DE10022305A1

DE10022305A1 - Sensorlose Leistungswinkelsteuerung für einen Fahrzeugalternator

Info

Publication number: DE10022305A1
Application number: DE10022305A
Authority: DE
Inventors: David R Crecelius
Original assignee: Delco Remy America Inc
Current assignee: Remy Inc
Priority date: 1999-05-12
Filing date: 2000-05-08
Publication date: 2001-03-08
Also published as: US6081084A; FR2793617A3; FR2793617B3

Abstract

Ein Alternator mit einer sensorlosen Leistungswinkelsteuerung umfaßt eine Dreiphasenstatorwicklung und drei Statorwicklungsausgänge, die mit einer gesteuerten Vollweggleichrichterbrücke mit einem Gleichstromausgang verbunden sind. Die gesteuerte Vollweggleichrichterbrücke umfaßt obere MOSFET-Schalter und untere MOSFET-Schalter mit Body-Dioden. Der Betrieb des Alternators führt zu einer Dreiphasen-Gegen-EMK, die in den Statorwicklungen erzeugt wird, und Phasenspannungen über jede der Statorwicklungen hinweg. Die Ausgangsleistung des Alternators wird erhöht, indem eine Phasenverschiebung zwischen der Gegen-EMK und den Phasenspannungen eingeleitet wird, was zu einem optimierten Leistungswinkel führt. Um einen Bezug für die Phase der Gegen-EMK bereitzustellen, ist ein Nulldurchgangsdetektor vorgesehen, der die Nullspannungsdurchgänge über die Body-Dioden der unteren MOSFET-Schalter hinweg überwacht. Die Nullspannungsdurchgänge von negativ nach positiv über die Body-Dioden der unteren MOSFET-Elemente hinweg entsprechen den Durchgängen von negativ nach positiv der Dreiphasen-Gegen-EMK. Mit einer Angabe der Nulldurchgänge der Gegen-EMK können die MOSFET-Schalter der gesteuerten Vollweggleichrichterbrücke gesteuert werden, um eine gewünschte Phasenverzögerung in jede der Phasenspannungen einzuführen. Eine Phasenverzögerung zwischen der Gegen-EMK und jeder der Phasenspannungen führt zu einem optimierten Leistungswinkel und zu einer erhöhten Ausgangsleistung des Alternators.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet von Alternatoren und insbe sondere das Gebiet der Steuerung der Ausgangsleistung eines Alternators.

Fig. 1 zeigt einen herkömmlichen Wechselstromgenerator oder "Alternator" 10. Der Alternator umfaßt eine Rotorwicklung (die Feldwicklung) 12, Drei phasenstatorwicklungen (delta- oder sternförmig) 14, 16 und 18 und eine gesteuerte Dreiphasen-Vollweggleichrichterbrücke 20, die mit den Stator wicklungen verbunden ist. Der Alternator ist mit einem Fahrzeugmotor verbunden, der einen Rotor (nicht gezeigt) dreht, der die Feldwicklung enthält. Eine Rotation der Feldwicklung 12 bewirkt, daß in jeder der Sta torwicklungen eine Wechselstromleistung erzeugt wird. Die in den Stator wicklungen erzeugte Leistung ist eine Dreiphasenleistung, die durch Pha se A, Phase B und Phase C dargestellt wird. Jede Phase wird der Vollweg gleichrichterbrücke 20 geliefert, bei der sie in Gleichspannungsleistung zur Lieferung an die Fahrzeuglast 15 umgewandelt wird. Eine Batterie 30 ist parallel zu den Ausgängen der Vollweggleichrichterbrücke 20 geschal tet, um der Last eine angemessene Leistung zu liefern, wenn die Feld wicklung nicht rotiert oder wenn die Feldwicklung zu langsam rotiert, was zu einer Spannung führt, die gleich der Batteriespannung ist. Wenn die Feldwicklung mit einer erhöhten Drehzahl rotiert, resultiert über die Bat terieklemmen hinweg eine Spannung, die größer als die Batteriespannung ist, und die Batterie wird wieder aufgeladen.

Wenn der Fahrzeugmotor leer läuft, so daß die Feldwicklung mit einer herabgesetzten Drehzahl rotiert, kann die Ausgangsleistung des Alterna tors unzureichend sein, um die gesamte von der Last benötigte Leistung zu zuführen. Wenn dies auftritt, reguliert der Alternator nicht länger die Systemspannung. Die Batterie wird entladen, wenn sie versucht, die Aus gangsleistung des Alternators zu erhöhen, um den Leistungsbedarf an den Lasten zu befriedigen. Wenn dieser zustand über einen ausgedehnten Zeitraum andauert, wird die Batterie vollständig entladen werden.

Der üblichste Weg, die Ausgangsleistung des Alternators während eines Leerlaufs des Motors zu steuern und Zusatzleistung zur Lieferung an die Fahrzeuglast bereitzustellen, ist es, den Rotorfeldfluß zu erhöhen. Dies kann bewerkstelligt werden, indem der Strom durch die Feldwicklung hindurch vergrößert wird. Wenn ein größerer Strom durch die Feldwick lung hindurch geliefert wird, wird eine größere Spannung in den Stator wicklungen induziert werden, und es wird, eine höhere Ausgangsleistung aus dem Alternator resultieren, wenn der Motor leer läuft und der Rotor mit einer langsamen Drehzahl rotiert. Jedoch ist die Strommenge, die an die Feldwicklung geliefert werden kann, durch Temperaturbelange be grenzt, da zuviel Stromfluß durch die Feldwicklung hindurch bewirken wird, daß sich der Alternator überhitzt.

Ein weiteres effektives Verfahren, um eine erhöhte Ausgangsleistung aus dem Alternator während eines Leerlaufs des Motors zu erhalten, ist es, den Leistungswinkel zu maximieren. Der Leistungswinkel (power angle) ist als die Phasendifferenz zwischen der in den Statorwicklungen erzeugten Gegen-EMK und der von den Statorwicklungen ausgegebenen Phasen spannung definiert. Fig. 2 zeigt ein schematisches Schaubild eines Ersatz schaltbildes einer elektromagnetischen Synchronmaschine mit einem gleichmäßigen Luftspalt, wobei: E die Gegen-EMK ist, die in einer der Statorwicklungen durch einen rotierenden Fluß erzeugt wird, der von der Feldwicklung produziert wird, I der Phasenstrom ist, R der Widerstand der Statorwicklung ist, X der Blindwiderstand der Statorwicklung ist, und V_P die Phasenspannung ist, die von der Statorwicklung ausgegeben und der Last geliefert wird.

