JP5383474B2 - 単相または三相電圧源を等定格で並列動作させるデバイス - Google Patents

Description

本発明は、ネットワーク結合インピーダンスを通して共通の電源ラインに誘導結合されている少なくとも２個以上のインバータを等定格で並列動作させるデバイスであって、各インバータは、それぞれがその出力電圧の制御を目的とした制御回路を備えていて、その制御回路には、基準電圧が所望電圧として供給され、前記基準電圧の周波数は、あらかじめ定められている周波数静態（frequency statics ）に基づいて各インバータの有効電力から定められ、前記基準電圧の振幅は、あらかじめ定められている電圧静態（voltage statics ）に基づいて各インバータの無効電力から定められるようにしたデバイスに関する。

交流電圧源を等定格（平等）で並列動作させるデバイスがモジュール方式で拡張可能である非集中化電力供給システムを構築するために、特に、望まれている。これは、これらのデバイスによると、システムパワーとシステム信頼性（ｎ−１ 冗長性）の向上が単純化されるからである。ここで、等定格（平等）、すなわち、「定格の平等（equality of rating）」とは、正弦波電圧が、例えば、２３０Ｖ_effで、周波数が、例えば、５０Ｈｚであるネットワークを各交流電圧源が形成し、電源供給に貢献するという意味である。その結果として得られる冗長性のほかに、単純な設置も可能になる。

具体的には、制御しつつ交流電圧を発生し、あるいは規定の交流電圧（通常は、５０Ｈｚ、２３０Ｖ_eff）を設定できる交流電圧源として考えられるものに、インバータがある。

本発明が問題としているのは、その出力電圧がパルス幅制御によって制御され、その入力直流電圧を、例えば、太陽電池、燃料電池、バッテリなどから得ている単相または三相インバータである。そのあと、交流電圧源が、「インバータ」と呼ばれるものに簡単に結合されている。

上記目的のために従来から応用されているデバイスの場合には、インバータの定格の平等は、常に完全であるとは限らない。このことが妥当するシステムとして、例えば、単一電圧源と複数の電流源から構築されたシステムがある。このタイプのシステムでは、情報をやりとりするための付加的ラインが必要になるため望ましくないだけではなく、冗長性がないため、電圧源に障害が起こり、情報のやりとりにも欠陥があると、ネットワークがクローズダウン（close down）する原因になっている（非特許文献１参照）。

同じことは、公知システムにも妥当している。公知システムでは、実際には、ネットワークは電圧源として動作するインバータだけから構築されているが、これらのインバータは、マスタ電圧源（master voltage source ）によって同期化されているため、同期化システムに障害が起こると、ネットワーク中断の原因になっている（非特許文献２参照）。

さらに、インタリンク（相互接続）ネットワークから公知である静態の助けを借りて、インバータの周波数と電圧をそれぞれの有効電力と無効電力に従って変更することが知られている。その結果として、インバータの完全な定格の平等は確かに達成されるが、インバータの製造時に他の問題が起こっている。

例えば、ネットワーク互換性のない静態でインバータを動作させることは公知であるが、このことは、電圧源がオーム結合（ohmic coupling）されている結果、有効電力が電圧［Ｐ（ｕ）］に依存し、無効電力が周波数［Ｑ（ｆ）］に依存することを意味している（特許文献１参照）。これの欠点は、有効電力分布が、例えば、接続ラインによっても影響されるため、その精度が主に条件次第であることである。

最後に、本明細書の冒頭に引用したタイプのデバイスは、ネットワーク互換性のある静態で動作することが知られている（非特許文献３参照）。ここで、ネットワーク互換性（network-compatible）とは、図１に示すように、通常のインタリンクネットワークの場合のように少なくとも２つのインバータ１と２が電源ライン３と誘導結合されているため、有効電力が位相φに依存し、このことから有効電力が周波数［Ｐ（ｆ）］に依存し、無効電力が電圧［Ｑ（ｕ）］に依存することを意味している。代表例として、ネットワーク結合インピーダンス４と５は、例えば、０．８ｍＨのように非常に小さいため、それから得られるインダクタンスは高速で動作し、経済的になっている。

