DE102004005261A1

DE102004005261A1 - Amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung und Verfahren zum Betreiben einer amplitudengesteuerten Oszillatorschaltung

Info

Publication number: DE102004005261A1
Application number: DE102004005261A
Authority: DE
Inventors: Heiko Körner
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2004-02-03
Filing date: 2004-02-03
Publication date: 2005-08-25
Anticipated expiration: 2024-02-04
Also published as: US20050184766A1; DE102004005261B4; US7170359B2

Abstract

Eine amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung (300) umfasst einen Oszillator zum Bereitstellen eines Frequenzsignals (102) mit einer steuerbaren Signalamplitude DOLLAR I1, einer Teilerschaltung (200) zur Frequenzteilung des Frequenzsignals (102), wobei der Teilerschaltung (200) eine Mindestamplitude des Frequenzsignals (102) zugeordnet ist und wobei die Teilerschaltung (200) ausgebildet ist, um ein geteiltes Frequenzsignal (104) mit einer vorbestimmten Qualität auszugeben, wenn die Signalamplitude DOLLAR I2 größer oder gleich als die Mindestamplitude ist. Ferner umfasst die amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung (300) eine Steuereinrichtung zum Steuern der Signalamplitude DOLLAR I3 des Frequenzsignals (102), wobei die Steuereinrichtung ausgebildet ist, um die Signalamplitude DOLLAR I4 derart zu steuern, dass sie größer oder gleich der Mindestamplitude ist. Durch eine solche amplitudengesteuerte Oszialltorschaltung (300) ist es möglich, auf einfache und kostengünstige Weise sicherzustellen, dass das geteilte Frequenzsignal (104) beispielsweise innerhalb eines weiten Temperaturbereichs eine vorbestimmte Qualität hat.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Oszillatorschaltung, und insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung eine elektronische Oszillatorschaltung, deren Oszillatoramplitude steuerbar ist.

Bei LC-Oszillatoren ist es oftmals notwendig, neben der Frequenz auch eine bestimmte Ausgangsamplitude zu garantieren. Durch eine solche bestimmte Ausgangsamplitude soll eine sichere Ansteuerung von dem LC-Oszillator nachgeschalteten Schaltungen gewährleistet werden. Eine solche, einem LC-Oszillator nachgeschaltete Schaltung kann beispielsweise eine Frequenz-Teilerschaltung (= Divider) sein, wie sie z.B. in 6 dargestellt ist. Die Frequenz-Teilerschaltung 600 umfasst hierbei einen Eingang IN zum Anlegen eines Signals mit der Frequenz f₀. Der Eingang IN der Teilerschaltung 600 umfasst vorzugsweise einen ersten Eingangsanschluss 602 und einen zweiten Eingangsanschluss 604 zwischen denen ein Differenzsignal anlegbar ist. Ferner umfasst die Teilerschaltung 600 einen ersten Arbeitstransistor T1, einen zweiten Arbeitstransistor T2, einen dritten Arbeitstransistor T3 und einen vierten Arbeitstransistor T4. Ferner umfasst die Teilerschaltung 600 eine erste Stromquelle 606 und eine zweite Stromquelle 608. Zusätzlich umfasst die Teilerschaltung 600 acht weitere Transistoren, die in der nachfolgenden Beschreibung als fünfter Transistor T5 bis zwölfter Transistor T12 bezeichnet werden. Hierbei sind die Transistoren beispielsweise als selbstsperrende n-Kanal Enhancement-MOSFETs auszulegen. Alternativ ist auch die Verwendung von npn-Bipolar-Tansistoren möglich. Bei der Wahl von MOS-Transistoren als Arbeitstransistoren T1 bis T4 weisen diese hierbei ein gleiches Verhältnis von einer Kanalweite W zu einer Kanallänge L auf. Zusätzlich umfasst die Teilerschaltung 600 einen ersten Widerstand R1, einen zweiten Widerstand R2, einen dritten Widerstand R3 und einen vierten Widerstand R4. Außerdem weist die Teilerschaltung 600 einen Ausgang OUT mit einem ersten Ausgangsanschluss 610 und einem zweiten Ausgangsanschluss 612 sowie einen Versorgungsspannungsanschluss 614 und einen Masseanschluss 616 auf. Zwischen dem ersten Ausgangsanschluss 610 und dem zweiten Ausgangsanschluss 612 ist eine Wechselspannung abgreifbar, wobei eine Frequenz f₀ der am Ausgang OUT abgreifbaren Wechselspannung der Hälfte der Frequenz f₀ eines am Eingang IN anliegenden Signals entspricht.

Jeder der in 6 dargestellten Transistoren T1 bis T12 weist einen Steuereingang 620 sowie einen ersten Anschluss 622 und einen zweiten Anschluss 624 auf. Aus Gründen der Übersichtlichkeit ist eine Kennzeichnung des Steuereingangs 620, des ersten Anschlusses 622 sowie des zweiten Anschlusses 624 in 6 lediglich am ersten Arbeitstransistor T1 eingezeichnet. Die Kennzeichnung des Steueranschlusses 620 sowie des ersten Anschlusses 622 und des zweiten Anschlusses 624 gelten jedoch für die weiteren in 6 dargestellten Transistoren T2 bis T12 analog, wobei der erste Anschluss 622 der jeweiligen Transistoren jeweils durch den in 6 dargestellten oberen Anschluss und der zweite Anschluss 624 der jeweiligen Transistoren durch den unteren Anschluss gebildet ist. Zur Verschaltung der vorstehend genannten Elemente der Teilerschaltung 600 ist zu sagen, dass der erste Eingangsanschluss 602 des Schaltungseingangs IN mit dem Steueranschluss des zweiten Arbeitstransistors T2 und dem Steueranschluss des dritten Arbeitstransistors T3 leitfähig verbunden ist. Der zweite Eingangsanschluss 604 des Schaltungseingangs IN ist leitfähig mit dem Steueranschluss 620 des ersten Arbeitstransistors T1 sowie dem Steueranschluss des vierten Arbeitstransistors T4 verbunden. Weiterhin ist der zweite Anschluss 624 des ersten Arbeitstransistors T1 leitfähig mit dem zweiten Anschluss des zweiten Arbeitstransistors T2 verbunden. Ferner ist der zweite Anschluss 624 des ersten Arbeitstransistors T1 über die erste Stromquelle 606 mit dem Masseanschluss 616 verbunden und der zweite Anschluss des dritten Ar beitstransistors T3 mit dem zweiten Anschluss des vierten Arbeitstransistors T4 leitfähig verbunden. Weiterhin ist der zweite Anschluss des dritten Arbeitstransistors T3 über die zweite Stromquelle 608 mit dem Masseanschluss 616 verbunden. Ferner sind der zweite Anschluss des fünften Transistors T5 und der zweite Anschluss des sechsten Transistors T6 leitfähig mit dem ersten Anschluss 620 des ersten Arbeitstransistors T1 verbunden. Analog hierzu sind der zweite Anschluss des siebten Transistors T7 und der zweite Anschluss des achten Transistors T8 leitfähig mit dem ersten Anschluss des zweiten Arbeitstransistors T2 verbunden. Ebenfalls analog hierzu sind der zweite Anschluss des neunten Transistors T9 und der zweite Anschluss des zehnten Transistors T10 leitfähig mit dem ersten Anschluss des dritten Arbeitstransistors T3 verbunden. Weiterhin sind der zweite Anschluss des elften Transistors T11 und der zweite Anschluss des zwölften Transistors T12 leitfähig mit dem ersten Anschluss des vierten Arbeitstransistors T4 verbunden. Der ersten Anschluss des fünften Transistors T5 ist leitfähig mit dem Steueranschluss des siebten Transistors T7, dem ersten Anschluss des achten Transistors T8, dem Steueranschluss des zehnten Transistors T10 und über den Widerstand R1 mit dem Versorgungsanschluss 614 verbunden. Weiterhin ist der erste Anschluss des sechsten Transistors T6 leitfähig mit dem ersten Anschluss des siebten Transistors T7, dem Steueranschluss des achten Transistors T8, dem Steueranschluss des neunten Transistors T9 und über den Widerstand R2 mit dem Versorgungsspannungsanschluss 614 verbunden. Ferner ist der erste Anschluss des neunten Transistors T9 mit dem ersten Ausgangsanschluss 610, dem Steuereingang des elften Transistors T11, dem ersten Anschluss des zwölften Transistors T12, dem Steueranschluss des fünften Transistors T5 und über den Widerstand R3 mit dem Versorgungsanschluss 614 leitfähig verbunden. Weiterhin ist der erste Anschluss des zehnten Transistors T10 mit dem ersten Anschluss des elften Transistors T11, dem Steueranschluss des zwölften Transistors T12, dem Steueranschluss des sechsten Transistors T6, dem zweiten Ausgangsanschluss 612 und ü ber den Widerstand R4 leitfähig mit dem Versorgungsanschluss 614 verbunden.

