-
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen
Gattung.
-
Vorrichtungen zum gleichberechtigten Parallelbetrieb von Wechselspannungsquellen sind
vor allem zum Aufbau von modular erweiterbaren, dezentralen elektrischen
Versorgungssystemen erwünscht, da sie eine einfache Erhöhung der Systemleistung und
Systemsicherheit (n-1 Redundanz) ermöglichen. Unter "Gleichberechtigung" wird dabei verstanden,
daß jede Wechselspannungsquelle das Netz mit einer sinusförmigen Spannung von z. B.
230 Veff bei einer Frequenz von z. B. 50 Hz bildet und zur Versorgung beiträgt. Neben
der daraus resultierenden Redundanz sollte außerdem eine einfache Installation möglich
sein.
-
Als Wechselspannungsquellen kommen hier insbesondere Wechselrichter in Betracht, die
eine geregelte Wechselspannung abgeben bzw. eine vorgegebene Wechselspannung
einstellen können (üblicherweise 50 Hz, 230 Veff). Dabei kann es sich um ein- oder
dreiphasige Wechselrichter handeln, deren Ausgangsspannungen mit einer
Impulsbreitensteuerung geregelt werden und die ihre Eingangsgleichspannungen z. B. von Solarzellen,
Brennstoffzellen, Batterien od. dgl. erhalten. Nachfolgend werden daher alle hier
relevanten Wechselspannungsquellen kurz unter der Bezeichnung "Wechselrichter"
zusammengefaßt.
-
Bei bisher für diese Zwecke angewendeten Vorrichtungen ist eine vollständige
Gleichberechtigung der Wechselrichter nicht immer vorhanden. Das gilt z. B. für Systeme, die aus
einer einzigen Spannungsquelle und mehreren Stromquellen aufgebaut werden. Derartige
Systeme benötigen nicht nur zusätzliche Leitungen für den Informationsaustausch, was
unerwünscht ist, sondern sind auch nicht redundant, weil sowohl der Ausfall der
Spannungsquelle als auch ein fehlerhafter Informationsaustausch zu einer Netzabschaltung führt
[1]. Entsprechendes gilt für bekannte Systeme, bei denen zwar das Netz ausschließlich aus
als Spannungsquellen betriebenen Wechselrichtern gebildet wird, diese jedoch durch eine
Master-Spannungsquelle synchronisiert werden, so daß ein Fehler im
Synchronisationssystem zur Netzunterbrechung führen kann [2].
-
Daneben ist es bekannt, die Frequenz und die Spannung von Wechselrichtern entsprechend
ihren Wirk- und Blindleistungen mit Hilfe von Statiken zu verändern, die aus dem
Verbundnetz bekannt sind. Hierdurch kann zwar eine volle Gleichberechtigung der
Wechselrichter erreicht werden, doch ergeben sich bei ihrer Realisierung andere
Probleme.
-
Bekannt ist z. B. der Betrieb von Wechselrichtern mit nicht netzkompatiblen Statiken, was
bedeutet, daß infolge einer ohmschen Kopplung der Spannungsquellen die Wirkleistung
von der Spannung [P(u)] und die Blindleistung von der Frequenz [Q(f)] abhängt [3].
Nachteilig ist hier die prinzipbedingte Ungenauigkeit der Wirkleistungsaufteilung, die
z. B. auch durch die Verbindungsleitungen beeinflußt werden kann.
-
Schließlich sind Vorrichtungen der eingangs bezeichneten Gattung bekannt, die mit
netzkompatiblen Statiken arbeiten [4]. Netzkompatibel bedeutet hier, daß gemäß Fig. 1
wenigstens zwei Wechselrichter 1 und 2 wie bei üblichen Verbundnetzen induktiv mit
einer Versorgungsleitung 3 gekoppelt sind und daß daher die Wirkleistung von der
Phase φ und über diese von der Frequenz [P(f)] und die Blindleistung von der Spannung
[Q(u)] abhängt. Als Induktivitäten werden dabei typischerweise sehr kleine
Netzkoppelimpedanzen 4 und 5 von z. B. 0,8 mH vorgesehen, die schnell arbeiten und preisgünstig sind.