本明細書の冒頭に引用したタイプのデバイスの場合、インバータの等定格並列動作のために重要なことは、第一に、ネットワーク結合インピーダンスを通して共通する電源ラインに誘導結合されている少なくとも２個以上のインバータの全てに同一周波数が必要であること、第二に、小さな電圧差だけがインバータ間で許容されること、第三に、インバータ間の位相差は非常に小さくなければならないこと、である。

さらに、付加的同期化ラインおよび／または通信ラインを使用しないで済むことを目的としている場合は、各インバータには、独自の電圧と周波数の基準が要求されることが前提条件になっている。しかし、公知の基準（例えば、水晶発振器）によれば、この応用ケースでは無視しえるほどの許容範囲になっていないという問題がある。エージング効果、電流と電圧検出の欠陥、温度依存性などは、精度を低下させる原因になり、その結果として、各インバータの出力電圧を制御する必要があるが、その目的のために利用できる出力電圧ｕ_actualと電流ｉ_actualは時間的過程が制限されている。

本明細書の冒頭に引用した公知デバイス（非特許文献３参照）の場合には、各インバータ１、２の制御は、図２に示す制御デバイスを使用して行われている。この制御デバイスの主要部品は、２つの入力をもつユニット６であり、そこには、それぞれのインバータ、このケースではインバータ１の電圧ｕ_actualまたは電流ｉ_actualの実際値が入力されている。このユニット６は基準電圧ｕ_refを判断するが、その判断は、周波数と電圧静態を使用して周波数と振幅に従って行われ、この基準電圧は、インバータ１の制御回路７でコマンド変数（command variable）として、あるいは公称値または所望値として使用されている。基準電圧ｕ_refをインバータ１のそれぞれの実際電圧ｕ_actualと比較することにより、インバータ１を制御するための信号が得られ、この信号は、通常、そのパルス幅の調整信号を含んでいる。

この公知デバイスの欠点は、比較的平坦な周波数静態でのみ動作可能であり、利用可能な水晶や他の成分の許容範囲のために、実現が困難であり、工業化が不可能であることである。他方、現実的で、もっと急峻な静態が使用される場合は、例えば、図３に示すように、並列接続インバータ間の電力が振子振動（pendulum oscillations ）することになるので、不安定の原因になっている。有効電力成分はインバータ間で前後に振動し、蓄積するので、この種の公知のデバイスでは、実用目的に応用することを不可能にしている。

なお、ここで、本明細書において言及している参考文献の表示を以下に記載しておく。

米国特許第6,118,680 号明細書 ドイツ特許公報ＤＥ１９９４９９９７Ａ１

Heinz van der Broeck, Ulrich Boeke著、「A Simple Method for Parallel Operation of Inverters （インバータの並列動作のための単純方法）」、Philips Research Laboratories Aachen, Weisshausstrasse 2, 52066 Aachen, Germany (803-5069-3/98-1998 IEEE) J. Holtz, W. Lotzkat著、「Multi-inverter UPS system with redundant load sharing control （冗長負荷分担制御を備えたマルチインバータUPS システム）」IEEE Transactions on Industrial Electronics, 1990 年 A. Tuladhar, H. Jin, T. Unger, K. Mauch 著、「Parallel Operation of Single Phase Invertors with no Control Interconnections （制御相互接続を使用しない単相インバータの並列動作）」、IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition APEC 1997年、Vol. 1, pp 94-100 H. Schaefer 著、「Elektrische Kraftwerkstechnik 」、Stringer-Verlag, Berlin Heidelberg, 1979年 B. Burger 著、「Transformatorloses Schaltungskonzept fur ein dreiphasiges Inselnetz mit Photovoltaik und Batteriespeicher 」、Dissertation, Karlsruhe 1997年 W. Leonhard 著、「Control of Electrical Device（電気的ドライブの制御）」、Springer-Verlag Berlin-Heidelberg,2. Auflage, 1996年

本発明は、比較的急峻な静態の使用を可能にし、比較的急峻な静態の使用においても、有効電力成分のハンチング（hunting ）と蓄積が実効的に回避されるように、本明細書の「発明の属する技術分野」の冒頭に引用したタイプのデバイスを構成することを目的としている。

前記課題を解決するため、本発明は、少なくとも２つの誘導結合インバータを等定格で並列動作させるデバイスであって、そのために、付加的同期化ラインおよび／または通信ラインを不要とするデバイスを提案するものである。

