-
Die
Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regulierung des Ausgangsstromes
und/oder der -spannung eines primär gesteuerten Schaltnetzteils
mit einem Transformator und einer Steuerschaltung unter Verwendung
eines Messwertes, welcher primärseitig gebildet
und zur Beeinflussung des Steuerschaltung eingesetzt wird, wobei
der Messwert zwischengespeichert und mit einem internen Referenzwert
der Steuerschaltung verglichen wird.
-
Bei
Schaltnetzteilen nach dem Flusswandlerprinzip und bei freischwingenden
Sperrwandlern kann der Ausgangsstrom durch Begrenzung des Primärstromes
im Transformator eingestellt werden. Dabei entsteht eine Strombegrenzung,
die ein- und ausgangsspannungsabhängig und somit nicht für alle vorgesehen
Anwendungsfälle
einsetzbar ist. Die Ausgangsspannungsabhängigkeit kann durch geeignete
Schaltungsdimensionierungen relativ klein gehalten werden, erfordert
jedoch einen erhöhten Schaltungsaufwand
und verursacht somit zusätzliche Kosten.
Die Eingangsspannungsabhängigkeit
entsteht durch die konstante Verzögerung der Abschaltung bei
spannungsabhängig
unterschiedlicher Steigung des Stromes und muss durch zusätzliche
Beschaltung begrenzt werden, welche ebenfalls einen erhöhten Schaltungsaufwand
erfordern und somit zusätzliche
Kosten verursachen. Daneben sind Schaltnetzteile ohne Optokoppler
bekannt, welche in der Regel eine schlechte Lastausreglung besitzen
und somit zu einer hohen Ausgangsspannung bei geringem Ausgangsstrom
und zu einer niedrigen Ausgangsspannung bei einem zu großen Ausgangsstrom
führen.
-
Schaltnetzteile
der gattungsgemäßen Art werden
bevorzugt zur Spannungsversorgung von elektrischen oder elektronischen
Geräten
mit niedriger Versorgungsspannung eingesetzt und werden in großer Zahl
benötigt,
so dass eine möglichst
kostengünstige
Schaltungsanordnung gewählt
werden muss, welche darüber
hinaus die bestehenden Nachteile beseitigt.
-
Aus
der europäischen
Patentanmeldung
EP 0
219 735 A2 ist beispielsweise eine Schaltungsanordnung
zur Spitzenstromreduzierung in einem Sperrwandler-Schaltnetzteil bekannt.
In dieser Schaltungsanordnung wird eine Impulsaufbereitungsstufe
und eine Anlaufschaltstufe über
ein Koppelglied, bestehend aus einer Zener-Diode und einem Widerstand
vorgesehen, um durch die Wahl des Wertes des Widerstandes die Größe einer
Rampenkorrektur und durch die abfallende Konstantspannung über der
Zener-Diode den Spannungseinsatzpunkt der Rampenkorrektur festzulegen.
Hierdurch wird gewährleistet,
dass der Anstiegswinkel der Rampe in der Impulsaufbereitungsstufe
als Funktion der Spannung stärker
steigt als der Anstiegswinkel des Stromes in der Primärwicklung,
wodurch der Kollektorspitzenstrom im Transistor von einem Maximalwert
bei der minimalen Spannung auf einen Minimalwert bei der maximalen
Spannung um einen Faktor 2 bis 3 reduziert werden kann.
-
Aus
der
DE 30 32 034 A1 ist
ein Sperrschwinger-Schaltnetzteil bekannt, bei dem eine Ansteuer-
und Regelschaltung sowie eine Anlaufschaltung verwendet wird. Die
Anlaufschaltung wird beim Einschalten des Gerätes und nach Störfällen dazu
verwendet, um das Sperrschwinger-Schaltnetzteil in einen normalen
Betriebszustand zurückzuführen. Hierbei
wird zum Regeln der Ausgangsspannung eine sägezahnförmige Ansteuerspannung verwendet,
deren Steigung dem Kollektorstrom des Schalttransistors entspricht
und durch zwei Referenzspannung minimal oder maximal begrenzt wird. Eine
Ansteuerung des Schalttransistors erfolgt daher lediglich durch
die Impulslänge
und den Anstieg der Sägezahnspannung.