-
Wesentlich für den gleichberechtigten Parallelbetrieb der Wechselrichter ist bei derartigen
Vorrichtungen zunächst, daß
- - alle beteiligten Wechselrichter eine identische Frequenz benötigen,
- - nur kleine Spannungsdifferenzen zwischen den Wechselrichtern
zugelassen sind, und
- - die Phasenunterschiede zwischen den Wechselrichtern sehr klein sein
müssen.
-
Außerdem ist Voraussetzung, daß jeder Wechselrichter eine eigene Spannungs- und
Frequenzreferenz benötigt, wenn auf zusätzliche Synchronisations- und/oder
Kommunikationsleitungen verzichtet werden soll. Ein Problem besteht jedoch darin, daß bekannte
Referenzen (z. B. Quarzoszillatoren) keine für diesen Anwendungsfall vernachlässigbaren
Toleranzen aufweisen. Alterungseffekte, Fehler bei der Strom- und Spannungserfassung,
Temperaturabhängigkeiten od. dgl. führen zu Ungenauigkeiten mit der Folge, daß die
Ausgangsspannung jedes Wechselrichters geregelt werden muß, wozu nur der zeitliche
Verlauf seiner Ausgangsspannung uist und seines Stroms iist zur Verfügung steht.
-
Bei der eingangs bezeichneten, bekannten Vorrichtung [4] erfolgt die Spannungsregelung
jedes Wechselrichters 1, 2 mit einer Regeleinrichtung nach Fig. 2. Kernstück einer solchen
Regeleinrichtung ist eine Einheit 6 mit zwei Eingängen, denen die Istwerte der Spannung
uist bzw. des Stroms iist des jeweiligen Wechselrichters, hier des Wechselrichters 1,
zugeführt werden. Diese Einheit 6 ermittelt unter Anwendung von Frequenz- und
Spannungsstatiken eine nach Frequenz und Amplitude bestimmte Referenzspannung uref,
die in einem Regelkreis 7 für den Wechselrichter 1 als Führungsgröße bzw. Sollwert
dient. Aus dem Vergleich zwischen der Referenzspannung uref und der jeweiligen
Istspannung uist des Wechselrichters 1 wird ein Signal zur Regelung des betreffenden
Wechselrichters 1 abgeleitet, das normalerweise aus einem Stellsignal für dessen
Impulsbreite besteht.
-
Ein Nachteil der bekannten Vorrichtung besteht darin, daß sie nur mit verhältnismäßig
flachen Frequenzstatiken betrieben werden kann, die aufgrund der Toleranzen der
verfügbaren Quarze und anderer Bauelemente zu Implementierungsschwierigkeiten führen
und daher technisch nicht umgesetzt werden können. Werden dagegen realistische, steilere
Statiken verwendet, dann führen diese zu Leistungspendelungen zwischen den parallel
geschalteten Wechselrichtern und damit zu Instabilitäten, wie sie in Fig. 3 beispielhaft
dargestellt sind. Die Wirkleistungsanteile schwingen zwischen den Wechselrichtern hin
und her und schaukeln sich auf, was eine praktische Anwendung unmöglich macht.
-
Demgegenüber liegt der Erfindung das technische Problem zugrunde, die Vorrichtung der
eingangs bezeichneten Gattung so auszubilden, daß vergleichsweise steile Statiken
verwendet werden können und dennoch ein Aufschaukeln der Wirkleistungsanteile
wirksam vermieden wird.
-
Zur Lösung dieses Problems dienen die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1.
-
Die Erfindung bringt den überraschenden Vorteil mit sich, daß sich die anhand der Fig. 3
erläuterten Instabilitäten durch die zusätzliche Berücksichtigung der Phase bei der
Regelung der Wechselrichter vollständig vermeiden lassen. Wie nachfolgend anhand eines
bevorzugten Ausführungsbeispiels näher erläutert wird, werden vielmehr auch bei
Anwendung vergleichsweise steiler Frequenz- bzw. Wirkleistungsstatiken bereits nach
einem kurzen Einschwingvorgang stationäre Wirkleistungswerte erhalten. Dadurch ergibt
sich der wesentliche Vorteil, daß die Wirkleistungsstatiken mehr oder weniger beliebig
festgelegt werden können.