In Fig. 3 ist ein Zeigerdiagramm des Schaltkreises von Fig. 1 gezeigt, wobei der Leistungswinkel durch θ dargestellt ist. Bei einer "passiven" Dioden brücke (d. h., eine Gleichrichterbrücke, bei der nur Dioden verwendet wer den), wie diejenige, die in Fig. 1 gezeigt ist, werden der Phasenstrom und die Phasenspannung gezwungen, in der gleichen Phasenbeziehung zu ste hen. Fig. 3 zeigt, daß, wenn die Phasenspannung und der Phasenstrom gezwungen werden, in der gleichen Phasenbeziehung zu stehen, es nicht möglich ist, einen optimalen Leistungswinkel zu erhalten, so daß die Ge gen-EMK und die Phasenspannung senkrecht zueinander stehen. Wenn jedoch die passive Diodenbrücke durch eine "gesteuerte" oder "aktive" Transistorbrücke ersetzt wird (d. h., eine Gleichrichterbrücke, bei der die Dioden durch Transistorschalter ersetzt sind), kann es zugelassen werden, daß die Phasenspannung dem Phasenstrom nacheilt. In Fig. 3a ist ein Zeigerdiagramm eines Alternators mit einer aktiven Transistorbrücke ge zeigt. Nach Fig. 3a kann sich der Phasenwinkel zwischen der Gegen-EMK und der Phasenspannung (d. h., θ), wenn es zugelassen wird, daß die Pha senspannung dem Phasenstrom nacheilt, der optimalen 90°-Marke annä hern. Es ist gezeigt worden, daß der Leistungsausgang eines Alternators bei Leerlaufdrehzahlen um 45 bis 50% erhöht werden kann, indem der Leistungswinkel in Richtung der 90°-Marke optimiert wird, dadurch daß der Phasenwinkel der Phasenspannung vorgerückt wird. Beispielsweise kann eine 25°-Phasenvoreilung der Phasenspannung zu einer 45%- Zunahme der Ausgangsleistung des Alternators führen.

Zum Steuern des Leistungswinkels wird deshalb eine "gesteuerte" Gleich richterbrücke anstelle einer "passiven" Gleichrichterbrücke verwendet. Bei einer gesteuerten Gleichrichterbrücke kann der Winkel der Phasenspan nung gesteuert werden, indem die Transistorschalter zu ausgewählten Zeiten ein- und ausgeschaltet werden. Wenn der Winkel der Gegen-EMK bekannt ist, kann der Winkel der Phasenspannung durch die Schalter in der gesteuerten Gleichrichterbrücke eingestellt werden, und ein optimale rer Leistungswinkel kann in den Alternator eingeführt werden. Unglückli cherweise ist es schwierig, eine direkte Auslesung für die in den Stator wicklungen erzeugte Gegen-EMK zu erhalten. Ohne einen Maschinenbe zug für die Gegen-EMK kann der optimale Phasenwinkel für die Phasen spannungen nicht bestimmt werden. Deshalb müssen bestimmte Verfah ren dafür verwendet werden, eine Angabe des Phasenwinkels der Gegen- EMK zu erhalten, bevor die Phasenspannung durch den gesteuerten Brückengleichrichter verschoben wird.

In dem U.S.-Patent Nr. 5 793 167 von Liang et al. sind einige Verfahren zum Einstellen des Leistungswinkels offenbart. Viele von diesen Verfahren erfordern Sensoren. Bei einem Verfahren wird ein Rotorpositionssensor dazu verwendet, einen Gegen-EMK-Bezug bereitzustellen. Bei einem ande ren Verfahren wird ein Stromsensor dazu verwendet, den Phasenstrom zu bestimmen, und die Einstellung des Winkels zwischen dem Phasenstrom und der Phasenspannung beeinflußt den Leistungswinkel. Jedoch gibt es einige Nachteile bei jedem Verfahren, das auf Sensoren beruht, um einen Maschinenbezug zur Verwendung bei der Einstellung des Leistungswin kels herzustellen. Insbesondere sind Sensoren oft unzuverlässig, erhöhen die Kosten des Alternators beträchtlich und machen den Alternator größer und schwieriger zu packen. Deshalb wäre es vorteilhaft, ein einfaches und leicht durchzuführendes, sensorloses Verfahren zum Bestimmen eines Maschinenbezugs zur Verwendung beim Steuern des Leistungswinkels in einem Alternator zu schaffen.

Ein Alternator der vorliegenden Erfindung umfaßt eine Feldwicklung, Statorwicklungen, eine gesteuerte Vollweggleichrichterbrücke (d. h., eine "aktive" Brücke) und einen Gleichstromausgang. Die gesteuerte Brücke umfaßt sechs getrennte MOSFET-Schaltelemente, die jeweils eine Body- Diode umfassen. Die Schaltelemente umfassen einen Satz von oberen Elementen und einen Satz von unteren Elementen. Wenn sie in einem ak tiven Zustand sind, werden die Schaltelemente der gesteuerten Brücke durch einen Mikrocontroller und eine 3-Phasen-Gatteransteuerung auf Art einer sechsstufigen Steuerung nacheinander ein- und ausgeschaltet, wie es in der Technik bekannt ist. Es ist ein Nulldurchgangsdetektor vor gesehen, um Spannungseingänge von den Body-Dioden der unteren Ele mente aufzunehmen. Der Nulldurchgangsdetektor liefert dem Mikrocon troller ein Signal, das die Nullspannungsdurchgänge für die Body-Dioden der unteren Schaltelemente angibt.

In Betrieb beginnt die Feldwicklung sich beim Start des Fahrzeugmotors zu drehen. Die Drehung der Feldwicklung erzeugt eine Gegen-EMK in je der der Statorwicklungen. Infolge von ohmischen und induktiven Verlu sten in jeder der Statorwicklungen wird von jeder der Statorwicklungen eine Phasenspannung ausgegeben. Die Phasenspannungen werden von der gesteuerten Brücke vollweggleichgerichtet, um eine Gleichstromaus gangsleistung für die elektrische Fahrzeuglast zu erzeugen.

Wenn die Gleichstromausgangsleistung unzureichend ist, um die benö tigte Ausgangsleistung zu erzeugen, stellt der Mikrocontroller den Feld strom auf einen maximalen Wert ein, indem ein Transistorregler gesteuert wird. Wenn die geforderte Leistung dennoch nicht erreicht wird, nachdem der Feldstrom auf einen Maximalwert erhöht worden ist, weist der Mikro controller die Dreiphasen-Gatteransteuerung an, den Leistungswinkel ein zustellen.

Um den Leistungswinkel zu vergrößern, muß der Mikrocontroller einen Bezug der Phase der Gegen-EMK besitzen. Dieser Bezug wird dem Mikro controller durch den Nulldurchgangsdetektor geliefert. Der Nulldurch gangsdetektor erfaßt die Spannungen über die unteren Dioden in der Diodenbrücke hinweg. Der Mikrocontroller verwendet diese Nulldurchgän ge als Darstellungen der Nulldurchgänge der Gegen-EMK. Mit einer Dar stellung der Nulldurchgänge der Gegen-EMK besitzt der Mikrocontroller einen Bezug für die Periode und die exakte Phase der Gegen-EMK, und eine Phasenverschiebung kann zwischen der Phasenspannung und der Gegen-EMK auf der Grundlage dieses Bezugs eingeführt werden. Das Einführen der Phasenverschiebung wird bewerkstelligt, indem die sechs stufige Steuerabfolge eingestellt wird, so daß die Zeit zum Ein- und Aus schalten jedes Schaltelements um eine gegebene Größe verzögert wird. Durch Einführen einer Verzögerung in die sechsstufige Steuerung wird eine Phasenverzögerung in die Phasenspannungen eingeführt, was zu ei ner Phasenverschiebung zwischen der Gegen-EMK und den Phasenspan nungen führt, wodurch der gewünschte Leistungswinkel und ein größerer Leistungsausgang erzeugt werden. Wenn beispielsweise die Spannung über die Diode in dem mit Phase B verbundenen unteren Schaltelement hinweg durch Null hindurchgeht, stellt dies einen Nulldurchgang der Pha se-A-Gegen-EMK dar, und der Mikrocontroller verzögert die Phase der Phasenspannung AC. Diese Phasenverzögerung wird bewirken, daß der Leistungswinkel in Richtung 90 Grad zunimmt, und die Ausgangsleistung des Alternators wird somit erhöht. Dementsprechend ist es ein Vorteil der vorliegenden Erfindung, ein neuartiges Verfahren zum Steuern des Lei stungswinkels an einem Fahrzeugalternator zu schaffen, das frei von Sen soren ist und nur eine einfache Nulldurchgangsschaltung zur Bestim mung eines Maschinenbezugs der Phase der Gegen-EMK verwendet.