Um die Teilerschaltung 600 in Betrieb zu nehmen ist nun zwischen den Versorgungsanschluss 614 und den Masseanschluss 616 eine Versorgungsspannung anzulegen, durch die eine maximal am Ausgang OUT der Teilerschaltung 600, d.h. zwischen dem ersten Ausgangsanschluss 610 und dem zweiten Ausgangsanschluss 612 über die Widerstände R3 und R4 anliegende Spannung definiert ist. Durch ein am Eingang IN, d.h. zwischen dem ersten Eingangsanschluss 602 und dem zweiten Eingangsanschluss 604 anzulegendes Spannungssignal können nun die Arbeitstransistoren TI bis T4 derart angesteuert werden, dass ein am Eingang IN der Teilerschaltung 600 anliegendes Signal mit der Frequenz f₀ auf eine Weise umgeformt wird, dass am Ausgang OUT der Teilerschaltung 600 ein nahezu rechteckförmiges Signal mit der Hälfte der am Eingang IN angelegten Frequenz f₀ ausgegeben wird. Der Pegel des Rechecksignals schwankt hierbei im wesentlichen zwischen der dem Potential des Versorgungsspannungsanschlusses 614 und einem Niedrig-Spannungspegel („low"-Pegel), der von dem Massepotential durch die zweite Stromquelle 608 entkoppelt ist. Durch die erste Stromquelle 606 und die zweite Stromquelle 608 fließt dabei jeweils der Strom I₀. Anzumerken ist an dieser Stelle weiterhin, dass sämtliche Spannungen gegen ein Potenzial des Masseanschlusses 616 über entsprechende Stromquellen entkoppelt sind. Das Potenzial der Transistoren T5 bis T12 wird somit durch das Potenzial des Versorgungsanschlusses 614 bestimmt, während das Potenzial der Arbeitstransistoren T1 bis T4 durch das VCO-Potenzial und die Spannung zwischen den Eingangsanschlüssen 602 und 604 bestimmt wird.

Um eine vorgesehene Frequenzteilung ausführen zu können, wird somit eine erste bistabile Schaltungsgruppe mit den Transistoren T1, T2, T5, T6, T7 und T8 sowie eine zweite bistabile Schaltungsgruppe mit den Transistoren T3, T4, T9, T10, T11 und T12 miteinander verschaltet, so dass die erste bistabile Schaltungsgruppe die zweite bistabile Schaltungsgruppe ansteuert und umgekehrt. Für ein solches Frequenzteilungsschaltverhalten der Teilerschaltung 600 besteht jedoch eine Bedingung darin, dass die Arbeitstransistoren T1 bis T4 und die Transistoren T5 bis T12 nahezu wie ideale Schalter wirken. Dies ist nur dann sichergestellt, wenn eine am Eingang IN anliegende Spannungsamplitude Û ausreichend groß ist, so dass die Arbeitstransistoren TI bis reichend groß ist, so dass die Arbeitstransistoren T1 bis T4 entweder nahezu verlustlos durchschalten oder nahezu ideal sperren. Ist die zwischen dem ersten Eingangsanschluss 602 und dem zweiten Eingansanschluss 604 anliegende Spannungsamplitude Û nicht ausreichend groß, schalten die Arbeitstransistoren T1 bis T4 nicht ideal durch, wodurch sich ein am Ausgang OUT der Teilerschaltung 600 resultierendes Signal ergibt, das durch teilweise hohe Pegelschwankungen beeinträchtigt ist, die teilweise außerhalb eines Toleranzbereichs zwischen den Idealpegeln von null Volt bzw. der Versorgungsspannung liegen. Wird ein solches Ausgangssignal mit hohen Pegelschwankungen nunmehr für eine weitere, der Teilerschaltung 600 nachgeordneten Schaltung verwendet, kann die einwandfreie Funktion der nachgeordneten Schaltung nicht sichergestellt werden.

Besonders problematisch wirkt sich ein solches Verhalten einer Oszillatorschaltung dann aus, wenn eine hohe Temperaturabhängigkeit der Spannungsamplitude Û des Oszillators am Eingang IN, d.h. einer Amplitude zwischen dem ersten Eingangsanschluss 602 und dem zweiten Eingangsanschluss 604 besteht. Bei einer derartigen hohen Temperaturabhängigkeit kann somit eine fehlerfreie Funktionsweise einer Oszillatorschaltung mit einem Oszillator und der in 6 dargestellten Teilerschaltung 600 nicht mehr sichergestellt werden. Insbesondere bedeutet dies, dass die Qualität des am Ausgang OUT der Teilerschaltung 600 anliegenden frequenzgeteilten Signals stark temperaturabhängig ist.

Eine solche Temperaturabhängigkeit der Oszillatoramplitude ist in 7A dargestellt. Um sicherzustellen, dass eine Oszillator schaltung möglichst temperaturunabhängig ist, kann beispielsweise ein hoher aber konstanter Strom in den spannungsgesteuerten Oszillator eingespeist werden, um eine derart hohe Oszillatoramplitude Û zu erhalten, die nach einer Frequenzteilung durch die Teilerschaltung 600 noch die benötigte Qualität aufweist. Eine solche benötigte Qualität der Oszillatoramplitude Û kann beispielsweise darin bestehen, dass sich der Pegel der Oszillatoramplitude Û lediglich innerhalb eines Toleranzbereiches um die beiden oben angeführten Idealpegel schwankt. Ein hierzu notwendigerweise einzuspeisender Strom I_control ist beispielsweise in 7B dargestellt. Ein derartiges Vorgehen weist jedoch den Nachteil auf, dass in einigen Temperaturbereichen, insbesondere bei niedrigen Temperaturbereichen, bei denen die durch den Oszillator bereitgestellte Signalamplitude Û für ein ausreichend präzises Schaltverhalten der Teilerschaltung 600 auch ohne zusätzlichen Speisestrom genügend groß ist, zuviel Strom in den Oszillator eingespeist wird, wodurch sich dessen Verluste unnötig erhöhen.