-
Weitere vorteilhafte Merkmale der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
-
Die Erfindung wird nachfolgend in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen an
einem Ausführungsbeispiel näher erläutert. Es zeigen:
-
Fig. 1 die schematische Darstellung einer Vorrichtung mit zwei als Wechselrichtern
ausgebildeten Wechselspannungsquellen im Parallelbetrieb;
-
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Regeleinrichtung für einen der Wechselrichter nach
Fig. 1;
-
Fig. 3 das instabile Verhalten der beiden Wechselrichter nach Fig. 1 bei Anwendung einer
bekannten Spannungsregelung;
-
Fig. 4 das Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels einer der
Erzeugung einer Referenzspannung dienenden Einheit der Regeleinrichtung nach Fig. 2;
-
Fig. 5 eine bevorzugte Anordnung zur Ermittlung der Wirk- und Blindleistungen in der
Einheit nach Fig. 4;
-
Fig. 6 und 7 den Verlauf je einer in der Einheit nach Fig. 4 verwendeten Frequenz- und
Spannungsstatik; und
-
Fig. 8 das stabile Verhalten der Wechselrichter nach Fig. 1 bei Anwendung der
erfindungsgemäßen Einheit nach Fig. 4.
-
Fig. 4 zeigt die erfindungsgemäße Ausbildung einer zur Erzeugung der Referenzspannung
uref bestimmten Einheit 6 der Regeleinrichtung nach Fig. 2. Die Einheit 6 enthält einen
Block 8 mit zwei Eingängen, wobei dem einen Eingang des Signal uist(t) und dem anderen
Eingang das Signal iist (t) zugeführt wird. Außerdem besitzt der Block 8 zwei Ausgänge,
wobei am einen Ausgang das Signal P der Wirkleistung und am anderen Ausgang das
Signal Q der Blindleistung erscheint. Im übrigen ist der Block 8 bei einphasigen Systemen
vorzugsweise als eine an sich bekannte, schematisch in Fig. 5 dargestellte Anordnung
ausgebildet (DE 199 49 997 A1), die zur schnellen und genauen Bestimmung der Werte P
und Q mit Hilfe spezieller Filter dient. Die dadurch mögliche hohe Messgeschwindigkeit
erlaubt eine schnelle Regelung der Wechselrichter 1 und 2 und vermeidet die Entstehung
von Überströmen.
-
Fig. 5 zeigt schematisch ein für die Zwecke der Erfindung geeignetes spezielles Filter 10
zur Bereitstellung eines Signals, das gegenüber einem ersten, periodischen Eingangssignal
im wesentlichen um 90° phasenverschoben ist. Das Filter 10 enthält einen Eingang 11,
der über ein erstes Summierglied 12, ein Proportionalglied 14 und ein zweites
Summierglied 15 mit dem Eingang eines ersten Integriergliedes 16 verbunden ist. Dessen Ausgang
17 ist über eine Verbindung 18 und das erste Summierglied 12 zum Eingang des
Proportionalgliedes 14 zurückgeführt. Außerdem weist das Filter 10 ein zweites Ingegrierglied 19auf, das mit dem ersten Integrierglied 16 verbunden ist, wobei die beiden Integrierglieder
16, 19 zwei gekoppelte Integrierstufen bilden. Hierzu führt ein Ausgang 20 des
Integriergliedes 19 zum zweiten Summierglied 15, während umgekehrt der Ausgang 17 des ersten
Integriergliedes 16 zum Eingang des zweiten Integriergliedes 19 zurückgekoppelt ist. Die
beiden Integrierstufen 16, 19 arbeiten mit einer Verstärkung, die der Kreisfreuqenz ωN der
Grundschwingung des ersten Signals entspricht (z. B. 314 bei 50 Hz).