-
Aus
der
DE 695 06 656
T2 ist ein schaltender Stromregler bekannt, der mit hohem
Wirkungsgrad einen konstanten Strom an eine Last liefert. Dies geschieht
dadurch, dass durch die Verwendung eines Reglers bzw. Stabilisators
in einer speziellen als selbstschwingend bezeichneten Betriebsweise
eine Regelung vorgenommen wird. Zu diesem Zweck wird der Strom in
der Primärwicklung
laufend gemessen und sein Spitzen- oder Scheitelwert auf einen Bezugswert
eingestellt bzw. eingeregelt.
-
Aus
der WO 99/05774 A1 ist ein Sperrwandlerregler bekannt, in dem eine
Regelungsüberwachung
zur Erkennung einer rückführungslosen Steuerung
möglich
ist und die Rückführung in
den Normalbetrieb gestattet. Zu diesem Zweck ist ein Entladekondensator
parallel zu einem bestehenden sample- und hold Kondensator vorhanden,
der die Spannung reduzierten eine Rückführung des Systems in den Normalbetrieb
ermöglicht,
wenn der sample- und hold Kondensator über eine Oszillatorstufe zur
Ansteuerung eines Schaltelementes entladen wird.
-
Aus
der
CH 663 301 A5 ist
ein Gleichspannungswandler mit Netztrennung für Eingangsspannungen mit extrem
großem
Variationsbereich bekannt. Dieser Gleichspannungswandler basiert
auf einem Sperrwandler mit Linearregler, der mit Hilfe eines Komparators
eine am Emitterwiderstand eines Schalttransistors abfallende Spannung
mit einer konstanten Referenzspannung vergleicht und die Ansteuerung
des Schalttransistors abschaltet, sobald die am Emitterwiderstand
abfallende Spannung die Referenzspannung übersteigt.
-
Aus
der
JP 02111257 AA ist
bekannt, ein Rückführsignal
in der Rückführleitung
eines Sperrwandlers zu einem Regler in Abhängigkeit von der Pulsbreite
des Sperrwandlers zu beeinflussen, um dadurch den Ausgangsstrom
bei Strombegrenzung zu kontrollieren.
-
Schließlich ist
aus der
US 5,438,499
A ein Sperrwandler bekannt, in welchem ein Rückführsignal
kurz vor Beginn einer negativen Flanke zwischengespeichert wird,
wobei der Beginn der Flanke in Abhängigkeit eines definierten
Zeitpunktes innerhalb eines Regelzyklus abhängig von der Pulsbreite des Sperrwandlers
ist.
-
Die
bekannten Schaltungsanordnungen gewährleisten aber keine nahezu
lastunabhängige Spannung-
und/oder Stromregelung mit verhältnismäßig geringen
Schaltungsaufwand.
-
Der
Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren, sowie eine
Schaltung aufzuzeigen, welche eine nahezu lastunabhängige Spannung- und/oder
Stromregelung mit verhältnismäßig geringem
Schaltungsaufwand ermöglicht.
-
Die
Aufgabe der Erfindung wird durch das erfindungsgemäße Verfahren
gemäß Anspruch
1 gelöst.
Durch die Verwendung eines primärseitig
gebildeten Messwerts zur Beeinflussung der Steuerschaltung wird
eine nahezu lastunabhängige
Spannungsregelung ermöglicht.
Beispielsweise besteht die Möglichkeit
den Zeitpunkt zur Speicherung des Messwertes so festzulegen, dass
zum Zeitpunkt der Speicherung der Strom im Wandler unabhängig von der
sekundären
Belastung ist. Hierdurch ergibt sich im Weiteren der Vorteil, dass
bei geringer Belastung mit einer erheblich niedrigeren Taktfrequenz
des Schaltnetzteils gearbeitet werden kann, wodurch eine sehr geringe
Leerlaufeingangsleistung erzielt wird. Ferner kann bei derartigen
Schaltungsanordnungen auf die Verwendung eines Optokopplers verzichtet
werden, so dass erhebliche Kosten eingespart werden können. Dadurch,
dass die Höhe
der Überschreitung
schaltungstechnisch bei einer erneuten Spannungsbeaufschlagung des
Primärkreises bzw.
der Hauptwandlerwicklung mit berücksichtigt wird,
kann das Schaltverhalten des Schaltnetzteils in vorteilhafter Weise
beeinflusst werden, so dass die Zykluszeit optimiert werden kann.
Hierbei wird der Messwert zu einem festen, aber variabel einstellbaren
Zeitpunkt nach Unterbrechung des Primärkreises zwischengespeichert.