Der vorliegenden Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, eine zuverlässigere und verlustärmere Oszillatorschaltung gegenüber einer herkömmlichen Oszillatorschaltung zu schaffen, wobei die zu schaffende Oszillatorschaltung zusätzlich noch kostengünstig herstellbar sein soll.

Diese Aufgabe wird durch eine amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung gemäß Anspruch 1 sowie ein Verfahren zum Betreiben einer amplitudengesteuerten Oszillatorschaltung gemäß Anspruch 17 gelöst.

Die vorliegende Erfindung schafft eine amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung mit folgenden Merkmalen:
einem Oszillator zum Bereitstellen eines Frequenzsignals mit einer steuerbaren Signalamplitude;
einer Teilerschaltung zur Frequenzteilung des Frequenzsignals, wobei der Teilerschaltung eine Mindestamplitude des Frequenzsignals zugeordnet ist, und wobei die Teilerschaltung ausgebildet ist, um ein geteiltes Frequenzsignal mit einer vorbestimmten Qualität auszugeben, wenn die Signalamplitude größer oder gleich als die Mindestamplitude ist; und
einer Steuereinrichtung zum Steuern der Signalamplitude des Frequenzsignals, wobei die Steuereinrichtung ausgebildet ist, um die Signalamplitude derart zu steuern, dass sie größer oder gleich der Mindestamplitude ist.

Ferner schafft die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Betreiben einer amplitudengesteuerten Oszillatorschaltung, wobei die amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung einen Oszillator zum Bereitstellen eines Frequenzsignals mit einer steuerbaren Signalamplitude, eine Teilerschaltung zur Frequenzteilung des Frequenzsignals, wobei der Teilerschaltung eine Mindestamplitude des Frequenzsignals zugeordnet ist, und wobei die Teilerschaltung ausgebildet ist, um ein geteiltes Frequenzsignal mit einer vorbestimmten Qualität auszugeben, wenn die Signalamplitude größer oder gleich als die Mindestamplitude ist und eine Steuereinrichtung zum Steuern der Signalamplitude des Frequenzsignals umfasst, wobei die Steuereinrichtung ausgebildet ist, um die Signalamplitude derart zu steuern, dass sie größer oder gleich der Mindestamplitude ist, mit folgenden Schritten:
Bereitstellen des Frequenzsignals unter Verwendung des Oszillators;
Teilen des Frequenzsignals unter Verwendung der Teilerschaltung um ein geteiltes Frequenzsignal mit einer schlechteren Qualität als die vorbestimmt Qualität bereitzustellen;
Steuern der Signalamplitude derart, dass das geteilte Frequenzsignal die vorbestimmte Qualität erreicht.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass die Teilerschaltung dann ein geteiltes Frequenzsignal mit einer vorbestimmten Qualität ausgeben kann, wenn ein der Teilerschaltung zugeführtes Frequenzsignal eine Signalamplitude aufweist, die größer als eine Mindestamplitude ist. Dabei kann die Signalamplitude des von dem Oszillator bereitgestellten Frequenzsignals durch eine Steuereinrichtung derart gesteuert werden, dass die Signalamplitude des Frequenzsignals größer oder gleich als die Mindestamplitude ist.

Eine derart ausgelegte Oszillatorschaltung weist den Vorteil auf, dass durch die Steuereinrichtung nunmehr sichergestellt werden kann, dass die vom Oszillator ausgegebene Signalamplitude des Frequenzsignals immer mindestens so groß ist, dass sie größer oder gleich als die Mindestamplitude ist, die die Teilerschaltung zur Ausgabe eines geteilten Frequenzsignals mit der vorbestimmten Qualität benötigt. Durch eine solche Steuerung können somit beispielsweise Temperatureinflüsse ausgeglichen werden, indem beispielsweise die Signalamplitude des von dem Oszillator ausgegebenen Frequenzsignals in vorbestimmten Situationen durch eine geeignete Maßnahme erhöht werden kann.

Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung weist die Teilerschaltung eine Amplitudendetektionseinrichtung auf, mit der es möglich ist, die Teilerschaltung zum Detektieren der Signalamplitude des Oszillators zu verwenden, um ein Amplitudendetektionssignal auszugeben. Eine derart ausgestaltete Oszillatorschaltung bietet den Vorteil, das Amplitudendetektionssignal ohne eine zusätzliche Detektionsschaltung bereitstellen zu können. Vielmehr kann die in der Oszillatorschaltung bereits vorhandene Teilerschaltung durch eine einfache Modifikation als Detektorschaltung eingesetzt werden, wodurch sich gegenüber einer separaten Detektorschaltung Herstellungskosten reduzieren lassen. Dies resultiert insbesondere daraus, dass sich eine zur Detektion der Signalamplitude des Frequenzsignals notwendige Bauteilanzahl bei Verwendung der Teilerschaltung gegenüber einer separaten Detektorschaltung reduzieren lässt.

Ferner kann das Frequenzsignal in bestimmten Situationen einen Gleichanteil umfassen. Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung kann die Teilerschaltung zusätzlich eine Gleichanteilsdetektionseinrichtung umfassen, durch welche ein Detektieren des Gleichanteils erfolgen kann. Eine derart ausgestaltete Oszillatorschaltung bietet den zusätzlichen Vorteil, dass nunmehr nicht nur Abweichungen der Signalamplitude des Frequenzsignals detektiert werden können, vielmehr sind auch Offset-Gleichspannungsanteile des Frequenzsignals detektierbar, wodurch sich der Einsatzbereich einer derart ausgestalteten Oszillatorschaltung gegenüber einer herkömmlichen Oszillatorschaltung deutlich vergrößern lässt.

Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung kann die Amplitudendetektionseinrichtung einen Transistor mit einem Steueranschluss und einem ersten und zweiten gesteuerten Anschluss umfassen und die Gleichanteilsselektionseinrichtung einen Referenztransistor mit einem Steueranschluss und einem ersten und zweiten gesteuerten Anschluss umfassen, wobei der Steueranschluss des Transistors mit dem Steueranschluss des Referenztransistors und der erste gesteuerte Anschluss des Transistors mit dem ersten gesteuerten Anschluss des Referenztransistors gekoppelt ist. Hierdurch ist es möglich, unter Zuhilfenahme eines Widerstandes des Referenztransistors einen Gleichspannungsarbeitspunkt des Transistors zu erfassen. Eine derart ausgebildete Oszillatorschaltung bietet somit den Vorteil, lediglich durch die Verwendung von Abgriffspunkten für das Amplitudendetektionssignal und die Verwendung eines einzelnen, kostengünstig herstellbaren Referenztransistors bereits einen Gleichanteil des Frequenzsignals detektieren zu können. Eine derart ausgestaltete Oszillatorschaltung bietet somit durch einen lediglich geringen Zusatzaufwand gegenüber einer herkömmlichen Oszillatorschaltung eine deutlich vergrößerte Flexibilität des Einsatzbereichs.