-
Infolgedessen ist das Filter 10 so eingerichtet, daß ein sinusförmiges Eingangssignal, z. B.
die Spannung uist, am Eingang 11 in Amplitude, Frequenz und Phasenlage im wesentlichen
mit einem sinusförmigen Signal uA am Ausgang 17 des ersten Integriergliedes 16
übereinstimmt, sofern sich das Filter 10 im eingeschwungenen Zustand befindet. Im nicht oder
noch nicht eingeschwungenen Zustand entsteht dagegen am ersten Summierglied 12 ein
Fehlersignal, das im Proportionalglied 14 mit einem vorgewählten Faktor verstärkt und
anschließend über das zweite Summierglied 15 zum Integrierglied 16 geführt wird.
Dadurch wird das verstärkte Fehlersignal so lange aufintegriert, bis es aufgrund der
Gegenkopplung des Ausgangs 17 zum ersten Summierglied 12 zu Null wird und dadurch
das Filter 10 eingeschwungen ist. Ein Signal uB am Ausgang 20 des zweiten
Integrierglieds 19 ergibt sich durch die Integration des Signals uA am Ausgang 17 des ersten
Integrierglieds 16. Da die Integration eines sinusförmigen Signals uA eine
Phasenverschiebung von im wesentlichen 90° verursacht, ist das Signal uB orthogonal zum Signal
uA, d. h. in Amplitude und Frequenz im wesentlichen gleich, aber in der Phase im
wesentlichen um 90° verschoben.
-
Mit dem Verstärkungsfaktor des Proportionalglieds 14 wird eine Dämpfung eingestellt, die
sich in der Geschwindigkeit ausdrückt, mit der die Meßergebnisse bestimmt werden. Die
Verstärkungsfaktoren der Integrierglieder 16, 19 stellen dabei die Arbeitsfrequenz des
Filters 10 ein. Bei Energieversorgungssystemen beträgt diese z. B. 50 Hz. Außerdem
werden durch die Filterwirkung des Filters 10 mögliche Störungen unterdrückt,
insbesondere solche, die Signale mit einer von der Resonanzfrequenz abweichende Frequenz
betreffen.
-
Gemäß Fig. 5 weist der Block 8 ein zweites, dem Filter 10 entsprechendes Filter 21 mit
einem Eingang 22 auf, dem das Signal iist zugeführt wird, so daß das Filter 21 an
Ausgängen 23 und 24 zwei um 90° phasenverschobene Signale iA und iB abgibt.
-
Für die Zwecke der Erfindung wird in komplexer Schreibweise die Wirkleistung durch die
Formel
P(t) = 1/2(uA.iA + uB.iB)
und die Blindleistung durch die Formel
Q(t) = 1/2(uB.iA - uA.iB)
definiert. Für die Zwecke der vorliegenden Erfindung erfolgt die Bestimmung der Werte P
und Q daher dadurch, daß den Filtern 10, 21 eine mit den Ausgängen 17, 20 bzw. 23, 24
verbundene Rechenschaltung nachgeschaltet wird. Diese enthält einerseits ein mit den
Ausgängen 17, 23 verbundenes Multiplizierglied 25, andererseits ein mit den Ausgängen
20, 24 verbundenes Multiplizierglied 26. Die dadurch erhaltenen Produkte uA.iA und
uB.iB werden in einem nachfolgenden Summierglied 27 addiert, und die erhaltene
Summe wird mit einem Proportionalglied 28 mit dem Faktor 0,5 multipliziert. Am
Ausgang 29 des Proportionalgliedes 28 erscheint daher entsprechend der obigen Formel
die Wirkleistung P. Entsprechend werden die Ausgänge 17, 24 einerseits bzw. 20, 23
andererseits mit je einem Multiplizierglied 30 bzw. 31 verbunden, deren Ausgangsgrößen
uA.iB bzw. uB.iA an einem Summierglied 32 subtrahiert und mit einem
nachgeschalteten Proportionalglied 33 mit dem Faktor 0,5 multipliziert werden. Dadurch wird am
Ausgang 34 des Proportionalgliedes 33 entsprechend der obigen Formel die Blindleistung
Q erhalten.