Der Alternator kann in zwei Grundmodi betrieben werden. Ein Modus ist ein "Diodenmodus", bei dem alle MOSFET ausgeschaltet sind und die Gleichrichtung durch die MOSFET-Body-Dioden geschaffen wird. Bei die sem Modus arbeitet der Gleichrichter als normaler Diodenbrückengleich richter. Ein weiterer Modus ist ein "Aktivbrückenmodus", bei dem die MOSFET-Schalter zur gleichen Zeit ein- und ausgeschaltet werden, wenn die Dioden ein- und ausgeschaltet werden würden. Somit arbeitet der Ak tivbrückenmodus ähnlich wie der Diodenmodus, mit der Ausnahme, daß der Wirkungsgrad des Brückengleichrichters aufgrund der geringeren Leitungsverluste des MOSFET erhöht ist. Auch in dem "Aktivbrückenmo dus" kann die MOSFET-Schaltabfolge geringfügig verzögert werden, um den Leistungswinkel des Alternators zu verschieben, wodurch es zugelas sen wird, daß die Synchronmaschine mehr Ausgangsleistung bei niedrige ren Drehzahlen erzeugt. Die Schaltabfolge wird von dem Mikroprozessor auf der Grundlage der von dem Nulldurchgangsdetektor empfangenen Nulldurchgangsinformation verzögert.

Die Erfindung wird im folgenden beispielhaft anhand der Zeichnungen be schrieben, in diesen zeigt:

Fig. 1 ein Schema eines herkömmlichen Alternators mit einem ge steuerten Brückengleichrichter,

Fig. 2 ein schematisches Schaubild eines Ersatzschaltbildes einer Synchronmaschine mit einem gleichmäßigen Luftspalt,

Fig. 3 ein Zeigerdiagramm, das einen Betriebszustand der dioden gleichgerichteten Synchronmaschine von Fig. 1 veranschau licht,

Fig. 3a ein Zeigerdiagramm, das einen Betriebszustand einer Syn chronmaschine mit einem eine Phasenverschiebung einfüh renden aktiven Brückengleichrichter veranschaulicht,

Fig. 4 ein schematisches Blockdiagramm eines Alternators mit einer sensorlosen Leistungsfaktorsteuerung gemäß der vorliegenden Erfindung,

Fig. 5 allgemein die Beziehung zwischen der Phase der Gegen-EMK und einer Spannung über eine untere Body-Diode hinweg ge mäß der vorliegenden Erfindung,

Fig. 6 die Beziehung zwischen einer Phase der Gegen-EMK und der Spannung über eine untere Body-Diode hinweg, wenn eine Phasenverzögerung durch die Alternatorsteuerung der vorlie genden Erfindung eingeführt wird,

Fig. 7 allgemein die Beziehung zwischen einer Phase der Gegen- EMK, dem Ausgang des. Nulldurchgangsdetektors und einer Phasenspannung,

Fig. 8 die Beziehung zwischen einer Phase der Gegen-EMK, dem Ausgang eines Nulldurchgangsdetektors und einer Phasen spannung, wenn eine Phasenverzögerung von der Alternator steuerung der vorliegenden Erfindung eingeführt wird, und

Fig. 9 ein Blockdiagramm eines Flußdiagramms, das ein Verfahren zum Steuern eines Alternators gemäß der vorliegenden Erfin dung zeigt.

In Fig. 4 ist ein Synchronalternator 10 gezeigt, der eine Feldwicklung 12 und drei deltaförmig verbundene Statorwicklungen 14, 16 und 18 auf weist. Die Feldwicklung 12 ist ein Teil eines gewickelten Feldrotors (nicht gezeigt). Die Menge an Strom, der durch die Feldwicklung fließt, wird von einem Transistorregler 70 gesteuert. Der Rotor wird von einem Motor (nicht gezeigt) mit verschiedenen Drehzahlen angetrieben. Die Drehung des Motors erzeugt eine wechselnde elektromotorische Kraft mit drei Pha sen in den Statorwicklungen 14, 16 und 18. Die in jeder der Statorwick lungen erzeugte elektromotorische Kraft wird Gegen-EMK genannt und umfaßt Gegen-EMK-Phase A, Gegen-EMK-Phase B und Gegen-EMK-Phase C. Die Amplitude dieser in den Statorwicklungen erzeugten Dreiphasen- Gegen-EMK hängt sowohl von der Drehzahl der Rotordrehung als auch der Amplitude des durch die Feldwicklung 12 fließenden Stromes ab. In folge von ohmischen und induktiven Verlusten, die innerhalb der Stator wicklungen 14, 16 und 18 auftreten, werden Phasenspannungen über je de der Statorwicklungen hinweg definiert.

Die Statorwicklungen 14, 16 und 18 weisen drei Ausgänge A, B und C auf, wobei Phasenspannungen V_AB, V_BC und V_CA Spannungen über die Wick lungen hinweg definieren und Wechselstrom durch jeden der drei Stator wicklungsausgänge A, B und C fließt. Die Statorausgänge sind mit einem gesteuerten Vollwegbrückengleichrichter 20 verbunden. Der gesteuerte Brückengleichrichter umfaßt sechs MOSFET-Schalter, die mit den Be zugszeichen 21-26 bezeichnet sind. Es gibt drei obere MOSFET-Schalter 21-23 und drei untere MOSFET-Schalter 24-26, die drei jeweilige Transi storpaare bilden, wobei jedes Transistorpaar einen oberen MOSFET- Schalter und einen unteren MOSFET-Schalter umfaßt. Ausgang A der Statorwicklungen ist an die Gleichrichterbrücke zwischen dem oberen Schalter 21 und dem unteren Schalter 24, die das erste Transistorpaar bilden, angeschlossen. Ausgang B der Statorwicklungen ist an die Gleich richterbrücke zwischen dem oberen Schalter 22 und dem unteren Schal ter 25, die das zweite Transistorpaar bilden, angeschlossen. Ausgang C der Statorwicklungen ist an die Gleichrichterbrücke zwischen dem oberen Schalter 23 und dem unteren Schalter 26, die das dritte Transistorpaar bilden, angeschlossen. Jeder MOSFET-Schalter umfaßt eine Body-Diode 27, die über die MOSFET-Source und die MOSFET-Drain angeschlossen ist. Die Gleichrichterbrücke empfängt einen Wechselstrom von den Sta torwicklungsausgängen A, B und C und wandelt den Wechselstrom in Gleichstrom um, der einer Fahrzeuglast 15 geliefert wird.