Gemäß einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel umfasst die Teilerschaltung eine Stromquelle zum Bereitstellen eines Stromes durch den Transistor und eine Referenzstromquelle zum Bereitstellen eines Referenzstromes durch den Referenztransistor, wobei ein Verhältnis des Referenzstromes zu dem Strom von einem Verhältnis eines Quotienten einer Kanalweite durch eine Kanallänge des Referenztransistors zu einem Quotienten einer Kanalweite durch eine Kanallänge des Transistors abhängig ist. Hierdurch ist es möglich, bei einer Wahl eines niedrigen Quotienten einer Kanalweite und einer Kanallänge im Referenztransistor gegenüber einem entsprechenden Quotienten einer Kanalweite und einer Kanallänge des Transistors auch lediglich einen geringen Referenzstrom durch den Referenztransistor gegenüber dem Strom durch den Transistor zu führen. Dies bietet den Vorteil, durch die Verwendung von geringen Strömen die durch den Stromfluss über den Referenztransistor entstehende Verlustleistung zu minimieren, wodurch sich eine Oszillatorschaltung mit einer im Vergleich zu einer herkömmlichen Oszillatorschaltung großen Flexibilität bei geringem zusätzlichem Verlust realisieren lässt.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1 ein Blockdiagramm einer phasenverriegelten Regelschleife mit einer erfindungsgemäßen amplitudengesteuerten Oszillatorschaltung;
2 ein Schaubild eines Ausführungsbeispiels einer Teilerschaltung der erfindungsgemäßen amplitudengesteuerten oszillatorschaltung;
3 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels einer amplitudengesteuerten Oszillatorschaltung mit der in 2 dargestellten Teilerschaltung;
4 ein Simulationsdiagramm einer Spannung unter Verwendung der in 2 dargestellten Teilerschaltung;
5A und 5B zwei Simulationsdiagramme, die die Oszillatorampli tude und den Oszillatorstrom über die Temperatur bei Verwendung der in 2 dargestellten Teilerschaltung wiedergeben;
6 ein Blockschaltbild einer herkömmlichen Teilerschaltung; und
7A und 7B zwei Simulationsdiagramme, die die Oszillatorampli tude und den Oszillatorstrom über die Temperatur bei Verwendung der in 6 dargestellten Teilerschaltung wiedergeben.
In der nachfolgenden Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung werden für die in den verschiedenen Zeichnungen dargestellten und ähnlich wirkenden Elemente gleiche oder ähnliche Bezugszeichen verwendet, wobei auf eine wiederholte Beschreibung dieser Elemente verzichtet wird.
1 zeigt ein Blockdiagramm einer phasenverriegelten Regelschleife. Die phasenverriegelte Regelschleife 100 umfasst hierbei einen VCO (VCO = Voltage Controlled Oscillator = spannungsgesteuerter Oszillator), eine Teilerschaltung (= modifizierter Divider), einen Phasenvergleicher, eine Ladungspumpe (= Charge Pump) und ein Schleifenfilter (= Loop-Filter). Der spannungsgesteuerte Oszillator VCO kann ein Frequenzsignal 102 an die Teilerschaltung ausgeben. Die Teilerschaltung kann das empfangene Frequenzsignal 102 mit dem Faktor N teilen und ein hieraus ermitteltes geteiltes Frequenzsignal 104 an den Phasenvergleicher ausgeben. Der Phasenvergleicher kann das empfangene geteilte Frequenzsignal 104 mit einem Referenzfrequenzsignal 106 vergleichen, um ein Vergleichsignal 108 zu ermitteln, das an die Ladungspumpe ausgegeben werden kann. Die Ladungspumpe erhöht die Leistung des von dem Phasenvergleicher erhaltenen Vergleichssignals 108 und kann ein Ladungspumpensignal 110 an das Schleifenfilter ausgeben. Das Schleifenfilter kann aus dem Ladungspumpensignal 110 ein Filtersignal 112 ermitteln, welches nunmehr direkt zur Steuerung der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO an denselben ausgebbar ist. Um nunmehr eine fehlerfreie Funktion des Phasenvergleichers zu ermöglichen, ist sicherzustellen, dass das von der Teilerschaltung ausgegebene geteilte Frequenzsignal 104 eine vorbestimmte Qualität aufweist. Diese vorbestimmte Qualität kann beispielsweise darin bestehen, dass das geteilte Frequenzsignal 104 ein Rechtecksignal mit einem vordefinierten „high"- und einem vordefinierten „low"-Pegel ist, dessen Pegelwerte im wesentlichen maximal innerhalb eines vordefinierten Toleranzbereiches zwischen den vordefinierten „high"- und „low"-Pegeln schwanken. Beispielsweise entspricht der „high"-Pegel dabei im wesentlichen der an die Oszillatorschaltung anlegbaren Versorgungsspannung Vdd während der „low"-Pegel einem Spannungspegel entspricht, der beispielsweise um 500 mV unterhalb des „high"-Pegels liegt. Das Signal (Rechtecksignal) „schwimmt" sozusagen unter dem Versorgungspegel Vdd mit einer Spitzen-Spitzen-Spannung zwischen dem „high"- und „low"-Pegel von 500 mV mit und ist wie voranstehend dargestellt gegenüber dem Massepotential durch die zweite Stromquelle 608 entkoppelt. Wie vorstehend beschrieben wurde, ist es hierzu jedoch erforderlich, dass das von dem spannungsgesteuerten Oszillator VCO ausgegebene Frequenzsignal 102 eine Signalamplitude aufweist, die größer oder gleich einer vorbestimmten Mindestamplitude von beispielsweise 200 mV ist. Um sicherzustellen, dass das von dem spannungsgesteuerten Oszillator ausgegebene Frequenzsignal 102 eine derart große Signalamplitude aufweist, kann gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung die amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung eine Amplitudensteuerung 120 umfassen, in welcher in der Teilerschaltung bereits ein Amplitudensteuerungssignal 122 ermittelt werden kann, das über einen Steuerstrom I_control dem spannungsgesteuerten Oszillator VCO zuführbar ist. Durch das Amplitudenregelungssignal 122 lässt sich lediglich die Signalamplitude des Frequenzsignals 102 steuern; die Steuerung der Frequenz bzw. der Phase des Frequenzsignals 102 kann durch den Steuerzweig des Frequenzsignals mit dem Phasenvergleicher, der Ladungspumpe und dem Schleifenfilter erfolgen. Wie nachfolgend dargestellt wird, sind im Steuerzweig der Amplitudensteuerung 120 noch weitere Komponenten angeordnet.
2 zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel für eine Teilerschaltung. Die Teilerschaltung 200 entspricht der Teilerschaltung (= modifizierter Divider) aus 1. Weiterhin entspricht die in 2 dargestellte Teilerschaltung 200 bis auf einige nachfolgend näher erläuterte Unterscheidungsmerkmale der in 6 dargestellten herkömmlichen Teilerschaltung 600. Auf eine detaillierte Beschreibung der übereinstimmenden Merkmale der Teilerschaltung 200 mit der Teilerschaltung 600 aus 6 wird an dieser Stelle verzichtet. Gegenüber der in 6 dargestellten Teilerschaltung 600 ist in der in 2 dargestellten Teilerschaltung 200 ein Abgriffspunkt zum Abgreifen einer Amplitudendetektionsspannung U_Ampl gegen ein Potenzial des Masseanschlusses 616 vorgesehen, wobei der Abgriffspunkt zum Abgreifen der Amplitudendetektionsspannung U_Ampl leitfähig mit dem zweiten Anschluss 624 des zweiten Arbeitstransistors T2 verbunden ist. Das Potenzial des Abgriffspunktes zum Abgreifen der Amplitudendetektionsspannung U_Ampl ist somit durch das Potenzial des ersten Eingangsanschlusses 602 sowie dem Spannungsabfall (Gate-Source-Spannungsabfall) am zweiten Arbeitstransistor T2 und einem Strom über die erste Stromquelle 606 bestimmt. Ferner weist die Teilerschaltung 200 einen Referenztransistor T_Ref auf, dessen Steueranschluss mit dem ersten Eingangsanschluss 602, dessen erster Anschluss mit dem ersten Anschluss des ersten Arbeitstransistors T2 und dessen zweiter Anschluss über eine Referenzstromquelle 202 mit dem Masseanschluss 616 verbunden ist. Ferner weist die Teilerschaltung 200 einen Abgriffspunkt zum Abgreifen einer Referenzspannung U_Ref gegen ein Potenzial des Masseanschlusses 616 auf, der mit dem zweiten Anschluss des Referenztransistors T_Ref verbunden ist. Das Potenzial des Abgriffspunktes zum Abgreifen der Referenzspannung U_Ref ist somit durch das Potenzial des ersten Eingangsanschlusses 602 sowie dem Spannungsabfall (Gate-Source-Spannugunsabfall) am Referenztransistor T_Ref und einem Strom über eine Referenzstromquelle 202 bestimmt. Durch eine derart modifizierte Teilerschaltung 200 gegenüber einer herkömmlichen Teilerschaltung 600 ist es somit möglich, allein durch die Verwendung eines Referenztransistors T_Ref und dem Bereitstellen von zwei Spannungsabgriffsmöglichkeiten für die Amplitudendetektionsspannung U_Ampl und die Referenzspannung U_Ref durch eine minimale Veränderung der herkömmlichen Teilerschaltung 600 eine deutliche Erhöhung der Einsetzbarkeit der Teilerschaltung 200 zu erreichen.