-
Demgegenüber stehen bei dreiphasigen Systemen die komplexen Eingangsgrößen u und i
zur Verfügung, aus denen direkt die benötigten Leistungen P und Q berechnet werden
können. Eine alternative Möglichkeit wäre in diesem Fall auch die dreimalige Anwendung
der oben beschriebenen einphasigen Meßanordnung pro Phase und die Bestimmung von P
und Q aus den arithmetischen Mittelwerten der jeweiligen Phasenleistungen nach
P = (P1 + P2 + P3)/3 und
Q = (Q1 + Q2 + Q3)/3.
-
Die mit der Anordnung nach Fig. 5 erhaltenen P- und Q-Werte werden jeweils einem
Entkopplungsnetzwerk 36, 37 zugeführt, das im wesentlichen aus einem
Verzögerungsglied erster Ordnung besteht. Diese Entkopplungsnetzwerke 36, 37 werden eingeführt, um
die Wirk- und die Blindleistungsregelung bei Stromänderungen, die schneller als eine
Netzperiode sind, zu entkoppeln. Auch sind sie notwendig, um die Frequenz und die
Spannung bei nichtlinearen Lasten (z. B. Gleichrichter) oder bei Schieflast im
dreiphasigen Fall konstant zu halten, da die P- bzw. Q-Bestimmung in diesen Fällen pulsierende
Ergebnisse liefert. Die gewählten Bezeichnungen der Verzögerungen sollen die Analogie
zu einer Maschine verdeutlichen. Hier haben das Trägheitsmoment (Tmech) und die
Erregungszeitkonstante (Terreg) eine ähnliche Glättungswirkung. Die Größe der zu
wählenden Verzögerung ist ein Kompromiß zwischen Überlastbarkeit der Stromrichter, die eine
unverzögerte Regelung zur Vermeidung hoher Ausgleichsströme erfordert, und
gewünschter Glättung bei nichtlinearen Lasten oder Schieflast.
-
Die auf diese Weise verzögerten P- bzw. Q-Werte werden jeweils einer Multiplizierstufe
38 bzw. 39 zugeführt und in diesen mit den Werten St1 bzw. St2 multipliziert, die den
Steigungen von Statiken nach Fig. 6 und 7 entsprechen und daher die Dimensionen Hz/W
bzw. 1/A haben. Die Ausgangswerte der Multiplizierstufen 38, 39 werden je einer
Addierstufe 40, 41 zugeführt, in denen sie mit vorgegebenen, über je einen zweiten
Eingang zugeführten Frequenz- bzw. Spannungswerten addiert werden, die hier z. B. fo =
50 Hz und uo = 230 Veff betragen. Dabei stellen die Ausgangswerte der Addierstufe 40
eine Frequenzreferenz und die Ausgangswerte der Addierstufe 41 eine Spannungsreferenz
in Form eines absoluten Betrags für die Amplitude dar. Aus beiden Werten wird
schließlich in einem Block 42 die auch aus Fig. 2 ersichtliche Referenzspannung uref abgeleitet.
-
Die aus Fig. 6 ersichtliche Frequenzstatik gibt den Zusammenhang von f und P an.
Entsprechend zeigt Fig. 7 die Spannungsstatik, d. h. die Abhängigkeit der Blindleistung Q
von der Spannung u. Im Fall der Fig. 6 und 7 sind dabei anstelle von P und Q längs der
Abszissen die auf die Nennleistung PN, QN normierten Werte angegeben. Daher bedeutet
z. B. in Fig. 6 eine theoretische Änderung der Leistung P von Leerlauf auf Nennleistung
eine Änderung der Frequenz um 1% (0,5 Hz), wobei gleichzeitig ein positives P einer
Abgabe von Wirkleistung durch den betreffenden Wechselrichter 1, 2 und ein negatives P
entsprechend einer Aufnahme von Wirkleistung durch den jeweiligen Wechselrichter 1, 2
entspricht. In Fig. 7 bedeutet analog eine theoretische Änderung der Blindleistung Q von 0
auf QN eine Änderung der Spannung um 4%. Somit ergibt sich aus Fig. 6 eine normierte
Steigung St1 von -0,01 Hz und in Fig. 7 eine normierte Steigung St2 von -0,04 V.