-
In
Ausgestaltung der Erfindung ist im Weiteren vorgesehen, dass als
Messwert die induzierte Spannung einer Hilfswicklung des Transformators verwendet
wird, wodurch die Möglichkeit
besteht, mit niedrigen Spannungspotentialen zu arbeiten und somit
eine Trennung zwischen der Hoch- und Niederspannungsseite unproblematisch
ist. Darüber
hinaus verursacht die Anfertigung derartiger Transformatoren nur
geringe Zusatzkosten und führt
zu einem erheblichen Kostenvorteil gegenüber herkömmlichen Schaltungsanordnungen.
-
In
weiterer Ausgestaltung der Erfindung kann eine Optimierung dahingehend
vorgenommen werden, dass eine erneute Spannungsbeaufschlagung des
Primärkreises
bis zum Erreichen eines maximalen Stroms des Transformators erfolgt.
Durch diese Maßnahmen
wird in Abhängigkeit
von dem gespeicherten Messwert die Dauer der Ausschaltzeit des Leistungsschalters
eingestellt, wobei die Ausschaltzeit um so größer ist, je höher die
gespeicherte Spannung war. Nach Ablauf der Ausschaltzeit wird der
Leistungsschalter so lange eingeschaltet bis der Strom durch den
Transformator den voreingestellten Maximalwert erreicht und somit
ein neuer Zyklus beginnt. Als Leistungsschalter wird üblicherweise
ein Feldeffekttransistor verwendet, während hingegen die Speicherung
durch beispielsweise ein sample and hold Element erfolgt.
-
In
alternativer Ausgestaltung der Erfindung wird vorgeschlagen, dass
der Strom des Transformators mit einem zeitabhängigen Referenzwert verglichen
wird, wobei der Referenzwert gebildet wird durch Referenz
(tein) = Abschaltwelle/(1 + Abschaltverzögerungszeit/tein)(für tein > minimale Einschaltzeit).
-
Durch
den Vergleich des Transformatorsstroms mit dem Referenzwert kann
somit ein Ausgleich der unterschiedlichen Stromanstiegsgeschwindigkeiten
vorgenommen werden, so dass bei großer Anstiegsgeschwindigkeit
der Abschaltvorgang eher eingeleitet wird und somit ein spannungsunabhängiger Abschaltpunkt
vorliegt. Der besondere Vorteil der sich hieraus ergibt liegt darin,
dass eine nahezu eingangsspannungsunabhängige Strombegrenzung ermöglicht wird,
die ebenfalls in einem Niederspannungs-IC integriert werden kann,
da keine Verbindung zum höheren
Spannungspotential notwendig ist.
-
In
weiterer Ausgestaltung der Erfindung wird zur Anwendung des vorstehend
beschriebenen Verfahrens eine Schaltungsanordnung aufgezeigt, welche
dadurch gekennzeichnet ist, dass die Spannungsversorgung der Steuerschaltung
durch einen Linear- oder Schaltregler erfolgt, wobei der Messwert für die induzierte
Spannung einer Hilfswicklung zu einem festen, einstellbaren Zeitpunkt
nach Unterbrechung des Primärkreises
speicherbar ist, wobei eine Hilfswicklung des Transformators eine
Messspannung für
die Steuerschaltung liefert und der Primärkreis einen elektronischen
Schalter aufweist. In der Schaltung übernimmt der elektronische
Schalter die Zu- oder Abschaltung der Spannungsbeaufschlagung für den Transformator
und wird durch die Steuerschaltung gegebenenfalls über einen
Vorwiderstand angesteuert. Die Hilfswicklung des Transformators
liefert eine Referenzspannung, welche erfindungsgemäß zu einem
festen, einstellbaren Zeitpunkt nach Unterbrechung des Primärkreises speicherbar
ist, wodurch der bereits aufgeführte
Vorteil einer nahezu lastunabhängigen
Ausgangsspannung entsteht. Eine erneute Spannungsbeaufschlagung
des Primärkreises
kann im weiteren in Abhängigkeit
von der Höhe
der Überschreitung
des internen Referenzwertes der Steuerschaltung durch den Messwert
erfolgen, so dass ein Einfluss auf die Zykluszeit und damit auf
die Taktrate vorgenommen werden kann.
-
In
weiterer Ausgestaltung der Erfindung ist schaltungstechnisch vorgesehen,
dass der Primärkreis
in Abhängigkeit
der induzierten Spannung der Hilfswicklung, vorzugsweise bei einem
Wert < 0,1 Volt,
wiedereinschaltbar ist.