Die MOSFET-Schalter 21-26 der Gleichrichterbrücke werden durch eine normale Dreiphasen-Gatteransteuerung 60 gesteuert (d. h., ein- und aus geschaltet). Die Dreiphasen-Gatteransteuerung 60 ist in der Lage, die MOSFET-Schalter in zwei Grundmodi zu betreiben. Die Dreiphasen-Gat teransteuerung empfängt Signale von einem Mikrocontroller 40, der den Modus bestimmt, in dem die MOSFET-Schalter arbeiten werden.

Der erste Grundmodus ist ein "Diodenmodus" oder "Passivbrückenmo dus". In diesem Modus schaltet die Gatteransteuerung 60 alle MOSFET- Schalter aus, und die Gleichrichterbrücke 20 wird allein von den Body- Dioden 27 angesteuert. Dies bewirkt, daß die Gleichrichterbrücke wie eine normale passive Gleichrichterbrücke wirkt.

Der zweite Grundmodus ist der "Aktivbrückenmodus". Im Aktivbrücken modus werden die MOSFET-Schalter von der Dreiphasen-Gatteransteu erung unter Verwendung eines sechsstufigen Steuerverfahrens ein- und ausgeschaltet, um den Gleichstromausgang von dem Brückengleichrichter 20 zu steuern. Wenn die MOSFET-Schalter selektiv ein- und ausgeschaltet werden, bestimmen anstelle der Body-Dioden die MOSFET-Schalter den Stromfluß. Das sechsstufige Steuerierfahren führt zu einer sechsstufigen sinusförmigen Spannung in jeder der Phasenspannungen V_AB, V_BC und V_CA. Um dieses Ergebnis zu erzeugen, steuert die Dreiphasen-Gatteran steuerung 60 die MOSFET-Schalter der Gleichrichterbrücke derart, daß drei, und nur drei, der MOSFET-Schalter zu irgendeiner Zeit eingeschaltet sind, und keine oberen und unteren Schalter für die gleiche Phase (d. h., für das gleiche Transistorpaar) zur selben Zeit eingeschaltet sind. Die Schaltabfolge für die sechsstufige Steuerung ist in der folgenden Tabelle gezeigt:

Stufe
Aktive MOSFET
1	21, 25, 23
2	21, 25, 26
3	21, 22, 26
4	24, 22, 26
5	24, 22, 23
6	24, 25, 23

Ein Vorteil des Aktivbrückenmodus gegenüber den Diodenmodus ist, daß der Wirkungsgrad des Brückengleichrichters aufgrund der geringeren Leitungsverluste mit den MOSFET-Schaltern erhöht ist. Ein weiterer Vor teil des Aktivbrückenmodus ist, daß eine Phasenverzögerung in die Pha senspannungen eingeführt werden kann. Um dies zu bewerkstelligen, werden die Ausschalt- und Einschaltzeiten für jeden der MOSFET-Schal ter um eine Zeitdauer verzögert, die von dem Mikrocontroller bestimmt wird oder in dem Mikrocontroller vorprogrammiert ist. Durch Verzögern der Einschalt- und Ausschaltzeiten für jeden der MOSFET-Schalter wer den die Phasenspannungen zeitlich um die Größe der Verzögerung ver schoben, was zu einer Phasenverschiebung für jede der Phasenspannun gen führt.

Der Mikrocontroller empfängt eine Vielzahl von Eingängen, um den Modus zu bestimmen, in dem der Alternator arbeiten wird. Ein Überspannungs detektor 80 überwacht die Spannung der Batterie 30 an der positiven Klemme 30a und liefert einen Eingang in den Mikrocontroller, wenn ein Fehler an der Batterie, wie ein abgelöstes Batteriekabel, aufgetreten ist. In einer Überspannungssituation, wie ein abgelöstes Batteriekabel, bewirkt die induktive Natur des Systems, ciaß eine große Spannungsspitze an der positiven Batterieeinspeisung 30a zu sehen ist. In dieser Situation weist der Mikrocontroller die Dreiphasen-Gatteransteuerung 60 sofort an, die MOSFET-Schalter in einem "Dump-Modus" zu betreiben. Im Dump-Modus sind alle oberen MOSFET-Schalter 21-23 ausgeschaltet, und alle unteren MOSFET-Schalter 24-26 sind eingeschaltet. Bei dieser Anordnung wird die Energie in der Spannungsspitze durch die Alternatorwicklungen 14, 16 und 18 dissipiert und beschädigt nicht die Bauteile des Alternators oder Lastgeräte. Der Alternator kann mit Bauelementen (nicht gezeigt) konstruiert sein, die sofort bewirken, daß der Alternator in einem "Dump- Modus" arbeitet, sollte eine Überspannungssituation auftreten.

Der Mikrocontroller überwacht auch die Spannung der. Batterie 30 an Klemme 30a. Die Spannung der Batterie spielt eine Rolle bei der Bestim mung des Modus, in dem der Alternator arbeiten wird, und insbesondere bei der Strommenge, die durch die Feldwicklung 12 fließen darf, um die Batteriespannung zu regeln. Der Mikrocontroller ist mit einer Rotorfeld- Gatteransteuerung 72 verbunden, die einen Spannungsregler 70 steuert. Auf der Grundlage der Spannung der Batterie schickt der Mikrocontroller Anweisungen an die Rotorfeld-Gatteransteuerung 72, um den Regler 70 anzusteuern und zu gestatten, daß eine gewünschte Strommenge durch die Feldwicklung 12 hindurch fließen kann. Wenn ein erhöhter Strom durch die Feldwicklung 12 fließt, wird die Ausgangsleistung des Alterna tors ebenfalls erhöht. Wenn zuviel Strom in der Statorwicklung erzeugt wird, wird jedoch der Alternator beginnen, sich zu überhitzen. Deshalb liefern mehrere Thermistorschnittstellen 90 ebenfalls Eingänge in den Mi krocontroller 40, die die Betriebstemperatur des Alternators betreffen. Die Thermistorschnittstellen sind mit Thermistoren 92 verbunden, die eine Temperaturinformation an verschiedenen Orten des Alternators, die eine Wärmesenkentemperatur und eine Umgebungsalternatortemperatur ein schließen, bereitstellen. Wenn der Mikrocontroller 40 detektiert, daß sich der Alternator 10 überhitzt, wird der Feldstrom bei einem Versuch, den Alternator zu kühlen, begrenzt werden.

Der Mikrocontroller 40 empfängt auch Eingänge von einem Nulldurch gangsdetektor 50, der den Betrieb der Gleichrichterbrücke im Aktivbrüc kenmodus beeinflußt. Der Nulldurchgangsdetektor 50 überwacht die Spannung über die Body-Dioden 27 der unteren MOSFET-Schalter hin weg. Der Nulldurchgangsdetektor umfaßt drei Eingänge, die den Null durchgangsdetektor 50 mit jedem der A-, B- und C-Ausgänge der Stator wicklungen verbinden. Die A-, B- und C-Ausgänge der Statorwicklungen sind den jeweiligen Kathoden der Body-Dioden 27 für die unteren MOSFET-Schalter 24-26 gemeinsam. Der Nulldurchgangsdetektor über wacht die Spannung zwischen den Body-Dioden 27 der unteren MOSFET- Schalter 24-26 und Masse. Der Nulldurchgangsdetektor gibt drei Recht eckwellensignale an den Mikrocontroller für eine elektrische Umdrehung aus, wobei ein Rechteckwellensigna die Nullspannungsdurchgänge für jede der unteren MOSFET-Body-Dioden darstellt.