-
Die Wirkungsweise der beschriebenen und teilweise bekannten Vorrichtung [4] ist im
wesentlichen wie folgt:
Es sei der Einfachheit halber angenommen, daß an der Versorgungsleitung 3 (Fig. 1)
keine Last liegt. Wegen der kleinen Netzkopplungsimpedanzen 4, 5 haben dann bereits
kleinste Unterschiede in den Ausgangsspannungen der Wechselrichter 1 und 2
vergleichsweise große Ströme zwischen diesen zur Folge. Dabei gibt der (schnellere) Wechselrichter
mit der größeren Frequenz Wirkleistung ab, und der (langsamere) Wechselrichter mit der
kleineren Frequenz nimmt Wirkleistung auf, wie aus der Kraftwerkstechnik allgemein
bekannt ist [5]. Die Regelung bewirkt daher nach Fig. 4, daß ein positives P wegen der
Multiplikation mit einer negativen Steigung St1 zu einem Wert fährt, der vom Wert f0
substrahiert wird, während umgekehrt ein negatives P eine Erhöhung der Frequenz f0 zur
Folge hat. Infolgedessen wird der schnellere und Wirkleistung abgebende Wechselrichter
langsamer und der langsamere, Wirkleistung aufnehmende Wechselrichter schneller, bis
ein exakter Abgleich der Frequenzen vorliegt und praktisch keine Wirkleistung mehr
ausgetauscht wird, d. h. der zwischen den Wechselrichtern 1, 2 fließende Strom minimal
ist.
-
Die Blindleistungsregelung erfolgt analog mit dem Unterschied, daß mit Hilfe der
Steigung St2 eine Amplitudenreferenz anstatt einer Frequenzreferenz erhalten wird.
-
Die Erzeugung der Referenzspannung uref erfolgt im Block 42 nach der Gleichung
uref = |u|.sin(2πft)
bei einphasigen Systemen, wobei uref eine sinusförmige Funktion der Zeit ist.
-
Die beschriebene Vorgehensweise funktioniert nur bei flachen, für die Praxis
unrealistischen Frequenzstatiken. Bei steileren Frequenzstatiken kommt es dagegen zu den
Leistungspendelungen nach Fig. 3. Dabei ist in Fig. 3 eine Frequenzstatik von 1 Hz/PN
angenommen.
-
Erfindungsgemäß wird zur Vermeidung derartiger Leistungspendelungen vorgesehen, die
Einheit 6 gemäß Fig. 4 um einen die Phase φ berücksichtigenden, negativen
Gewichtsfaktor St1' zu ergänzen, der durch die Multiplizierstufe 43 angedeutet ist. Dadurch wird
der verzögerte P-Wert der Wirkleistung mit einem Faktor multipliziert, der einen Wert für
die Phase φ der Referenzspannung uref liefert. Daher ist uref jetzt durch f, |u| und φ
bestimmt, was eine dämpfende Wirkung auf das System hat, die Resonanzfrequenzen
günstig beeinflußt und Leistungspendelungen nach Fig. 3 verhindert. Überraschend kann
diese Wirkung auch bei Anwendung von vergleichsweise großen Frequenzstatiken erzielt
werden, so daß hierdurch die Möglichkeit gegeben ist, die Leistungsregelung anhand von
realistischen, in der Praxis ohne weiteres realisierbaren Frequenzstatiken durchzuführen.
-
Der Faktor St1' führt dazu, daß die Referenzspannung uref beim einphasigen Fall im Block
42 zur Funktion
uref = |u|.sin(2πft + φ)
führt, während im dreiphasigen Fall ein Raumzeiger für die Spannung berechnet werden
muß, wobei in Polarkoordinaten |u| als Länge des Raumzeigers erhalten bleibt, während
sich der Winkel ρ des Raumzeigers aus der Gleichung
ρ = ∫ fdt + φ
ergibt. Demgemäß hat der Faktor St1' die Dimension rad/w oder grad/w.