-
In
weiterer besonderer Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen,
dass die Ansteuerspannung für
den elektronischen Schalter zusätzlich
durch eine Spannung proportional zum Verhältnis
überlagert ist.
-
Alternativ
besteht die Möglichkeit
die Ansteuerspannung für
den elektronischen Schalter zusätzlich
durch eine Spannung des Gatesignals zu überlagern. Besonders vorteilhaft
ist bei derartigen Schaltungsanordnungen, dass die primäre Versorgungsspannung
der Steuerschaltung durch die gleichgerichtete, geregelte Primärspannung
erfolgt und dass sekundärseitig
kein hohres Spannungspotential anliegt. Durch diese Maßnahmen
sind somit keine zusätzlichen
Schutzanforderungen hinsichtlich des höheren Spannungspotentials,
beispielsweise durch Optokoppler etc., sekundärseitig notwendig.
-
Die
Erfindung wird im Weiteren an Hand zweier Schaltungsbeispiele erläutert.
-
Es
zeigt
-
1 einen
Stromlaufplan eines ersten Schaltungsbeispiels einer Steuerschaltung
mit Linearregler zur Versorgung des Steuerschaltkreises und
-
2 ein
Schaltungsbeispiel einer Steuerschaltung mit Schaltregler zur Versorgung
des Steuerschaltkreises.
-
1 zeigt
in einem ersten Ausführungsbeispiel
einen Stromlaufplan eines Schaltnetzteils 1, welches einen
Transformator 2, eine Steuerschaltung 3 und einen
elektronischer Schalter 4 sowie weitere Schaltungskomponenten
aufweist. An den Eingängen
X9, X10 erfolgt der Anschluss der Netzwechselspannung, während an
den Ausgängen
LTG100 und LTG101 die Ausgangsspannung Ua anliegt, und zwar an dem
Ausgang LTG100 das Pluspotential. In den Primärkreis 5 des Transformators 2 ist
ein Vorwiderstand R10, zwei Dioden D10, D11 sowie eine Spule L10
in Reihe geschaltet, während
zwei Glättungskondensatoren
C10, C11 parallel zu den Eingängen
X9, X10 geschaltet sind und wobei der Kondensator C10 einerseits
an der Kathode der Diode D11 bzw. mit der Induktivität L10 verbunden
ist, während
der zweite Pol mit dem Eingang X10 verbunden ist. Der zweite Kondensator
C11 ist hingegen unmittelbar parallel zur Sekundärwicklung des Transformators 2 hinter
der Induktivität
L10 geschaltet.
-
Der
Sekundärkreis 6 weist
hingegen eine in Reihe geschaltete Diode D100 sowie einen hierzu parallel
geschalteten Kondensator C100 auf. Ein Kondensator C101 mit einem
parallel geschalteten Widerstand R100 ist einerseits mit dem Ausgang LTG100
und andererseits mit dem Ausgang LTG101 verbunden. An C11 liegt
die gleichgerichtete Netzspännung
an, während
an C101 die gleichgerichtete Ausgangsspannung anliegt. Über die
Widerstände R11
und R12 erhält
der integrierte Schaltkreis IC10 die Versorgungsspannung. Die Anschlüsse VT,
GND, L und VDD dienen ebenfalls der Versorgung des integrierten
Schaltkreises IC10 mit einer geregelten Betriebsspannung. Der integrierte
Schaltkreis IC10 enthält
im Weiteren eine Steuerschaltung 3, der als Schaltregler
gemäß 1 oder
als Linearregler gemäß 2 geschaltet
werden kann. Zum Betrieb als Linearregler sind die Ausgänge L und
VDD miteinander verbunden, wie in 1 gezeigt.
Der Ausgang D des integrierten Schaltkreises IC10 ist über einen Vorwiderstand
R13 mit dem elektronischen Schalter 4, einem Feldeffekttransistor
T10 verbunden. Die Ausgänge
L und VDD sind im Weiteren über
einen Kondensator C13 mit dem Groundpotential verbunden, während der
Eingang U mit der Hilfswicklung Nh verbunden ist. Der Eingang VT
und IP ist über
die Widerstände
R15, R16 an den Ausgang des Feldeffekttransistors T10 angeschlossen,
welcher wiederum über
den Widerstand R14 mit dem Groundpotential verbunden ist. Zwischen
dem Groundpotential des Regelteils und dem Ausgang LTG101 ist im
Weiteren ein Kondensator C14 in Reihe geschaltet.