Weiterhin sollten der zweite Arbeitstransistor T2 und der Referenztransistor T_Ref derart ausgelegt sein, dass sie beim Betrieb der Teilerschaltung 200 die gleiche Stromdichte aufweisen. Hierbei ist zu berücksichtigen, dass, um die Verlustleistung möglichst gering zu halten, der über den Referenztransistor T_Ref fließende Strom möglichst klein sein sollte. Dies lässt sich insbesondere dadurch realisieren, dass der Referenztransistor T_Ref einen Quotienten einer Kanalweite W zu einer Kanallänge L des leitfähigen Kanals des beispielsweise in MOS-Technik ausgebildeten Transistors aufweist, der beispielsweise um einen Faktor 2/n (n ∊ R, n > 2) kleiner ist als ein Verhältnis einer Kanalweite W zu einer Kanallänge L des beispielsweise ebenfalls in MOS-Technik ausgebildeten zweiten Arbeitstransistors T2 (ohne Ausschluss der Allgemeinheit wäre jedoch auch eine Wahl von n ≤ 2 möglich). Für einen derart ausgelegten Referenztransistor T_Ref ist nunmehr zu beachten, dass der durch die Referenzstromquelle 202 dem Referenztransistor T_Ref eingeprägte Strom auch um den Faktor n kleiner ist als der Strom I₀, der durch die erste Stromquelle 606 dem ersten Arbeitstransistor T1 und dem zweiten Arbeitstransistor T2 eingeprägt ist.
Wird das Kriterium der gleichen Stromdichte im Referenztransistor T_Ref und dem zweiten Arbeitstransistor T2 beachtet, kann über den Referenztransistor T_Ref der Gleichanteil der am Eingang IN der Tei lerschaltung 200 anliegenden Spannung ermittelt werden. Dieser Gleichanteil der am Eingang IN anliegenden Spannung steht insbesondere in einem vordefinierten Zusammenhang zu dem Arbeitspunkt des zweiten Arbeitstransistors T2, wobei diese Arbeitspunkt-Spannung gerade durch die Verwendung des Referenztransistors T_Ref ermittelt, und über die Referenzspannung U_Ref ausgegeben werden kann. Demgegenüber kann durch die Amplitudendetektionsspannung U_Ampl ermittelt werden, welche Signalamplitude Û des am Eingang IN anliegenden Frequenzsignals vorliegt. In der in 2 dargestellten Teilerschaltung 200 wird somit die Amplitudendetektionsspannung U_Ampl am Fußpunkt der Differenzstufe aus dem ersten Arbeitstransistor T1 und dem zweiten Arbeitstransistor T2 abgegriffen. Bei dieser Spannung wird somit ein Gleichrichteffekt der Differenzstufe ausgenutzt und es liegt somit näherungsweise eine gleichgerichtete Spannung der am Eingang IN anliegenden Spannung vor. Andererseits wird in der Teilerschaltung 200 über den kleineren Referenztransistor T_Ref die Referenzspannung U_Ref erzeugt, die den Gleichspannungsarbeitspunkt (DC-Arbeitspunkt) des zweiten Arbeitstransistors T2 nachbildet. Dieser Referenztransistor T_Ref wird von einem Strom I₀/n durchflossen, welcher in der Referenzstromquelle 202 erzeugt wird. Wie bereits ausgeführt, ist hierbei zu beachten, dass die Stromdichte in dem Referenztransistor T_Ref die gleiche ist, wie in den jeweiligen Arbeitstransistoren T1 bis T4. Dieser Zusammenhang wird durch das Verhältnis n ausgedrückt. Um die Verlustleistung möglichst gering zu halten, wird ein großer Wert für n angestrebt, allerdings nur soweit, bis Randeffekte der verwendeten Arbeitstransistoren T1 bis T4 störend werden. Über eine derartige Auslegung der Teilerschaltung 200, d.h. insbesondere der konstanten Stromdichte wird somit eine Konstanz der abgreifbaren Amplitudendetektionsspannung U_Ampl und der Referenzspannung U_Ref über beispielsweise die Temperatur und die Versorgungsspannung erreicht.
3 zeigt ein Blockschaltbild der in 1 dargestellten Amplitudensteuerung mit dem Amplitudensteuersignal 122. Die in 3 dargestellte amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung 300 stellt insbesondere ein detaillierteres Blockschaltbild der in 1 dargestellten Amplitudensteuerung 120 dar. Die in 3 dargestellte amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung umfasst wiederum den Oszillator, die Teilerschaltung (= modifizierter Divider), ein Tiefpass-Filter sowie einen OTA-Verstärker (OTA = Operational Transconductance Amplifier). Wie in 1 bereits dargestellt ist, liefert der Oszillator das Frequenzsignal 102 an den modifizierten Dividierer. Das Frequenzsignal 102 weist hierbei eine zeitabhängige Signalamplitude U(t) auf, die im Zeitverlauf t durch die Formel U(t) = Û·sin(2ωf0t)charakterisiert ist. Hierbei ist die Oszillatorsignalamplitude 0 proportional zu dem Steuerstrom I_control. In der Teilerschaltung erfolgt vorzugsweise eine Frequenzteilung auf die Hälfte der Frequenz des Frequenzsignals 102. Dies wird in 3 am Ausgang der Teilerschaltung durch die Bezeichnung f₀/2 verdeutlicht, die auf die halbe Frequenz f₀/2 des geteilten Frequenzsignals 104 in Bezug auf die Frequenz f₀ des Frequenzsignals 102 hinweist. Ferner ist aus der Teilerschaltung die Amplitudendetektionsspannung U_Ampl auskoppelbar, die proportional zu der gleichgerichteten Signalamplitude mit folgendem Zusammenhang ist: UAmpl = |Û·sin(2ωf0t)|.
Ferner ist aus der Teilerschaltung 200 die Referenzspannung U_Ref auskoppelbar. Die Amplitudendetektionsspannung U_Ampl sowie die Referenzspannung U_Ref können ferner jeweils einem eigenen Tiefpass-Filterzweig des Tiefpass-Filters zugeführt werden, woraus aus der Amplitudendetektionsspannung U_Ampl eine geglättete Amplitudendetektionsspannung U -_Ampl und aus der Referenzspannung U_Ref eine geglättete Referenzspannung U -_Ref bestimmt werden kann. Die geglättete Amplitudendetektionsspannung U -_Ampl ist jeweils proportional zur Signalamplitude Û des Frequenzsignals 102 und die geglättete Referenzspan nung U -_Ref ist hierbei konstant. Im OTA-Verstärker kann nachfolgend beispielsweise die Differenz aus der geglätteten Amplitudendetektionsspannung 0Ampl sowie der geglätteten Referenzspannung IJRef gebildet und mit einem konstanten Faktor g gewichtet werden. Hieraus kann ein Strom IOTA ermittelt werden, der den folgenden Zusammenhang aufweist: IOTA = g·(U -Ampl – U -Ref)
Alternativ kann auch zuerst das Amplitudendetektiossignal U_Ampl und das Gleichanteilsdetektionssignal U_Ref zum Bereitstellen des Steuersignals I_OTA verwendet werden, woran anschließend eine Glättung des Steuersignals I_OTA, beispielsweise durch das genannte Tiefpass-Filter, durchgeführt werden kann.
Ferner weist die in 3 dargestellt amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung 300 einen konstanten Strom I_const auf, mit dem der Oszillator gespeist wird. Um nun die Signalamplitude Ü des Frequenzsignals 102 zu steuern, wird aus dem konstanten Speisestrom I_const ein Kontrollstrom I_control durch die folgende Formel gebildet: Icontrol = Iconst – IOTA
Ferner weist die amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung 300 einen Stabilisierungskondensator C_{Stabilisierung} auf, der eine Regelgeschwindigkeit bzw. eine Steuergeschwindigkeit der Amplitudensteuerung 120 herabsetzt und somit die Amplitudensteuerung bzw. den in 3 dargestellten Amplitudenregelkreis stabilisiert.
