in den Schaltungen gemäß der 9 und 10 weggelassen
werden.
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Der
Filterkondensator C4 ist bei der Schaltung gemäß 10 zwischen
den Ausgang K2 des Gleichrichters BR und Bezugspotential geschaltet. Der
Vorteil dieser Anordnung besteht darin, dass der Filterkondensator
C4 mit einer geringeren Spannung – bei den zuvor erläuterten
Spannungsverhältnissen nur
noch mit einer Spannung von weniger als 150 V statt 400 V – belastet
wird. Hierdurch kann ein kleinerer, kostengünstigerer Kondensator als Filterkondensator
C4 verwendet werden.
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Der
negative Ausgang des Brückengleichrichters
BR ist nicht mehr direkt an Masse GND angeschlossen, sondern wechselstrommäßig über den Filterkondensator
C4. Der Gleichstromweg nach Masse wird durch die Reihenschaltung
aus der PFC-Wicklung L2, der Drossel L1 und der Diode D2 gebildet.
Die Diode D3 begrenzt die Spannung an der Kathode von D2 auf die
Spannung des Primärkondensators
C1. Der Wickelsinn der Wicklung L2 entspricht dem der Wicklung L2
in 9. Der Wickelsinn von L2 ist wie in 9 so
gewählt,
dass während
der Entmagnetisierung der Strom in der Drossel L1 zunimmt.