-
2 zeigt
einen Stromlaufplan, in dem der integrierte Schaltkreis IC10 als
Schaltregler eingesetzt ist. Gegenüber der vorgenannten Schaltung
gemäß 1 wurde
eine Induktivität
L11 an die Ausgänge
L und VDD angeschlossen. Der Eingang VT des integrierten Schaltkreises
IC10 ist hingegen offen und der Eingang IP wird wie bisher über den
Widerstand R16 mit dem Ausgang des Feldeffekttransistors T10 verbunden.
Im Weiteren wird über
einen Spannungsteiler das Ausgangssignal G zur Ansteuerung des Eingangs
IP mit herangezogen, wobei das Ausgangssignal über einen Widerstand R17, einen Kondensator
C15, eine Diode D12 und einen Widerstand R15 dem Eingang IP zugeleitet
wird. Die Diode D12 ist kathodenseitig über den Widerstand R17 und Kondensator
C15 mit dem Ausgang G verbunden.
-
Die
Funktion der Spannungsregelung stellt sich wie folgt dar. Der integrierte
Schaltkreis IC10 schaltet den Ausgang G auf high, wodurch der Feldeffekttransistor
T10 eingeschaltet wird. Hierdurch steigt der Strom durch die Wicklung
Np des Wandlers W10 an, wobei derselbe Strom auch durch den Widerstand
R14 fließt.
Bei Erreichen der Abschaltschwelle an dem Anschluss IP des integrierten Schaltkreises
IC10 wird Anschluss G auf low geschaltet und dadurch der Feldeffekttransistor
T10 ausgeschaltet. Auf Grund der magnetischen Kopplung der drei
Wicklungen des Transformators 2 werden in allen Wicklungen Spannungen
induziert. Durch Nsek fließt
zunächst
ein Strom folgender Größe: Isek = IP·Np/Nsek
-
Danach
sinkt der Strom auf null ab. Währenddessen
ist die Spannung an Nsek gleich der Summe der Spannungen an D100
und der Ausgangsspannung. Solange der Strom größer als null ist stehen die
Spannungen an den Wicklungen im gleichen Verhältnis zueinander wie die Windungszahlen.
Dies wird zur Reglung der Ausgangsspannung ausgenutzt. Dadurch,
dass die magnetische Kopplung der Wicklungen zueinander nicht ideal
ist, entsteht nach dem Abschalten von T10 zunächst ein Spannungsüberschwinger,
bevor sich die Spannung an Nh auf die übertragene Spannung U(Nh) = U(Nsek)·Nh/Nsekeinschwingt:
Aus dem vorgenannten Grund darf deshalb nicht der Spitzenwert der
Spannung an Nh zur Spannungsreglung an Nh ausgewertet werden. Die Auswertung
darf erst erfolgen, wenn die Schwingungen abgeklungen sind. Im Weiteren
ist der Spannungsabfall an D100 stromabhängig, wodurch die Spannung
an Nh während
des Stromflusses nicht konstant ist. Außerdem muss der Transistor
oder Feldeffekttransistor T10 länger
abgeschaltet werden als Strom durch Nsek fließt, so dass während eines Teils
der Abschaltzeit keine Spannung mehr an Nh zur Verfügung steht,
die von der Ausgangsspannung abhängig
ist und ausgewertet werden kann. Um die vorstehenden Probleme zu
lösen wird
bei dem erfindungsgemäßen Regelungsprinzip
jeweils in einem festen zeitlichen Abstand nach dem Abschalten von G
die Spannung an U mit einem sample and hold Element gespeichert.