ここで、前記の各インバータは、それぞれがその出力電圧の制御を目的とした制御回路を備えており、制御回路には、基準電圧ｕ_refが所望電圧として供給され、前記基準電圧の周波数ｆは、あらかじめ定められている周波数静態を考慮に入れて各インバータの有効電力Ｐから求められ、前記基準電圧の振幅｜ｕ｜は、あらかじめ定められている電圧静態を考慮に入れて各インバータの無効電力Ｑから求められるようにしている。

すなわち、この発明が提案する単相または三相電圧源を等定格で並列動作させるデバイスは、ネットワーク結合インピーダンスを通して共通する電源ラインに誘導結合されている少なくとも２個以上のインバータを等定格で並列動作させるデバイスであって、各インバータは、それぞれがその出力電圧の制御を目的とした制御回路を備えていて、その制御回路には、基準電圧が所望電圧として供給され、前記基準電圧の周波数は、あらかじめ定められている周波数静態に基づき各インバータの有効電力から定められ、前記基準電圧の振幅は、あらかじめ定められている電圧静態に基づき各インバータの無効電力から定められるデバイスにおいて、前記基準電圧の位相の値も、あらかじめ定められている加重係数に基づき各インバータの有効電力から定められることを特徴とするものである。

ここで、あらかじめ定められている加重係数は、前記少なくとも２個以上のインバータのすべてにおいて同じであることが望ましい。

また、前記のデバイスにおいて、加重係数は、最適化計算によって求められることが望ましい。例えば、前記のデバイスにおいて、加重係数は、ネットワークインピーダンスと周波数静態の勾配に依存して計算によって求められることが望ましい。

更に、前記いずれのデバイスにおいても、有効電力と無効電力の実際値は、インバータの電圧の実際値と電流の実際値とに対応する第１信号（ｕ_A，ｉ_A）から、基本的には同一であるが９０度だけ位相がずれている第２信号（ｕ_B，ｉ_B）、例えば、振幅と周波数はほぼ同一であるが９０度だけ位相がずれている第２信号（ｕ_B，ｉ_B）が、それぞれ積分によって求められることによって得られ、第１信号（ｕ_A，ｉ_A）は、複素表記される有効電力と無効電力の電圧または電流のベクトルの実数部分に該当し、第２信号（ｕ_B，ｉ_B）は、複素表記される有効電力と無効電力の電圧または電流のベクトルの虚数部分に該当するようにできる。

ここで、１つの減結合ネットワークが有効電力または無効電力の実際値に対応する出力にそれぞれ直列接続されている構成のデバイスにすることができる。

本発明によれば、基準電圧ｕ_refの位相φの値も、あらかじめ定められている加重係数Ｓｔ１´を考慮に入れて有効電力Ｐから求められ、これによって有効電力成分の振動と蓄積が防止される。

本発明によれば、図３を参照して述べた不安定性は、インバータの制御過程で位相を更に考慮することによって完全に防止できるという驚異的な利点が得られる。

本発明の好適実施形態に関して以下で詳しく説明するように、比較的急峻な周波数または無効電力静態を使用した場合でも、短時間の過渡的過程の後でも静止した無効電力値が得られる。その結果、無効電力静態を設定できるという利点が得られる。

本発明によれば、基準電圧ｕ_refの位相φの値も、あらかじめ定められている加重係数Ｓｔ１´を考慮に入れて有効電力Ｐから求められ、これによって有効電力成分の振動と蓄積が防止されるようになっている。

本発明によれば、図３を参照して述べた不安定性は、インバータの制御過程で位相をさらに考慮することによって完全に防止できるという驚異的な利点が得られる。

本発明の好適実施形態に関して以上で詳しく説明したように、比較的急峻な周波数または無効電力静態を使用した場合でも、短時間の過渡的過程の後でも静止した無効電力値が得られる。その結果、無効電力静態を設定できるという利点が得られる。