Der Alternator 10 der vorliegenden Erfindung verwendet die Nulldurch gänge der unteren MOSFET-Body-Dioden, um die Phase der Gegen-EMK in dem Alternator zu berechnen. Fig. 5 zeigt eine Wellenform 110, die die Phase-A-Gegen-EMK in dem Alternator 10 simuliert. Fig. 5 zeigt auch eine Wellenform 112, die die Spannung über die Body-Diode von MOSFET 25 (der mit Ausgang B verbunden ist) hinweg zeigt. Wellenform 112 stellt die Spannung über die untere Body-Diode dar, wenn der Schalter 25 einge schaltet ist. Wie es in Fig. 5 zu sehen ist, geht, wenn der Schalter 25 ein geschaltet ist, die Spannung über die Body-Diode hinweg von geringfügig kleiner als null nach größer als null. Genau in dem Moment, wenn die Spannung über die Body-Diode hinweg von negativ nach positiv geht, geht die Gegen-EMK von Phase A von negativ nach positiv. Demgemäß entspre chen die Nullspannungsdurchgänge von negativ nach positiv der Body- Diode für den unteren MOSFET-Schalter, der mit Ausgang B verbunden ist, exakt dem Nulldurchgang von negativ nach positiv der Phase-A-Ge gen-EMK. Obwohl die Gegen-EMK während des tatsächlichen Betriebes des Alternators nicht direkt gemessen werden kann, kann deshalb die Phase-A-Gegen-EMK bestimmt werden, indem die Nulldurchgänge von ne gativ nach positiv der Body-Diode des unteren MOSFET-Schalters, der mit dem Wicklungsausgang B verbunden ist, überwacht werden. Weil es be kannt ist, daß die Gegen-EMK eine sinusförmige Wellenform besitzt, kann die Periode der Wellenform der Phase-A-Gegen-EMK berechnet werden, indem die Zeit gemessen wird, die zwischen zwei Nulldurchgängen von ne gativ nach positiv der Body-Diode an dem unteren MOSFET-Schalter 25 verstreicht. Der Mikrocontroller kann auch die exakte Phase der Phase-A- Gegen-EMK bestimmen, indem der Spannungsdurchgang von negativ nach positiv der unteren Body-Diode an MOSFET-Schalter 25 beobachtet wird und der Nulldurchgang von negativ nach positiv der Phase-A-Gegen- EMK dem gleichen Nulldurchgang zugeordnet wird. Deshalb wird ein Be zug für die Phase der Phase-A-Gegen-EMK zur Einführung einer Phasen verschiebung zwischen der Phase-A-Gegen-EMK und der Phasenspan nung V_AB hergestellt. Die Nulldurchgänge der Gegen-EMK für die Phasen B und C können ebenfalls bestimmt werden, indem die Nulldurchgänge der Spannung über die Body-Dioden 27 hinweg für jeweilige MOSFET 26 bzw. 24 überwacht werden.

Fig. 6 zeigt die Wellenform der Phase-A-Gegen-EMK 110, die ebenfalls in Fig. 5 gezeigt ist, und die Wellenform des Ausgangs des Nulldurchgangs detektors 114, die eine Angabe der Nulldurchgänge der Spannung über die Body-Diode 27 hinweg für den unteren MOSFET-Schalter 25 liefert. Fig. 6 zeigt auch die Phasenspannung V_AC, bei der kein Phasenwinkel zwi schen der Gegen-EMK und der Phasenspannung eingeführt wird. Die Wellenform des Ausgangs des Nulldurchgangsdetektors 114 gibt an, daß die Spannung über die Body-Diode 27 hinweg für den Schalter 25 von ne gativ nach positiv geht, wenn die Wellenform 114 von negativ nach positiv geht. Die Wellenform der Phase-A-Gegen-EMK 110 geht ebenfalls von ne gativ nach positiv in dem exakten Moment, in dem die Wellenform des Nulldurchgangs für die Body-Diode 27 des Schalters 25 von negativ nach positiv geht. Mit dem Wissen, daß die Wellenform der Gegen-EMK 110 si nusförmig ist, kann der Mikroprozessor eine Bestimmung der Periode und genauen Phase der Gegen-EMK auf der Grundlage der Wellenform des Nulldurchgangs vornehmen.

Die anderen Gegen-EMK-Phasen kcinnen auf die gleiche, oben beschriebe ne Weise berechnet werden. Insbesondere wird die Phase-B-Gegen-EMK bestimmt, indem die Wellenform des Nulldurchgangs für die Body-Diode von MOSFET-Schalter 26, der mit dem C-Ausgang der Statorwicklungen verbunden ist, überwacht wird. Die Phase-C-Gegen-EMK wird bestimmt, indem die Wellenform des Nulldurchgangs für die Body-Diode des MOSFET-Schalters 24, der mit dem A-Ausgang der Statorwicklungen ver bunden ist, überwacht wird. Wenn der Nulldurchgangsdetektor eine Spannungsänderung von negativ nach positiv angibt, weiß der Mikropro zessor, daß die entsprechende Phasen-Gegen-EMK sich ebenfalls von ne gativ nach positiv geändert hat. Die Periode jeder Phase der Gegen-EMK sollte exakt gleich sein.

Um zu bestätigen, daß der Alternator richtig arbeitet, berechnet der Mi kroprozessor die Zeit zwischen allen Nulldurchgängen von negativ nach positiv von dem Nulldurchgangsdetektor. Jeder aufeinanderfolgende Null durchgang von negativ nach positiv stellt die Nulldurchgänge von negativ nach positiv von aufeinanderfolgenden Phasen der Gegen-EMK dar. Die Nulldurchgänge von negativ nach positiv sollten 1/3 einer Periode (oder 120°) voneinander getrennt auftreten. Wenn die Impulse von negativ nach positiv nicht 120° getrennt sind, wird der Mikroprozessor wissen, daß ein Fehler in dem Alternator vorhanden ist. Natürlich kann der Mikroprozes sor gestatten, daß ein gewisser kleiner Fehler zwischen den Impulsen auftritt, bevor ein Fehler festgestellt wird. Es kann beispielsweise festge stellt werden, daß kein Fehler auftritt, solange alle Nulldurchgangsimpul se von negativ nach positiv 120° plus oder minus 1° voneinander getrennt sind.

Mit einem Maschinenbezug, der für die Nulldurchgänge der Gegen-EMK für jede Phase hergestellt wird, und der Fähigkeit; eine Verzögerung in die Phasenspannungen einzuführen, ist es möglich, eine Leistungswinkelpha senverschiebung in den Alternator einzuführen und die Ausgangsleistung des Alternators zu erhöhen. Wie es zuvor festgestellt wurde, ist der Lei stungswinkel die Phasendifferenz zwischen der Gegen-EMK und der Pha senspannung in jeder der Statorwicklungen. Die Phase der Gegen-EMK wird wie oben beschrieben berechnet, indem die Nulldurchgänge über die Body-Dioden 27 in den unteren MOSFET-Schaltern 24-26 hinweg über wacht werden: Mit Kenntnis des exakten Phasenwinkels der Gegen-EMK kann jede Phasenspannung wie oben beschrieben verzögert werden, in dem die Gleichrichterbrücke im aktiven Modus betrieben wird und die. Ausschalt- und Einschaltzeiten für jeden der MOSFET-Schalter verzögert werden.