Dadurch erhält
man einen Messwert, der weitgehend unabhängig von der Kopplung der Wicklung
ist, weil zum Messzeitpunkt die Schwingungen bereits abgeklungen
sind. Außerdem
ist sichergestellt, dass bei jeder Messung der Strom durch D100
gleich ist und somit auch die Spannung an D100 gleich ist. Überschreitet
nun der Messwert den internen Referenzwert in IC10 wird in Abhängigkeit von
der Höhe
der Überschreitung
die Zeit bis zum nächsten
Einschalten von G eingestellt. Je größer die Überschreitung ist, desto länger die
Abschaltdauer. In einem Bereich von 4 % der Referenzspannung variiert
dabei die Abschaltdauer von 0 bis 10 ms, so dass bei geringer Belastung
die Taktfrequenz auf minimale 100 Hertz zurückgeht und dabei die Ausgangsleistung
auf einige mW absinkt. Eine Grundlast von wenigen mW im Gerät reicht
demzufolge aus, um die Ausgangsspannung in einen Lastbereich von Nennlast
(einige Watt) bis zum Leerlauf im Bereich von Unenn +/– 2 % zu
halten. Nach Ablauf der Abschaltdauer wird G wieder auf high gestellt,
sofern die im Wandler gespeicherte Energie bereits vollständig zur
Sekundärseite übertragen
wurde, ansonsten wirkt die Stromreglung wie nachstehend beschrieben und
ein neuer Zyklus beginnt.
-
Die
Funktion der Stromreglung erfolgt dadurch, dass nach dem Abschalten
von T10 das Ausgangssignal G mindestens solange ausgeschaltet bleibt,
bis die Spannung am Anschluss U von IC10 auf < 0,1 Volt zurückgeht. Dadurch wird erreicht,
dass die im Wandler gespeicherte Energie vollständig zur Sekundärseite übertragen
wird. Wenn der Wandler W10 so aufgebaut ist, dass die Einschaltzeit
von T10 bei Nennlast sehr viel kürzer
ist als die Ausschaltzeit, ergibt sich daraus eine Ausgangsstrombegrenzung, die
bei kleiner Ausgangsspannung, z. B. Kurzschluss, nur wenig größer ist
als bei Nennausgangsspannung. Um die Steilheit der Strombegrenzung
zu verbessern kann erfindungsgemäß dem Spannungsabfall
an R14 eine Spannung überlagert
werden, die proportional zum Verhältnis (Einschaltzeit
(G) + Ausschaltzeit (G))/Einschaltzeit (G)ist. Dieses Signal
erzeugt IC10, es steht am Anschluss VT zur Verfügung.
-
Alternativ
besteht die Möglichkeit
das Signal auch aus dem Gatesignal, gemäß 2, zu erzeugen,
wenn die Spannung am eingeschalteten G konstant ist.
-
Da
die Netzwechselspannung stark variiert, insbesondere bei Geräten, die
in verschiedenen Ländern,
wie z. B. in den USA mit 110 Volt und in Europa mit 230 Volt betrieben
werden können,
ist die Anstiegsgeschwindigkeit des Stroms in Np nicht konstant.
Auf Grund der Verzögerungszeit
zwischen Überschreiten
der Referenz an IP und Abschaltung von T10 kommt es bei unterschiedlichen Eingangsspannungen
zu verschiedenen Abschaltströmen, wenn
eine konstante Referenz benutzt wird. Um dies zu verhindern wird
erfindungsgemäß eine Referenz benutzt,
die nach folgender Formel ansteigt:
-
Referenzspannung
-
-
(tein) = Abschalfschwelle/1
+ Abschaltverzögerungszeit/(tein).
-
Hierdurch
wird erreicht, dass der Abschaltstrom nahezu eingangsspannungsunabhängig ist und
die erfindungsgemäßen Vorteile
entstehen.
-
- 1
- Schaltnetzteil
- 2
- Transformator
- 3
- Steuerschaltung
- 4
- elektronischer
Schalter
- 5
- Primärkreis
- 6
- Sekundärkreis
- C10
- Glättungskondensator
- C11
- Glättungskondensator
- C13
- Kondensator
- C14
- Kondensator
- C15
- Kondensator
- C100
- Kondensator
- C101
- Kondensator
- D10
- Diode
- D11
- Diode
- D12
- Diode
- D100
- Diode
- IC10
- Schaltkreis
- IP
- Strom
in W10
- L10
- Spule
- L11
- Induktivität
- LTG100
- Ausgang
- LTG101
- Ausgang
- Nh
- Hilfswicklung
- Np
- Wicklung
(primär)
- Ns
- Wicklung
(sekundär)
- R10
- Vorwiderstand
- R11
- Widerstand
- R12
- Widerstand
- R13
- Vorwiderstand
- R14
- Widerstand
- R15
- Widerstand
- R16
- Widerstand
- R17
- Widerstand
- R100
- Widerstand
- T10
- Feldeffekttransistor
- U
- Eingang
- W10
- Wandler
- X9
- Eingang
- X10
- Eingang