並列動作するインバータとして構成された２つの交流電圧源をもつデバイスを示す概略図である。 図１に示すインバータの一方に対する制御デバイスを示すブロック配線図である。 従来の制御デバイスを適用したときの、図１に示す２つのインバータの不安定な挙動を示す図である。 図２に示す制御デバイス中のユニット６部分を本発明による制御デバイスの一実施形態となるようにした場合のブロック配線図であり、図示のユニットは基準電圧を発生するために利用されるものである。 図４に示すユニットを含む制御デバイスで有効電力と無効電力を判断するときの好ましい構成を示す図である。 図４に示すユニットで使用される周波数静態の過程を示す図。 図４に示すユニットで使用される電圧静態の過程を示す図。 図４に示す本発明によるユニットを使用したときの、図１に示すインバータの安定した挙動を示す図。

以下では、本発明の一実施形態に関して添付図面を参照して説明する。

図４は、ネットワーク結合インピーダンス４、５を通して共通する電源ライン３に誘導結合されている少なくとも２個以上のインバータ、この実施例では２個のインバータ１、２を等定格で並列動作させるデバイスの制御が図２に示す構成の制御デバイスによって行われる場合であって、図２図示のデバイスにおけるユニット６の部分が変更され、図２図示のデバイスが、本発明の単相または三相電圧源を等定格で並列動作させるデバイスとなる時の、図２図示のデバイスにおけるユニット６の部分を表すものである。

本発明の単相または三相電圧源を等定格で並列動作させるデバイスにおける図２図示の制御デバイス中のユニット６に対応する部分は、図４図示のように、基準電圧ｕ_refを発生することを目的としている。

この図４図示のユニットは、２つの入力をもつブロック８を含み、一方の入力には信号ｕ_actual（ｔ）が入力され、他方の入力には信号ｉ_actual（ｔ）が入力される。さらに、ブロック８は２つの出力をもち、一方の出力からは有効電力の信号Ｐが現れ、他方の出力からは無効電力の信号Ｑが現れる。

さらに、ブロック８は、単相システムの場合には、好ましくは、特殊なフィルタを通して値ＰとＱを高速かつ正確に判断しやすくする構成になっている。なお、この構成の概略は図５に示されているが、それ自体は公知である（参考文献８参照）。その結果、測定速度が高速化されるので、インバータ１と２の制御が高速化され、余剰電流の発生が防止される。

図５は、周期的に入力される第１信号に対してほぼ９０度だけ位相がずれている信号を得るために、本発明の目的を達成するのに適している特殊なフィルタ１０を示す概略図である。

このフィルタ１０は入力１１をもち、この入力は、第１加算エレメント（first summing element ）１２、比例エレメント（proportional element）１４および第２加算エレメント（second summing element）１５を通して第１積分エレメント（first integrating element ）１６の入力に接続されている。第１積分エレメント１６の出力は、コネクション１８と第１加算エレメント１２を通して比例エレメント１４の入力に接続されている。

さらに、フィルタ１０は第２積分エレメント（second integrating element）１９を備え、この第２積分エレメント１９は第１積分エレメント１６に接続され、これらの２積分エレメント１６、１９によって、２つの結合積分ステージ（coupled integration stage ）が形成されている。この目的のために、第２積分エレメント１９の出力２０は第２加算エレメント１５に通じており、これとは逆に、第１積分エレメント１６の出力１７は、第２積分エレメント１９の入力に帰還するように結合されている。

これらの２つの結合積分ステージは、第１信号の基本振動のサイクル周波数ω_Nに対応する増幅率で動作する（例えば、５０Ｈｚのとき３１４）。

その結果、フィルタ１０は、フィルタ１０が安定状態にある場合には、入力１１に現れる正弦波入力信号、例えば、電圧ｕ_actualが、第１積分エレメント１６の出力１７に現れる正弦波信号ｕ_Aと、振幅、周波数および位相位置がほぼ一致するようにしている。

これに対して、フィルタ１０が非安定状態にあるか、あるいはまだ安定状態にないときは、障害信号（fault signal）が第１加算エレメント１２から出力されることになり、この障害信号は、事前に定められている係数だけ比例エレメント１４で増幅されたあと、第２加算エレメント１５を経由して第１積分エレメント１６に戻されることになる。その結果、増幅された障害信号は、出力１７から第１加算エレメント１２への逆帰還に基づいてゼロになり、フィルタ１０が安定状態になるまで積分されることになる。