Fig. 7 zeigt eine Simulation der Phase-A-Gegen-EMK (Wellenform 110) und der Spannung über die Body-Diode des MOSFET 25 hinweg (Wellenform 112). Fig. 7 ist Fig. 5 ähnlich, jedoch ist in Fig. 7 die Einschalt- und Aus schaltzeit für den MOSFET-Schalter 25 um 30° verzögert. Wieder ist die Nulldurchgangsspannung von negativ nach positiv für die Body-Diode des MOSFET-Schalters 25 mit dem Nulldurchgang von negativ nach positiv für die Phase-A-Gegen-EMK ausgerichtet. Der einzige Unterschied zwi schen Fig. 5 und Fig. 7 ist, daß das MOSFET-Schalten während des Be triebs der Gleichrichterbrücke 20 modifiziert ist. Insbesondere ist das Schalten jedes MOSFET-Schalters in Fig. 7 um 30° verzögert. Das Ergeb nis dieses verzögerten MOSFET-Schaltens ist in Fig. 8 zu sehen. Fig. 8 zeigt die gleiche Information, wie sie: in Fig. 6 dargestellt ist, jedoch mit einer 30°-Phasenvoreilung der Phasenspannung V_AB, die aus dem verzö gerten Schalten der MOSFET-Schalter resultiert. Die 30°-Phasenvoreilung der Phasenspannung V_AB führt zu einer Leistungswinkelverschiebung von 30° zwischen der Phase-A-Gegen-EMK, die durch Wellenform 110 gezeigt ist, und der Phasenspannung V_AB, die durch Wellenform 116 gezeigt ist. Ein Vergleich von Fig. 6 mit Fig. 8 zeigt, daß das verzögerte MOSFET- Schalten zu einer Verschiebung nach rechts, d. h., zu einer "Phasenverzö gerung" für Wellenform 116 führt. Durch den Mikrocontroller gelieferte Information über die Spannung der Body-Dioden in den unteren MOSFET-Schaltern ist demgemäß der Mikrocontroller in der Lage, die Gleichrichterbrücke 20 zu steuern und eine Leistungswinkelphasenver schiebung einzuführen, um die Ausgangsleistung des Alternators zu ver bessern.

Der Betrieb des Alternators 10 wird anhand von Fig. 9 beschrieben, die ein Flußdiagramm von Betriebsabläufen des Mikrocontrollers zeigt. Wenn das System zu Beginn in einem ausgeschalteten Zustand ist und der Fahrzeugmotor nicht in Betrieb ist, wie es bei Schritt 202 angegeben ist, wartet der Mikrocontroller auf ein Signal von dem Nulldurchgangsdetek tor. Beim Empfang eines Nulldurchgangssignals, um anzuzeigen, daß der Motor läuft und der Alternator in Betrieb ist, schaltet der Mikrocontroller die Feldsteuerung ein, wie es bei Schritt 204 angegeben ist. Der Betrieb der Feldsteuerung umfaßt die Überwachung der B+-Spannung an Klemme 30a und die Bestimmung, ob eine höhere Ausgangsleistung erforderlich ist. Wenn eine höhere Ausgangsleistung erforderlich ist, betätigt der Mi krocontroller die Rotorfeld-Gatteransteuerung 72, um zuzulassen, das mehr Strom durch den Regler 70 und die Feldwicklung 12 fließt. Wenn mehr Strom durch die Feldwicklung fließt, wird eine höhere Ausgangslei stung aus dem Alternator realisiert.

Als nächstes steuert bei Schritt 206 der Mikrocontroller die Dreiphasen- Gatteransteuerung, um die Gleichrichterbrücke im Diodenmodus zu be treiben, wobei alle MOSFET-Schalter ausgeschaltet sind, sodaß der Gleichrichter mit nur den Body-Dioden der MOSFET-Schalter betrieben wird. Im Anschluß an Schritt 206 fragt der Mikrocontroller den Überspan nungsdetektor 80 ab, um zu bestimmen, ob es an den Batterieklemmen eine Spannungsspitze gibt. Wenn ein Überspannungszustand vorhanden ist, fährt der Gleichrichter fort, im Diodenmodus zu arbeiten.

Wenn es keinen Überspannungsfehler von dem Überspannungsdetektor gibt, fährt der Mikrocontroller zu Schritt 210 fort und prüft auf Nulldurch gangsfehler. Ein Nulldurchgangsfehler tritt auf, wenn die Differenz zwi schen irgendwelchen zwei Nulldurchgängen für aufeinanderfolgende Pha sen der Gegen-EMK sich von 1/3 der Gegen-EMK-Periode (oder 120°) plus oder minus einer Fehlergröße unterscheidet. Der Mikroprozessor berech net die Gegen-EMK-Periode durch Messen der Zeit zwischen zwei Null durchgängen von negativ nach positiv für eine einzige Gegen-EMK-Phase. Damit keine Nulldurchgangsfehler auftreten, müssen dann Nulldurch gangssignale von negativ nach positiv innerhalb 120° plus oder minus der Fehlergröße für jede aufeinanderfolgende Phase der Gegen-EMK auftreten. Wenn Nulldurchgangsfehler vorhanden sind, betreibt der Mikrocontroller die Gleichrichterbrücke im Diodenmodus. Wenn keine Nulldurchgangs fehler vorhanden sind, beginnt der Mikrocontroller die Gleichrichterbrücke in einem Aktivbrückenmodus zu betreiben, der bei Schritt 212 beginnt.

Sobald sie sich bei Schritt 212 im Aktivbrückenmodus befindet, betreibt der Mikrocontroller die Gleichrichterbrücke gemäß der oben beschriebe nen sechsstufigen Steuerung. Diese sechsstufige Steuerung erhöht den Wirkungsgrad der Gleichrichterbrücke 20 wegen der niedrigeren Leitungs verluste in den MOSFET-Schaltern im Vergleich mit den Dioden alleine.