-
Die Spannung uref wird erfindungsgemäß bei den Wechselrichtern 1, 2 mit einer phasen-
und amplitudengenauen Regelung eingeregelt, wie dies sowohl für den einphasigen Fall
[6] als auch für den dreiphasigen Fall [7] an sich bekannt ist. Da bei induktiv gekoppelten
Wechselrichtern die Wirkleistung P durch die Phase φ festgelegt ist, hat deren
erfindungsgemäß vorgesehene zusätzliche Berücksichtigung bei der Regelung zur Folge, daß sich die
Wirkleistung sofort mit der Phase φ ändert, d. h. nicht erst abgewartet werden braucht,
bis sich über die Integration eines Frequenzfehlers nach der Gleichung φ = ∫ fdt eine
entsprechende Phasenwinkeländerung eingestellt hat, die dann ihrerseits die Wirkleistung
einstellt. Die erfindungsgemäße Berücksichtigung der Phase φ bzw. die durch sie erzielte
Phasenvorsteuerung wirkt in der Regeleinrichtung schneller und dadurch dämpfend.
-
Damit sich die gewünschte Dämpfung ergibt, ist der Faktor St1' negativ. Ist daher der
Wert P am Ausgang des Blocks 8 positiv, was einem positivem Phasenwinkel entspricht,
dann wird über die Multiplizierstufe 43 ein negatives φ erhalten, das über die
Phasenvorsteuerung zu einer Reduzierung des Phasenwinkels und damit zu einer Reduzierung der
abgegebenen Leistung führt. Da bei allen Wechselrichtern vorzugsweise derselbe Faktor
St1' verwendet wird, wirkt sich die Phasenvorsteuerung bei denjenigen Wechselrichtern,
die Wirkleistung aufnehmen, in umgekehrter Weise dahingehend aus, daß die
Wirkleistungsaufnahme reduziert wird.
-
Der Faktor St1' wird in Abhängigkeit von den Netzimpedanzen 4, 5 und der Steigung St1
der Frequenzstatik z. B. durch eine Optimierungsrechnung bestimmt. Dies ist in Fig. 8
beispielhaft an drei Werten für St1' dargestellt, die -0,2 m, -0,4 m und -0,8 m
betragen, während analog zu Fig. 6 wiederum eine Frequenzstatik von 1% verwendet wird.
Außerdem ist zur Vereinfachung der Darstellung angenommen, daß n parallelgeschaltete
Wechselrichter mit einer Nennleistung PN von jeweils 3800 W vorhanden sind, von denen
n-1 mit einer Frequenz von 50 Hz und 230 Veff arbeiten, während der n. Wechselrichter
mit einer abweichenden Frequenz von f0 = 51 Hz bei ebenfalls 230 Veff arbeitet. Die
Steigung der Frequenzstatik (1%) beträgt im Beispiel somit St1 = -1/3800 mit der
Folge, daß bei P = 3800 W am Ausgang des Blocks 8 wegen f0 - 1 = 50 Hz eine exakte
Angleichung der Frequenz an die Frequenz der übrigen n-1 Wechselrichter erhalten wird.
Mit anderen Worten müßte der n. Wechselrichter stabil eine Leistung von 3800 W
abgeben, um im Vergleich zu den übrigen n-1 Wechselrichtern ein Δf = 0 zu erreichen.
-
Die Wirkleistungsaufteilung der verschiedenen Wechselrichter ist daher stets so, daß die
Frequenzunterschiede verschwinden. Gemäß Fig. 8 wird dies z. B. für St1' = -0,4 m
erreicht. Für diesen Fall wird vergleichsweise schnell, d. h. nach einem vergleichsweise
kurzen Einschwingvorgang von ca. 100 ms ein stationärer Zustand entsprechend P =
3800 W erreicht. Wird St1' auf -0,2 m festgelegt, setzt der stationäre Zustand deutlich
später ein. Bei St1' = -0,8 m müssen analog zu Fig. 3 sogar vergleichsweise starke
Wirkleistungspendelungen in Kauf genommen werden, die erst nach ca. 200 ms merklich
abklingen. Durch Optimierungsrechnungen bzw. Simulationen kann daher leicht der im
Einzelfall zweckmäßige Wert St1' ermittelt werden.