第２積分エレメント１９の出力２０に現れる信号ｕ_Bは、第１積分エレメント１６の出力１７に現れる信号ｕ_Aの積分によって得られる。正弦波信号ｕ_Aを積分すると、ほぼ９０度の位相ずれが得られるので、信号ｕ_Bは信号ｕ_Aに直交している。すなわち、振幅と周波数は、ほぼ同一であるが、位相がほぼ９０度ずれている。

比例エレメント１４の増幅率を使用すると、測定結果が判断されるときの速度で表された減衰（damping ）が設定される。積分エレメント１６、１９の増幅率（amplification factor）は、フィルタ１０の動作周波数を調整することになる。エネルギ供給システムの場合には、これは、例えば、５０Ｈｚになっている。さらに、起こり得る干渉、具体的には、共振周波数からずれている周波数をもつ信号に関係する干渉は、フィルタ１０のフィルタ効果によって抑止される。

図５に示すように、ブロック８（図４）は、フィルタ１０に対応する第２フィルタ２１を備え、その入力２２には、信号ｉ_actualが入力され、フィルタ２１の出力２３と２４からは、９０度位相がずれた信号ｉ_Aとｉ_Bが出力されるようになっている。

本発明及び本明細書において、有効電力Ｐ（ｔ）は、複素表記（complex notation）で、Ｐ（ｔ）＝（ｕ_A・ｉ_A＋ｕ_B・ｉ_B）×１／２のように定義され、無効電力Ｑ（ｔ）は、複素表記（complex notation）で、Ｑ（ｔ）＝（ｕ_B・ｉ_A−ｕ_A・ｉ_B）×１／２のように定義される。

本発明において、値Ｐ（ｔ）とＱ（ｔ）の判断は、出力１７、２０または２３、２４に接続されたコンピュータ回路がフィルタ１０、２１に直列接続されることによって行われる。コンピュータ回路は、一方では、出力１７、２３に接続された増幅エレメント２５を含み、他方では、出力２０、２４に接続された増幅エレメント２６を含んでいる。その結果として得られた積ｕ_A・ｉ_Aとｕ_B・ｉ_Bは、後続の加算エレメント２７で加算され、その結果の和は、係数０．５だけ比例エレメント２８によって増幅される。従って、比例エレメント２８の出力２９からは、上式に対応する有効電力Ｐ（ｔ）が現れることになる。

これに対応して、一方では出力１７、２４、または他方では出力２０、２３は、それぞれ１つの増幅エレメント３０または３１に接続されており、その出力サイズｕ_B・ｉ_Aとｕ_A・ｉ_Bは加算エレメント３２で減算され、直列接続の比例エレメント３３によって係数０．５だけ増幅される。その結果、上式に対応する無効電力が、比例エレメント３３の出力３４から得られることになる。

これに対して、三相システムの場合、複素入力サイズｕとｉが得られるので、必要とする出力ＰとＱは、その入力サイズから直接に計算することができる。

この場合、別の方法として、上述した単相測定構成を位相ごとに３回繰り返して適用し、Ｐ＝（Ｐ₁＋Ｐ₂＋Ｐ₃）×１／３、Ｑ＝（Ｑ₁＋Ｑ₂＋Ｑ₃）×１／３のようにして、それぞれの位相電力の算術平均からＰとＱを求めることも可能である。

図５に示す構成を使用して得られたＰ値とＱ値は、それぞれ、基本的に一次（first order ）のタイムラグデバイス（time-lag device ）を含んでいる減結合（de-coupling ）ネットワーク３６、３７（図４）に入力される。

これらの減結合ネットワーク３６、３７は、１ネットワーク周期よりも高速である電流変化時に有効電力と無効電力の制御を減結合するために取り入れられたものである。

これらは、非線形負荷（例えば、整流器）の場合、あるいは三相ケースでの不均衡（out-of-balance）の場合に、周波数と電圧を一定に保つためにも必要になるが、これは、これらのケースでＰまたはＱが判断されると、パルス結果が得られるからである。ここで選択されているタイムラグの説明は、マシンにたとえることで明確化されるはずである。

ここでは、慣性モーメント（Ｔ_mech）と励起時定数（Ｔ_exc）は、類似の平滑化効果をもっている。選択されるタイムラグのサイズは、高補償電流を回避するために非タイムラグ制御を必要としている電力コンバータの過負荷容量と、非線形負荷の場合または不平衡のときの望ましい平滑化とを斟酌して定められるものである。