Die Funktionsweise der in 3 dargestellten Amplitudensteuerung lässt sich wie folgt beschreiben. Zunächst kann die Oszillatorschaltung 300 in Betrieb genommen werden, wobei der Oszillator ein Frequenzsignal 104 mit einer Signalamplitude Û ausgibt, durch die eine Frequenzteilung mit der Teilerschaltung nicht zu einem geteilten Frequenzsignal 104 führt, das die vorbestimmte Qualität aufweist. Hierbei lässt sich durch die Amplitudensteuerung 120, insbesondere durch die Verwendung der geglätteten Amplitudendetektionsspannung U -_Ampl und der geglätteten Referenzspannung U -_Ref der OTA-Verstärker derart steuern, dass er einen Verstärkerstrom I_OTA zum Erhöhen der Signalamplitude Û des Oszillators ausgibt. Hierdurch kann der Oszillator derart gesteuert werden, dass er ansprechend auf den Verstärkerstrom I_OTA eine Signalamplitude Û des Frequenzsignals 102 ausgibt, bei der eine Frequenzteilung mit Hilfe der Teilerschaltung 200 in einem geteilten Frequenzsignal 104 mit der vorbestimmten Qualität resultiert.
4 zeigt ein exemplarisches Simulationsdiagramm, das einen möglichen Zusammenhang einer Differenz der geglätteten Amplitudendetektionsspannung U -_Ampl und der geglätteten Referenzspannung U -_Ref in Abhängigkeit auf die von dem Oszillator ausgegebene Signalamplitude Û wiedergibt. Hierbei ist auf der Abszisse die Oszillatoramplitude Û, d.h. die Signalamplitude, in der Einheit Volt aufgetragen, während auf der Ordinate die Differenzspannung U -_Ampl – U -_Ref nach dem Tiefpass-Filter in mV aufgetragen ist. Aus 4 wird ersichtlich, dass die Differenzspannung nach dem Tiefpass-Filter mit zunehmend größerer Oszillatoramplitude 0 steigt.
Die 5A und 5B zeigen Simulationsdiagramme der Oszillatoramplitude 0 sowie des Oszillatorstroms I_control in Bezug auf die Temperatur. In 5A ist die Abnahme der Oszillatoramplitude Û in Bezug auf eine zunehmende Erhöhung der Temperatur ersichtlich. Hierbei zeigt sich anhand der Ordinatenskalierung eine deutlich geringere Variationsbandbreite der Oszillatoramplitude Û bei einer Verwendung der Amplitudensteuerung 120 gegenüber der in 7A dargestellten Variationsbandbreite einer herkömmlichen Oszillatorschaltung, was zu einer deutlich besseren Steuerbarkeit und somit zu einer deutlich verbesserten Temperaturcharakteristik der erfindungsgemäßen Oszillatorschaltung beiträgt. In 5B ist der Oszillatorstrom I_control in Abhängigkeit von der Temperatur unter Verwendung der in 3 detailliert dargestellten amplitudengesteu erten Oszillatorschaltung 300 wiedergegeben. Hierbei wird die größere Variationsbreite des Oszillatorstroms I_control gegenüber der in 7B dargestellten Variationsbreite einer herkömmlichen Oszillatorschaltung ersichtlich, woraus ein Funktionieren der Steuerung der Signalamplitude Û des Oszillators erkennbar ist.
Abhängig von den Gegebenheiten kann das erfindungsgemäße Verfahren zum Betreiben einer amplitudengesteuerten Oszillatorschaltung in Hardware oder in Software implementiert werden. Die Implementierung kann auf einem digitalen Speichermedium, insbesondere einer Diskette oder CD mit elektronisch auslesbaren Steuersignalen erfolgen, die so mit einem programmierbaren Computersystem zusammenwirken können, dass das entsprechende Verfahren ausgeführt wird. Allgemein besteht die Erfindung somit auch in einem Computerprogrammprodukt mit einem auf einem maschinenlesbaren Träger gespeicherten Programmcode zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens, wenn das Computerprogrammprodukt auf einem Rechner abläuft. Mit anderen Worten ausgedrückt, kann die Erfindung somit als ein Computerprogramm mit einem Programmcode zur Durchführung des Verfahrens realisiert werden, wenn das Computerprogramm auf einem Computer abläuft.
Zusammenfassend ist zu sagen, dass eine Regelung mit einem extra Detektor für die Oszillatoramplitude vermieden wird, die den Nachteil hätte, dass weitere Bauteile notwendig sind und auch zusätzlicher Strom verbraucht wird. Meist stellt der Detektor auch eine zusätzliche Last dar, die vom Oszillator noch angesteuert werden muss. Bei Oszillatoren, denen ein Divider (= Teilerschaltung) nachgeschaltet ist, können diese Nachteile umgangen werden, und zwar durch Modifikation des Dividers. Mit dieser Veränderung ist es beispielsweise möglich, eine Differenzspannung proportional zur Schwingamplitude Û des Oszillators zu erzeugen. Somit lässt sich diese Spannung für eine Amplitudenbestimmung bzw. eine Amplitudenregelung nutzen.
Dies hat den Vorteil, dass zusätzlich nur wenige und kleine Bauelemente notwendig sind und der zusätzliche Strom sehr gering gehalten werden kann und auch keine weitere Belastung vom Oszillator auftritt. Weiterhin ist der zusätzliche Platzbedarf gegenüber einem zusätzlichen Detektor gering zu halten.
Ein herkömmlicher Divider hat den Aufbau, wie in 6 zu sehen ist. Der modifizierte Divider besitzt einige zusätzliche Elemente, wie in 2 dargestellt ist. Dabei ist es unerheblich, ob der Divider in MOS-, NMOS-, CMOS- oder in Bipolar-Technologie realisiert ist.
In diesem modifizierten Divider wird die Spannung U_Ampl am Fußpunkt der Differenzstufe abgegriffen. Bei dieser Spannung wird der Gleichrichteffekt der Differenzstufe ausgenutzt und es liegt somit näherungsweise eine gleichgerichtete Oszillatorspannung vor.
Andererseits wird im Divider über einen kleineren Referenztransistor T_Ref eine Spannung U_Ref erzeugt, die den DC-Arbeitspunkt nachbildet. Dieser Referenztransistor T_Ref wird mit einem zusätzlichen Strom I₀/n durchflossen, welcher in einer eigenen Stromquelle 202 erzeugt wird. Dabei ist es zu beachten, dass die Stromdichte in dem Referenztransistor T_Ref die gleiche ist, wie in den jeweiligen Arbeitstransistoren T1 bis T4. Dieser Zusammenhang wird durch das Verhältnis n ausgedrückt. Anstatt eines einzelnen Referenztransistors T_Ref kann auch mit vielen kleinen Einzeltransistoren, die seriell oder parallel geschaltet sind, ein gutes Matching-Verhalten erreicht werden. Es ist ein großes n angestrebt, allerdings nur soweit, bis Randeffekte der Transistoren störend werden. Somit wird eine Konstanz über Temperatur und Versorgungsspannung erreicht.
Beide erzeugten Spannungen aus dem Divider werden über ein Tiefpass-Filter geglättet. Dessen Grenzfrequenz sollte unterhalb der Arbeitsfrequenz f₀ des Oszillators liegen. Die Differenz dieser so erzeugten Spannungen ist damit proportional zur Oszillatoramplitude Û und wird in dem nachfolgenden OTA-Verstärker in einen äquivalenten Strom umgesetzt.
Dieser Strom wird zur Steuerung der VCO-Amplitude Û benutzt. Somit ergibt sich ein Regelkreis, welcher die Amplitude Û annähernd konstant hält.
Der abgebildete Regelkreis besitzt eine Kapazität C_{Stabilisierung}, welche die Regelgeschwindigkeit herabsetzt und somit den Regelkreis stabilisiert.
Die eigentliche Steuerung der VCO-Amplitude erfolgt durch den eingespeisten Strom I_control, der durch Differenzbildung mit einem konstanten I_const erzeugt wird. Über eine interne Strombank wird dieser Control-Strom vervielfacht und ist somit direkt für die Amplitude im Resonanzkreis verantwortlich. Diese Steuerung der Amplitude kann natürlich auf einem anderen Weg erfolgen.
Diese Art der Regelung ist somit günstig für Oszillatoren, denen ein Divider nachgeschaltet ist, wie es vor allem bei PLL's (= phasenverriegelte Regelschleife) der Fall ist.
Abschließen ist zu sagen, dass durch die Erfindung eine amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung mit einem Oszillator zum Bereitstellen eines Frequenzsignals mit einer Spannungsamplitude definiert ist, wobei die Spannungsamplitude durch eine Steuergröße steuerbar ist. Weiterhin ist umfasst die Erfindung vorzugsweise eine Teilerschaltung zum Umformen des Frequenzsignals, wobei die Teilerschaltung vorzugsweise einen Transistor umfasst und wobei die Teilerschaltung ausgebildet ist, um ein Steuersignal und ein Referenzsignal bereitzustellen, wobei das Steuersignal von einem Wechselanteil des Frequenzsignals abhängig ist und das Referenzsignal von einem Gleichanteil des Frequenzsignals abhängig ist.
Außerdem umfasst die Erfindung vorzugsweise eine Steuerschaltung, die ausgebildet ist, um die Steuergröße zu liefern.