-
Entsprechend kann bei Wahl einer anderen zweckmäßigen Frequenzstatik vorgegangen
werden. Auch bei vergleichsweise steilen Frequenzstatiken ist es jedoch möglich, durch
den Phaseneingriff bzw. die Berücksichtigung der Phase φ im Regelkonzept das Pendeln
der Wirkleistung zwischen den Wechselrichtern zu verhindern oder zumindest stark zu
reduzieren und dadurch einen stationären Wirkleistungswert zu erhalten.
-
Erst die Einführung der Phasenvorsteuerung ermöglicht somit einen stabilen Betrieb auch
bei steilen Frequenzstatiken. Es stellt sich eine stabile Leistung entsprechend der
gewählten Frequenzstatik ein. Der zusätzliche Freiheitsgrad der Phasenvorsteuerung ermöglicht
bei vorgegebenen Netzkoppelimpedanzen der Wechselrichter und vorgegebenen, evtl.
technologisch bedingten Steigungen der Frequenzstatiken das Einstellen eines geeigneten
Einschwingverhaltens der Wechselrichter. Bei negativer Frequenzstatik ist St1' in der
Regel ebenfalls negativ. Der Gewichtsfaktor St1' muß für eine gegebene Steigung der
Frequenzstatik und der Netzkoppelinduktivität geeignet bestimmt werden. Dies kann z. B.
durch Auswertung der Wurzelortskurve des Versorgungssystems geschehen. Ein
Auslegungskriterium ist der geringste Energiebedarf beim Aufsynchronisieren (z. B. St1' =
-0,4 m in Fig. 8). Auch die Systemeigenfrequenz ändert sich mit der Phasenvorsteuerung
und muß gegebenenfalls angepaßt werden, so daß Resonanzen im Gesamtsystem
vermieden werden.
-
Die bisher für einen Fall ohne Last in der Versorgungsleitung 3 (Fig. 1) beschriebenen
Verhältnisse ergeben sich analog für den Fall, daß ein Verbraucher an die
Versorgungsleitung 3 angeschlossen ist.
-
Die Erfindung ist nicht auf das beschriebene Ausführungsbeispiel beschränkt, von dem
zahlreiche Abwandlungen möglich sind. Insbesondere sind die in Fig. 6 bis 8 angegebenen
Größen nur als Beispiele aufzufassen, die in Abhängigkeit vom Einzelfall abgeändert
werden können. Abgesehen davon versteht sich, daß die verschiedenen Merkmale auch in
anderen, als den dargestellten und beschriebenen Kombinationen angewendet werden
können.
Literatur
[1] Heinz von der Broeck, Ulrich Boeke: "A Simple Method for Parallel Operation of
Inverters", Philips Research Laboratories Aachen, Weisshausstraße 2, 52066 Aachen,
Germany (803-5069-3/98-1998 IEEE)
[2] J. Holtz, W. Lotzkat: "Multi-inverter UPS system with redundant load sharing
control", IEEE Transactions on Industrial Electronics, 1990
[3] Wallace et al.: "Methods and Apparatus for Load Sharing between parallel inverters in
an AC-power supply", United States Patent 6,118,680
[4] A. Tuladhar, H. Jin, T. Unger, and K. Mauch, "Parallel Operation of Single Phase
Inverters with no Control Interconnections," IEEE Applied Power Electronics Conference
and Exposition, APEC '97, Vol. 1, pp 94-100.
[5] H. Schaefer: "Elektrische Kraftwerkstechnik", Stringer-Verlag Berlin-Heidelberg,
1979
[6] B. Burger: "Transformatorloses Schaltungskonzept für ein dreiphasiges Inselnetz mit
Photovoltaik und Batteriespeicher", Dissertation, Karlsruhe 1997
[7] W. Leonhard: "Control of Electrical Drives", Springer-Verlag Berlin-Heidelberg,
2. Auflage, 1996