上記のようにタイムラグされたＰ値またはＱ値は、それぞれ乗算ステージ３８または３９に入力され、そこで、図６と図７に示す静態の勾配に対応し、従ってディメンジョンＨｚ／Ｗ、または、１／Ａをもつ値Ｓｔ１またはＳｔ２によって乗算される。

乗算ステージ３８、３９の出力値は、それぞれ加算ステージ４０、４１に入力され、そこで、その出力値は、それぞれ第２入力から入力され、このケースでは、例えば、ｆ₀＝５０Ｈｚおよびｕ₀＝２３０Ｖ_effである規定周波数値および電圧値と加算される。加算ステージ４０の出力値は周波数基準を表し、加算ステージ４１の出力値は、振幅の絶対量の形になった電圧基準を表している。これら２出力値から、図２にも示している基準電圧ｕ_refが、最終的にブロック４２で得られる。

図６に示す周波数静態は、ｆとＰ間の相互関係を示している。これに対して、図７は電圧静態、つまり、無効電力Ｑが電圧ｕに依存することを示している。図６と図７の場合には、ＰとＱではなく、公称電力Ｐ_N、Ｑ_Nに標準化されている値が縦座標上に示されている。

従って、例えば、図６では、無負荷から公称電力への電力Ｐの理論的変化は、周波数が１％（０．５Ｈｚ）だけ変化したことを意味し、これと同時に、正のＰはインバータ１、２による有効電力の出力に対応し、負のＰはそれぞれのインバータ１、２による無効電力の入力に対応していることを意味している。

図７では、０からＱ_Nへの電圧の理論的変化は、同じように、電圧が４％だけ変化したことを意味している。したがって、図６では、標準化勾配Ｓｔ１として−０．０１Ｈｚが得られ、図７では、標準化勾配Ｓｔ２として−０．０４Ｖが得られる。

以下では、上述し、一部が公知であるデバイス（非特許文献３参照）の動作について説明する。

まず、説明を簡単にするために、電源供給ライン３（図１）に負荷がないものと想定する。ネットワーク結合インピーダンス４、５は小さいために、インバータ１と２の出力電圧差が最小であっても、相対的に大きな電流がインバータ１、２間に流れることになる。

その結果、周波数が大きい方のインバータ（高速化されている）は有効電力を出力し、周波数が小さい方のインバータ（低速化されている）は有効電力を受けることになる。このことは、発電所技術から公知である（非特許文献４参照）。

従って、制御を行うと、図４に示す効果が得られることになる。すなわち、正のＰからは、負の勾配Ｓｔ１で乗算されるため、値ｆ₀から減算された値が得られ、逆に、負のＰは、周波数ｆ₀を増加させることになる。

その結果、有効電力を出力する高速化インバータは低速化し、有効電力を受ける低速化インバータは高速化し、最終的には、周波数は正確に等しくなり、有効電力をやりとりすることがなくなる。すなわち、インバータ１、２間を流れる電流は最小になる。

無効電力の制御は、周波数基準ではなく、振幅基準が勾配Ｓｔ２から得られることを除けば、同じように行われる。

基準電圧ｕ_refを得ることは以下の式に示すようにしてブロック４２で行われる。

単相システムの場合は、ｕ_refは、正弦波時間関数である。

上述した過程は、実際には非現実的である平坦な周波数静態の場合にのみ機能する。

他方、より急峻な周波数静態の場合には、図３に示すように、電力が振子振動する。図３では、周波数静態が１Ｈｚ／Ｐ_Nであるものと想定されている。

電力がこのように振子振動するのを防止するために、本発明によれば、図４に示すユニット６（図２）に、位相φを考慮に入れた負の加重係数Ｓｔ１´を補足するようにしている。

なお、この加重係数は乗算ステージ４３によって示される。その結果、有効電力のタイムラグされたＰ値は、基準電圧ｕ_refの位相φの値が得られる係数で乗算される。

従って、システムに減衰効果をもたらすｕ_refは、ｆ、｜ｕ｜、およびφから求められ、共振周波数に有利に影響し、図３に示す電力の振子振動が防止されることになる。

驚くことに、この効果は、比較的大きな周波数静態を適用することによっても得ることができるので、現実的な周波数静態によって電力制御を実現することが可能になり、本発明によれば、実用化が容易化されることになる。