Bei Schritt 212 bestimmt der Mikrocontroller die Drehzahl, mit der sich der Rotor dreht, auf der Grundlage der Anzahl von Nulldurchgängen pro Sekunde, die von dem Nulldurchgangsdetektor gemeldet werden. Diese Drehzahl kann bestimmt werden, dla die Frequenz der Gegen-EMK eine Funktion der Rotordrehzahl ist. Wenn der Rotor oberhalb einer gegebenen Anzahl von Umdrehungen pro Minute rotiert, beispielsweise 3500U/min. weiß der Mikrocontroller, daß von dem Alternator ausreichend Leistung zum Antreiben der Fahrzeuglast ausgegeben wird, und es wird keine Pha senvoreilung eingeführt, wie es bei Schritt 214 gezeigt ist. Wenn jedoch der Rotor mit einer Leerlaufdrehzahl rotiert (d. h., weniger als 3500 Um drehungen pro Minute), erwartet der Mikrocontroller, daß der Fahrzeu glast eine höhere Leistung geliefert werden sollte. Wie es bei Schritt 216 gezeigt ist, führt der Mikrocontroller zur Maximierung der an die Fahrzeu glast gelieferten Leistung, wenn der Rotor mit einer Motorleerlaufdrehzahl rotiert, einen Leistungswinkel in der Alternator ein; indem eine vorbe stimmte Phasenverzögerung in die Phasenspannungen eingearbeitet wird. Wie es früher diskutiert wurde, kann eine Phasenverzögerung in die Pha senspannungen eingeführt werden, indem bewirkt wird, daß die Ein/Aus- Zustände der MOSFET-Schalter bei der sechsstufigen Steuerabfolge ge ringfügig verzögert werden. Der Mikrocontroller besitzt einen Maschinen bezug für die Phase der Gegen-EMK durch die Nulldurchgangsinformation von negativ nach positiv, die von dem Nulldurchgangsdetektor geliefert wird. Mit einem Bezug für die exakte Phase der Gegen-EMK verzögert der Mikrocontroller die Ein/Aus-Zeitabestimmung der MOSFET-Schalter auf der Grundlage der Phase der EMK. Durch Verzögern des MOSFET- Schaltens wird eine vorbestimmten Phasenverzögerung in den Phasen spannungen geschaffen, und es wird ein verschobener Leistungswinkel zwischen den Phasenspannungen und den Phasen der Gegen-EMK herge stellt. Demgemäß wird der Fahrzeuglast von dem Alternator während ei nes Motorleerlaufs eine erhöhte Leistung geliefert.

Nach Einstellen des Leistungswinkels in dem Alternator fährt der Mikro prozessor zu Schritt 218 fort und prüft auf irgendwelche Temperaturfeh ler, die von den Thermistorschnittstellen gemeldet werden. Wenn erhöhte Temperaturen in dem Alternator vorhanden sind, begrenzt der Mikrocon troller bei einem Versuch, die erhöhen Temperaturen zu verringern, bei Schritt 220 den Feldstrom.

Wenn die Alternatortemperatur annehmbar ist, prüft der Mikrocontroller bei Schritt 222 wieder die Umdrehungen des Motors pro Minute. Wenn die Umdrehungen des Motors unter eine Drehzahl gefallen sind, die vermuten läßt, daß der Motor abschaltet (z. B. 800 U/min), prüft der Mikrocontroller bei Schritt 224 wieder auf Nulldurchgänge. Wenn keine Nulldurchgänge detektiert werden, ist der Motor ausgeschaltet worden, und das System wird in einen Ausschaltmodus gesetzt.

Wenn bei Schritt 224 Nulldurchgänge detektiert werden, oder wenn bei Schritt 222 die Umdrehungen des Rotors nicht vermuten lassen, daß der Motor unterhalb der Leerlaufdrehzahl läuft, führt der Mikroprozessor bei Schritt 228 durch optionale Bauteile des Alternators eine Prüfung durch, um zu sehen, ob sich der Alternator in einem Dump-Modus befindet.

Wenn der Alternator im Dump-Modus betrieben wird, setzt der Mikropro zessor den Alternator in den Diodenmodus. Wenn der Alternator nicht im Dump-Modus betrieben wird, kehrt der Mikroprozessor zu Schritt 210 zu rück und sucht nach irgendwelchen Nulldurchgangsfehlern. Solange kei ne Nulldurchgangsfehler vorhanden sind, durchläuft der Mikroprozessor die Schritte 210 bis 228 erneut, wobei er fortfährt, den Alternator im Ak tivbrückenmodus zu betreiben.

Fachleute werden feststellen, daß viele Änderungen an den hierin be schriebenen Ausführungsformen vorgenommen werden könnten, ohne von Geist und Schutzbereich der Erfindung abzuweichen. Z. B. kann der Mi kroprozessor derart programmiert sein, daß er vielmehr den Leistungs winkel inkrementell einstellt, als einen vorbestimmten Leistungswinkel einsetzt. Als ein weiteres Beispiel kann die Nulldurchgangsdetektion unter Verwendung von nur einer oder zwei Phasen anstelle aller drei Phasen durchgeführt werden. Zusätzliche Änderungen werden Fachleuten leicht ersichtlich sein, und die Erfindung, wie sie in den Ansprüchen beschrie ben ist, sollte nicht auf die gezeigten Ausführungsformen begrenzt sein.

Zusammengefaßt umfaßt ein Alternator mit einer sensorlosen Leistungs winkelsteuerung eine Dreiphasenstatorwicklung und drei Statorwick lungsausgänge, die mit einer gesteuerten Vollweggleichrichterbrücke mit einem Gleichstromausgang verbunden sind. Die gesteuerte Vollweggleich richterbrücke umfaßt obere MOSFET-Schalter und untere MOSFET- Schalter mit Body-Dioden. Der Betrieb des Alternators führt zu einer Dreiphasen-Gegen-EMK, die in den. Statorwicklungen erzeugt wird, und Phasenspannungen über jede der Statorwicklungen hinweg. Die Aus gangsleistung des Alternators wird erhöht, indem eine Phasenverschie bung zwischen der Gegen-EMK und den Phasenspannungen eingeleitet wird, was zu einem optimierten Leistungswinkel führt. Um einen Bezug für die Phase der Gegen-EMK bereitzustellen, ist ein Nulldurchgangsde tektor vorgesehen, der die Nullspannungsdurchgänge über die Body- Dioden der unteren MOSFET-Schalter hinweg überwacht. Die Nullspan nungsdurchgänge von negativ nach positiv über die Body-Dioden der un teren MOSFET-Elemente hinweg entsprechen den Durchgängen von ne gativ nach positiv der Dreiphasen-Gegen-EMK. Mit einer Angabe der Null durchgänge der Gegen-EMK können die MOSFET-Schalter der gesteuerten Vollweggleichrichterbrücke gesteuert werden, um eine gewünschte Pha senverzögerung in jede der Phasenspannungen einzuführen. Eine Phasen verzögerung zwischen der Gegen-EMK und jeder der Phasenspannungen führt zu einem optimierten Leistungswinkel und zu einer erhöhten Aus gangsleistung des Alternators.

Claims

1. Von einem Motor angetriebener Alternator mit:

a) Dreiphasenstatorwicklungen mit drei Statorwicklungsausgän gen,
b) einem Rotor mit einer Rotorfeldwicklung, die magnetisch ari die Statorwicklungen gekoppelt und von dem Motor angetrie ben wird, um eine Gegen-EMK in den Statorwicklungen und einen elektrischen Strom an den drei Statorwicklungsausgän gen zu erzeugen,
c) einer Gleichrichterbrücke mit einem Gleichstromausgang, die eine Vielzahl von Transistorschaltern umfaßt, wobei die Viel zahl von Transistorschaltern mindestens drei Paare aus ver bundenen oberen Transistorschaltern und unteren Transi storschaltern umfaßt, und jeder der Vielzahl von Transistor schaltern Body-Dioden umfaßt, die die Transistorschalter überbrücken, wobei jeder der drei Statorwicklungsausgänge elektrisch an die Gleichrichterbrücke zwischen einem jeweili gen Paar aus den oberen Transistorschaltern und den unteren Transistorschaltern angeschlossen ist,
d) einem Nulldurchgangsdetektor, der mit den drei Statorwick lungsausgängen verbunden ist, wobei der Nulldurchgangsde tektor dazu dient, die Nullspannungsdurchgänge über zumin dest eine der Body-Dioden der Transistorschalter hinweg zu bestimmen und ein Signal zu erzeugen, das die Nullspan nungsdurchgänge angibt, wobei die Nullspannungsdurch gänge über zumindest eine der Body-Dioden hinweg Null durchgänge der Gegen-EMK in den Statorwicklungen darstel len,
e) einem Mikrocontroller, der mit dem Nulldurchgangsdetektor verbunden ist, wobei der Mikrocontroller das Signal, das die Nullspannungsdurchgänge angibt, von dem Nulldurchgangs detektor empfängt und den Betrieb der Transistorschalter in der Gleichrichterbrücke steuert, um den Phasenwinkel von Phasenspannungen an den drei Statorwicklungsausgängen zu steuern und eine Phasenverschiebung zwischen den Phasen spannungen und der Gegen-EMK einzuführen.