100: Blockdiagramm einer phasenverriegelten Regelschleife
102: Frequenzsignal
104: geteiltes Frequenzsignal
106: Referenzsignal
108: Vergleichssignal
110: Ladungspumpensignal
112: Frequenzsteuerungssignal
120: Amplitudensteuerung
122: Amplitudensteuerungssignal
200: Teilerschaltung
202: Referenzstromquelle
T1: Erster Arbeitstransistor
T2: Zweiter Arbeitstransistor
T_Ref: Referenztransistor
T3: Dritter Arbeitstransistor
T4: Vierter Arbeitstransistor
T5: Fünfter Transistor
T6: Sechster Transistor
T7: Siebter Transistor
T8: Achter Transistor
T9: Neunter Transistor
T10: Zehnter Transistor
T11: Elfter Transistor
T12: Zwölfter Transistor
R1: Erster Widerstand
R2: Zweiter Widerstand
R3: Dritter Widerstand
R4: Vierter Widerstand
IN: Eingang der Teilerschaltung 200
OUT: Ausgang der Teilerschaltung 200
Û: Signalamplitude des Oszillators
U_Ampl: Amplitudendetektionssignal
U_Ref: Referenzsignal, Gleichanteilsdetektionssignal
300: Amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung
U -_Ampl: Geglättetes Amplitudendetektionssignal
U -_Ref: Geglättetes Gleichanteilsdetektionssignal
OTA: OTA-Verstärker
I_OTA: Verstärkerstrom
I_constant: Speisestrom
I_control: Amplitudensteuerstrom
C: Stabilisierung Stabilisierungskondensator
600: Herkömmliche Teilerschaltung
602: Erster Eingangsanschluss
604: Zweiter Eingangsanschluss
606: Erste Stromquelle
608: Zweite Stromquelle
610: Erster Ausgangsanschluss
612: Zweiter Ausgangsanschluss
614: Versorgungsanschluss
616: Masseanschluss
620: Steueranschluss des ersten Arbeitstransistors T1
622: Erster gesteuerter Anschluss des ersten Arbeitstransistors T1
624: Zweiter gesteuerter Anschluss des ersten Arbeitstransistors T1