係数Ｓｔ１´を使用すると、単相ケースでは、基準電圧ｕ_refからブロック４２で次の式で示す関係が成立する。

他方、三相ケースでは、電圧のベクトルを計算しなければならない。ここで、極座標（polar coordinates ）における｜ｕ｜はベクトルの長さとして維持され、ベクトルの角度ρは次式から得られる。

従って、係数Ｓｔ１´は、ラジアン／Ｗ、または、度／Ｗのディメンジョンになっている。

電圧ｕ_refは、本発明によれば、インバータ１、２の場合には、位相および振幅の正確な制御によって調整される。なお、これは単相ケース（非特許文献５参照）、三相ケース（非特許文献６参照）のどちらの場合もそれ自体は公知である。

有効電力Ｐは、誘導結合インバータの場合には、位相φによって設定されるので、本発明によれば、制御のために付加的に用意されたこの位相を考慮に入れると、有効電力は位相φと共に即時に変化することになる。すなわち、対応する位相角変化が、以下の式による周波数誤差の積分によって設定されるまで待つ必要がなくなり、その位相角変化が有効電力を調整することになる。

本発明による位相φを考慮に入れると、位相の事前制御が達成されるため、制御デバイスを高速化する働きをするので、減衰効果が得られることになる。

必要とする減衰が得られるようにするために、係数Ｓｔ１´は負になっている。従って、ブロック８の出力に現れた値Ｐが正であれば、つまり、正の位相角に対応していれば、負のφが乗算ステージ４３で得られ、これは、位相事前制御によって位相角を減少することになるので、供給電力が減少することになる。

好ましくは、すべてのインバータのケースでは、同じ係数Ｓｔ１´が使用されるので、位相事前制御を行うと、有効電力を受けているこれらのインバータでは、有効電力を受けることが減少するという効果が得られる。

係数Ｓｔ１´は、最適化計算によって求めることができる。例えば、ネットワークインピーダンス４、５と周波数静態の勾配Ｓｔ１に依存して求められる。

これの例が図８に示されているが、そこでは、Ｓｔ１´の３つの値は−０．２ｍ、−０．４ｍおよび−０．８ｍになっているのに対し、周波数静態は、この場合も図６と同じように１％が使用されている。さらに、そこでは、説明を単純化するために、公称電力Ｐ_Nがそれぞれ３８００Ｗであるｎ個の並列接続インバータが存在し、そのうちのｎ−１個のインバータは周波数５０Ｈｚ、２３０Ｖ_effで動作し、ｎ番目のインバータは周波数ｆ₀＝５１Ｈｚ、２３０Ｖ_effで動作しているものと想定されている。

周波数静態の勾配は、この例では、１％であるので、Ｓｔ１＝−１／３８００となり、その結果、ｆ₀−１＝５０Ｈｚであるので、周波数は残りのｎ−１個のインバータの周波数と等しくなることが得られる。

言い換えれば、ｎ番目のインバータは、残りのｎ−１個のインバータに比べて、△ｆ＝０を達成するためには、安定して３８００Ｗの電力を供給する必要がある。従って、種々インバータの有効電力分布は、常に、周波数差が現れないようになっている。

図８に示すように、これは、例えば、Ｓｔ１´＝−０．４ｍのとき達成されている。このケースでは、Ｐ＝３８００Ｗに対応する静止状態は、比較的高速に、つまり、約１００ｍｓの比較的短時間の過渡的プロセスのあと達成されている。Ｓｔ１´が−０．２ｍに設定されていれば、静止状態は大幅に遅れて設定されることになる。

Ｓｔ１´＝−０．８ｍの場合には、図３と同じように、比較的強い有効電力振子振動を考慮に入れる必要があり、この場合、有効電力振子振動は、約２００ｍｓ後に初めて減衰している。従って、最適化計算またはシミュレーションによると、個々のケースで好都合なＳｔ１´の値は容易に求めることが可能になる。

これに対して、プロセスは、他の好都合な周波数静態を選択して行うことができる。しかし、比較的急峻な周波数静態の場合でも、位相の介入により、あるいは制御概念で位相φを考慮に入れることにより、インバータ間の有効電力の振子振動を防止または少なくとも大幅に減少することが可能になるので、静止有効電力値が得られることになる。