2. Alternator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Mikrocontroller die Gleichrichterbrücke zur Arbeit in zwei unter schiedlichen Modi steuern kann, und zwar einem ersten Modus, bei dem die Transistorschalter ausgeschaltet sind und nur die Body- Dioden den elektrischen Strom aus den Statorwicklungen gleich richten, und einem zweiten Modus, bei dem die Transistorschalter in einer vorbestimmten Abfolge betrieben werden, um den Wir kungsgrad der Gleichrichterbrücke zu erhöhen.

3. Alternator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Mikrocontroller die Transistorschalter der Gleichrichterbrücke in dem zweiten Modus gemäß einer vorbestimmten sechsstufigen Steuerabfolge steuert, so daß die Transistorschalter nacheinander ein- und ausgeschaltet werden, um den Phasenwinkel von Phasen spannungen an den drei Statorwicklungsausgängen zu steuern und eine Phasenverschiebung zwischen den Phasenspannungen und der Gegen-EMK einzuführen.

4. Alternator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß dieser einen Überspannungsdetektor umfaßt, um zu bestimmen, ob eine vorbestimmte Spannung am Ausgang der Gleichrichterbrücke überschritten wird, und um dem Mikrocontroller ein Signal zu lie fern, das die Überspannung angibt, so daß der Mikrocontroller die Ausgangsspannung der Gleichrichterbrücke steuert.

5. Alternator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß dieser umfaßt

a) Temperatursensoren, die eine Temperatur an vorbestimmten Orten des Alternators erfassen, wobei der Mikrocontroller den Strom zur Rotorfeldwicklung steuert, um den Strom zu verrin gern, wenn die Temperatursensoren Temperaturen erfassen, die ein vorbestimmtes Niveau übersteigen.

6. Alternator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistorschalter MOSFET-Schalter sind.

7. Alternator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungswinkel auf einem vorbestimmten Wert gehalten wird, um den Ausgangsstrom des Alternators zu erhöhen.

8. Alternator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungswinkel von dem Mikrocontroller abhängig von dem Al ternatorstrom am Gleichstromausgang kontinuierlich eingestellt wird.

9. Alternator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Motor ein Kraftfahrzeugmotor ist und der Gleichstromausgang an eine elektrische Fahrzeuglast des Kraftfahrzeugs angeschlossen ist.

10. Verfahren zum Betrieb eines Alternators, der eine Dreiphasensta torwicklung mit drei Statorausgängen aufweist, die mit einer ge steuerten Vollweggleichrichterbrücke verbunden sind, die einen Gleichstromausgang aufweist und eine Vielzahl von Transistor schaltern mit Body-Dioden umfaßt, die über jeden der Transistor schalter hinweg angeschlossen sind, wobei in jeder der Dreiphasen statorwicklungen eine Gegen-EMK erzeugt wird und an den drei Statorwicklungsausgängen Phasenspannungen erzeugt werden, wo bei das Verfahren die Schritte umfaßt, daß:

a) nacheinander jeder der Vielzahl von Transistorschaltern ge mäß einer vordefinierten Steuerabfolge gesteuert wird,
b) das Auftreten von Nullspannungsdurchgängen über die Body- Dioden in der Vollweggleichrichterbrücke hinweg überwacht wird, wobei die Nullspannungsdurchgänge die Nulldurchgän ge der in der Statorwicklung erzeugten Gegen-EMK darstellen, und
c) ferner jeder der Vielzahl von Transistorschaltern gesteuert wird, indem eine Zeitverzögerung in die Steuerabfolge einge führt wird, wobei die Zeitverzögerung zu Phasenverschiebun gen der Phasenspannungen führt und dadurch einen Lei stungswinkel zwischen der Phase der Gegen-EMK und den Phasen der Phasenspannungen einführt.

11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Vielzahl von Transistorschaltern zumindest drei Paare aus ver bundenen oberen Transistorschaltern und unteren Transistor schaltern umfaßt, und daß der Schritt des Überwachens des Auf tretens von Nullspannungsdurchgängen über die Body-Dioden hin weg umfaßt, daß die Nullspannungsdurchgänge der Body-Dioden in den unteren Transistorschaltern überwacht werden.

12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistorschalter MOSFET-Schalter sind.

13. Verfahren zum Berechnen der Lage einer Phase einer Dreiphasen- Gegen-EMK, die in einer Dreiphasenstatorwicklung eines Fahrzeu galternators erzeugt wird, wobei die Dreiphasenstatorwicklung drei Statorwicklungsausgänge aufweist, die an einen gesteuerten Brüc kengleichrichter angeschlossen sind, der von einem Mikrocontroller angesteuert wird, wobei der gesteuerte Brückengleichrichter drei obere Transistorschalter mit Body-Dioden umfaßt, die über die obe ren Transistorschalter hinweg angeschlossen sind, und drei untere Transistorschalter mit Body-Dioden umfaßt, die über die unteren Transistorschalter hinweg angeschlossen sind, wobei die oberen Transistorschalter jeweils mit einem jeweiligen unteren Transistor schalter verbunden sind, so daß drei Paare aus oberen und unteren Transistorschaltern gebildet sind, wobei das Verfahren die Schritte umfaßt, daß:

a) ein Nulldurchgangsdetektor vorgesehen wird, um Nullspan nungsdurchgänge über die Body-Dioden der unteren Transi storschalter hinweg zu überwachen,
b) dem Mikrocontroller ein Signal geliefert wird, das die Null spannungsdurchgänge über die Body-Dioden hinweg angibt,
c) eine Sinuswellenform einer Phase der Gegen-EMK zugeordnet wird, und die Nullspannungsdurchgänge über eine der Body- Dioden hinweg den Nulldurchgängen der Phase der Gegen- EMK zugeordnet werden.

14. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistorschalter MOSFET sind.

15. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß es den Schritt umfaßt, daß eine Periode der Gegen-EMK bestimmt wird und auf Nulldurchgangsfehler überwacht wird, indem berech net wird, ob irgendwelche zwei aufeinanderfolgenden Nullspan nungsdurchgänge über die Body-Dioden in der Vollweggleich richterbrücke hinweg innerhalb einer Fehlergröße von 1/3 der Ge gen-EMK-Periode auftreten.

16. Alternator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Nulldurchgangsdetektor dazu dient, die Nullspannungsdurch gänge über die Body-Dioden der unteren Transistorschalter hinweg zu bestimmen.