Claims

Amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung (300) mit folgenden Merkmalen: einem Oszillator zum Bereitstellen eines Frequenzsignals (102) mit einer steuerbaren Signalamplitude (Û); einer Teilerschaltung (200) zur Frequenzteilung des Frequenzsignals (102), wobei der Teilerschaltung (200) eine Mindestamplitude des Frequenzsignals (102) zugeordnet ist, und wobei die Teilerschaltung (200) ausgebildet ist, um ein geteiltes Frequenzsignal (104) mit einer vorbestimmten Qualität auszugeben, wenn die Signalamplitude (Û) größer oder gleich als die Mindestamplitude ist; und seiner Steuereinrichtung zum Steuern der Signalamplitude (Û) des Frequenzsignals (102), wobei die Steuereinrichtung ausgebildet ist, um die Signalamplitude (Û) derart zu steuern, dass sie größer oder gleich der Mindestamplitude ist.
Amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung (300) gemäß Anspruch 1, bei der die Teilerschaltung (200) ferner eine Amplitudendetektionseinrichtung zum Detektieren der Signalamplitude (Û) umfasst, wobei die Amplitudendetektionseinrichtung ausgebildet ist, ein Amplitudendetektionssignal (U_Ampl) auszugeben, und wobei die Steuereinrichtung ausgebildet ist, um die Steuerung basierend auf dem Amplitudendetektionssignal (U_Ampl) durchzuführen.
Amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung (300) gemäß Anspruch 2, bei der die Steuereinrichtung ein Tiefpass-Filter zum Filtern des Amplitudendetektionssignals (U_Ampl) umfasst, wobei das Tiefpass-Filter ausgebildet ist, um ein geglättetes Amplitudendetektionssignal (U -_Ampl) bereitzustellen, und wobei die Steuereinrichtung ausgebildet ist, um die Steuerung basierend auf dem geglätteten Amplitudendetektionssignal (U -_Ampl) durchzuführen.
Amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung (300) gemäß Anspruch 3, bei der die Steuereinrichtung einen Verstärker (OTA) zum Verstärken des geglätteten Amplitudendetektionssignals (U -_Ampl) umfasst, wobei der Verstärker ausgebildet ist, um ansprechend auf das geglättete Amplitudendetektionssignal (U -_Ampl) ein Steuersignal (I_OTA) zum Steuern der steuerbaren Signalamplitude (Û) bereitzustellen.
Amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung (300) gemäß einem der Ansprüche 2 bis 4, die einen Masseanschluss (616) aufweist und bei der die Amplitudendetektionseinrichtung einen Transistor (T2) mit einem Steueranschluss und einem ersten und zweiten gesteuerten Anschluss umfasst, wobei das Amplitudendetektionssignal (U_Ampl) eine Spannung zwischen dem zweiten gesteuerten Anschluss des Transistors (T2) und dem Masseanschluss (616) ist.
Amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung (300) gemäß Anspruch 5, bei der der Transistor (T2) ein MOS-Transistor ist.
Amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung (300) gemäß Anspruch 1 bis 6, bei der das Frequenzsignal (102) einen Gleichanteil umfasst, wobei die Teilerschaltung (200) ferner eine Gleichanteilsdetektionseinrichtung zum Detektieren des Gleichanteils aufweist und wobei die Gleichanteilsdetektionseinrichtung ausgebildet ist, ein Gleichanteilsdetektionssignal (U_Ref) auszugeben.
Amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung (300) gemäß Anspruch 3 und 7, bei der das Tiefpass-Filter ferner ausgebildet ist, das Gleichanteilsdetektionssignal (U_Ref) zu filtern, um ein geglättetes Gleichanteilssignal (U_Ref) bereitzustellen.
Amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung (300) gemäß den Ansprüchen 4 und 8, bei der der Verstärker (OTA) ausgebildet ist, um ansprechend auf eine Differenz (U -_Ampl – U -_Ref) des geglätteten Amplitudendetektionssignals (U -_Ampl) und des geglätteten Gleichanteilsignals (U -_Ref) das Steuersignal (I_OTA) bereitzustellen.
Amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung (300) gemäß Anspruch 5 und einem der Ansprüche 7 bis 9, wobei die Gleichanteilsdetektionseinrichtung einen Referenztransistor (T_Ref) mit einem Steueranschluss sowie einem ersten und zweiten gesteuerten Anschluss umfasst und wobei der Steueranschluss des Transistors (T2) mit dem Steueranschluss des Referenztransistors (T_Ref) gekoppelt ist, der erste gesteuerte Anschluss des Transistors (T2) mit dem ersten gesteuerten Anschluss des Referenztransistors (T_Ref) gekoppelt ist, der zweite gesteuerte Anschluss des Referenztransistors (T_Ref) über eine Stromquelle (202) mit dem Masseanschluss (616) gekoppelt ist und das Gleichanteilssignal (U_Ref) eine Spannung zwischen dem zweiten gesteuerten Anschluss des Referenztransistors (T_Ref) und einem Potenzial des Masseanschlusses ist.
Amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung (300) gemäß Anspruch 10, bei der der Referenztransistor (T_Ref) ein MOSTransistor ist.
Amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung (300) gemäß Anspruch 11, bei der die Teilerschaltung (200) eine Stromquelle (606) zum Bereitstellen eines Stromes durch den Transistor (T2) und eine Referenzstromquelle (202) zum Bereitstellen eines Referenzstromes (I₀/n) durch den Referenztransistor (T_Ref) umfasst, wobei ein Verhältnis des Referenzstromes (I₀/n) zu dem Strom (I₀) von einem Verhältnis (n) eines Quotienten einer Kanalweite (W) und einer Kanallänge (L) des Referenztransistors (T_Ref) und einem Quotienten einer Kanalweite (W) und einer Kanallänge (L) des Transistors (T2) abhängig ist.
Amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung (300) gemäß einem der Ansprüche 7 bis 12, bei der die Gleichanteilsdetektionseinrichtung zumindest einen weiteren Referenztransistor (T_Ref) umfasst, der parallel oder seriell zum Referenztransistor (T_Ref) geschaltet ist.
Amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung (300) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 12, bei der das geteilte Frequenzsignal (102) dann die vorbestimmte Qualität aufweist, wenn ein Spannungspegel des geteilten Frequenzsignals (104) im wesentlichen eine Mindestamplitude zwischen einem ersten vordefinierten Schaltpegel und einem zweiten vordefinierten Schaltpegel aufweist, wobei der erste Schaltpegel im wesentlichen einer an die amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung (300) anlegbaren Versorgungsspannung entspricht und der zweite Schaltpegel niedriger als der erste Schaltpegel ist.
Amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung (300) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 14, bei der die Mindestamplitude gleich 200 mV ist.
Phasenverriegelte Regelschleife mit folgendem Merkmal: einer amplitudengesteuerten Oszillatorschaltung (300) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 15.
Verfahren zum Betreiben einer amplitudengesteuerten Oszillatorschaltung (300), wobei die amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung einen Oszillator zum Bereitstellen eines Frequenzsignals (102) mit einer steuerbaren Signalamplitude (Û), eine Teilerschaltung (200) zur Frequenzteilung des Frequenzsignals (102), wobei der Teilerschaltung (200) eine Mindestamplitude des Frequenzsignals (102) zugeordnet ist und wobei die Teilerschaltung (200) ausgebildet ist, um ein geteiltes Frequenzsignal (104) mit einer vorbestimmten Qualität auszugeben, wenn die Signalamplitude (Û) größer oder gleich als die Mindestamplitude ist und eine Steuereinrichtung zum Steuern der Signalamplitude (Û) des Frequenzsignals (102), wobei die Steuereinrichtung ausgebildet ist, um die Signalamplitude (Û) derart zu steuern, dass sie größer oder gleich der Mindestamplitude ist, umfasst, mit folgenden Schritten: Bereitstellen des Frequenzsignals (102) unter Verwendung des Oszillators; Teilen des Frequenzsignals (102) unter Verwendung der Teilerschaltung (200), um ein geteiltes Frequenzsignal (104) mit einer schlechteren Qualität als die vorbestimmte Qualität bereitzustellen; Steuern der Signalamplitude (Û) des Frequenzsignals (102) derart, dass das geteilte Frequenzsignal (104) die vorbestimmte Qualität erreicht.
Computerprogramm mit Programmcode zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 17, wenn das Programm auf einem Computer abläuft.