位相事前制御を取り入れただけでも、急峻な周波数静態の場合でも、安定した動作が可能になる。選択された周波数静態に対応する安定した電力が設定されることになる。位相事前制御には付加的自由度があるので、インバータの規定ネットワーク結合インピーダンスを使用し、周波数静態の規定勾配が技術的に調節可能になれば、インバータの適当な過渡的挙動を設定することが可能になる。負の周波数静態の場合には、Ｓｔ１´は同じようにほぼ負になっている。加重係数Ｓｔ１´は、周波数静態の所与の勾配とネットワーク結合インピーダンスに見合うように判断する必要がある。これは、例えば、電力供給システムの根軌跡曲線（root locus curve）を評価することによって行うことができる。設計基準は、同期化時の所要エネルギを最小にすることである（例えば、図８におけるＳｔ１´＝−０．４ｍ）。システムの固有周波数も位相事前制御によって変化するので、必要ならば、システム全体の共振が防止されるように調整する必要がある。

電力供給ライン３（図１）の場合の条件について上述してきたが、これらの条件は、電力を消費する機器・器具が電力供給ライン３に接続されている場合にも同じように得られる。

本発明は上述してきた実施形態に限定されるものではなく、種々の変更が可能である。具体的には、図６乃至図８に示されているサイズは、当然に理解されるように、単なる例示であり、これらのサイズは、個々のケースに応じて変更することが可能である。また、これとは別に、種々の特徴は、図示し、上述してきた組み合わせとは別の組み合わせで応用することも可能である。

１、２ インバータ
３ 電源ライン
４、５ ネットワーク結合インピーダンス
７ 制御回路
３６、３７ 減結合ネットワーク

Claims (4)

1. ネットワーク結合インピーダンス（４、５）を通して共通する電源ライン（３）に誘導結合されている少なくとも２個以上のインバータ（１、２）を等定格で並列動作させるデバイスであって、
   各インバータ（１、２）は、それぞれがその出力電圧の制御を目的とした制御回路（７）を備えていて、その制御回路（７）には、基準電圧（ｕ_ref）が所望電圧として供給され、前記基準電圧（ｕ_ref）の周波数（ｆ）は、あらかじめ定められている周波数静態に基づきインバータ（１、２）の有効電力（Ｐ）から定められ、前記基準電圧（ｕ_ref）の振幅（｜ｕ｜）は、あらかじめ定められている電圧静態に基づきインバータ（１、２）の無効電力（Ｑ）から定められるデバイスにおいて、
   基準電圧（ｕ_ref）の位相（φ）の値も、あらかじめ定められている加重係数（Ｓｔ１´）に基づきインバータ（１、２）の有効電力（Ｐ）から定められ、
   前記あらかじめ定められている加重係数（Ｓｔ１´）は、位相φを考慮に入れた負の加重係数であって、前記少なくとも２個以上のインバータ（１、２）のすべてにおいて同じであることを特徴とするデバイス。
2. 請求項１に記載のデバイスにおいて、加重係数（Ｓｔ１´）は、最適化計算によって求められることを特徴とするデバイス。
3. 請求項１または２に記載のデバイスにおいて、有効電力（Ｐ）と無効電力（Ｑ）の実際値は、インバータ（１、２）の電圧の実際値（ｕ_actual）と電流の実際値（ｉ_actual）とに対応する第１信号（ｕ_A，ｉ_A）から、振幅と周波数は同一であるが９０度だけ位相がずれている第２信号（ｕ_B，ｉ_B）が、それぞれ積分によって求められることによって得られ、第１信号（ｕ_A，ｉ_A）は、複素表記される有効電力（Ｐ）と無効電力（Ｑ）の電圧または電流のベクトルの実数部分に該当し、第２信号（ｕ_B，ｉ_B）は複素表記される有効電力（Ｐ）と無効電力（Ｑ）の電圧または電流のベクトルの虚数部分に該当することを特徴とするデバイス。
4. 請求項３に記載のデバイスにおいて、１つの減結合ネットワーク（３６、３７）が、有効電力（Ｐ）または無効電力（Ｑ）の実際値に対応する出力にそれぞれ直列接続されていることを特徴とするデバイス。

Images