CZ238994A3 - Compact transformer-free voltage converter - Google Patents

Compact transformer-free voltage converter Download PDF

Info

Publication number
CZ238994A3
CZ238994A3 CZ942389A CZ238994A CZ238994A3 CZ 238994 A3 CZ238994 A3 CZ 238994A3 CZ 942389 A CZ942389 A CZ 942389A CZ 238994 A CZ238994 A CZ 238994A CZ 238994 A3 CZ238994 A3 CZ 238994A3
Authority
CZ
Czechia
Prior art keywords
voltage
circuit
phase
capacitors
charging
Prior art date
Application number
CZ942389A
Other languages
English (en)
Inventor
Rudolf Limpaecher
Original Assignee
D C Transformation
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by D C Transformation filed Critical D C Transformation
Publication of CZ238994A3 publication Critical patent/CZ238994A3/cs

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0814—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit
    • H03K17/08144—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in thyristor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/18—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/18—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
    • H02J3/1821—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators
    • H02J3/1835—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control
    • H02J3/1864—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control wherein the stepless control of reactive power is obtained by at least one reactive element connected in series with a semiconductor switch
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/125—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M3/135—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M3/137—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/142—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M5/257—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M5/257—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M5/2573—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/1552—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a biphase or polyphase arrangement
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4826—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode operating from a resonant DC source, i.e. the DC input voltage varies periodically, e.g. resonant DC-link inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/10—Flexible AC transmission systems [FACTS]
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/30—Reactive power compensation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Ac-Ac Conversion (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)

Description

Kompaktní beztransformátorový měnič napětí
Oblast techniky
Vynález se týká nového systému beztransformátorového měnění napětí (TPCS), který dovoluje přímé zvyšování anebo snižování napětí stejnosměrného anebo střídavého proudu bez použití transformátorů s magnetickým jádrem. 'Tento postup je prováděn spínacími zařízeními pevné fáze, kondenzátory, přednostně vzduchovými induktory a spínacím řídícím systémem.
Podstata vynálezu
Konverze a zvyšování napětí od střídavého proudu na stejnosměrný proud a obrácený postup, mohou být prováděny s vysokou účinností a bez generace harmonických kmitů. Vyloučení transformátoru ve spojení s postupem vysokofrekvenční inverze vede k nízké váze systému, beze ztrát z jádra transformátor a třetí harmonické generace. Pokud jde o vysoký poměr transformace ze stejnosměrného proudu do stejnosměrného proudu, TPCS přenáší vstupní napětí přímo do jednotky výstupu, bez potřeby nějaké vazby střídavého proudu. Tři oddělené operace, nabíjení, transformace a vybíjení energie jsou typicky v sekvenčním pořadí a umožňují úplnou izolaci mezi sítěmi vstupní a výstupní energie. TPCS dovoluje úplné řízení napětí proudu a tím umožňuje zlepšení stability energetické sítě. Je možné provést konfiguraci množství integrovaných modulů TPCS tak, aby fungovaly v jednotlivém systému jako stupeň transformace napětí, konvertor či invertor napětí, regulátor výstupu, korektor úhlu fáze střídavého proudu, stejně jako vypínací zařízení rychlé energie.
Tato architektura je zvláště vhodná pro systémy distribuce energie stejnosměrného proudu s vysokým napětím (HVDC) s konverzí ze střídavého do stejnosměrného proudu a zvyšování napětí v elektrárnách pro transmise HVDC; snižování napětí stejnosměrného proudu pro jeho distribuci namísto střídavého proudu; a koncového stejnosměrného proudu ke konverzi do energie mnohofázového střídavého proudu v blízkosti velkoobjemových odběratelů energie.
Podstata vynálezu
Tento vynález se týká systému beztransformátorového měnění napětí, který dovoluje měnit napětí buď střídavého proudu nebo stejnosměrného proudu, konverzi střídavého proudu na stejnosměrný proud anebo inverzi stejnosměrného proudu na střídavý proud. Tento systém dovoluje zvyšování nebo snižování napětí buď střídavého proudu nebo stejnosměrného proudu bez použití transformátoru. Ve spojení s příslušnou logikou řízení a spínacími zařízeními pevné fáze, může být získáván vysoce regulovaný výstup na megawattové energetické úrovni, s účinností ekvivalentní neregulovaným standardním transformacím střídavého proudu.
Transformace stejnosměrný proud/stejnosměrný proud
V předchozím stavu techniky bylo pro zvyšování napětí stejnosměrného proudu potřeba stejnosměrný proud nejprve konvertovat na střídavý proud s vysokou 'frekvencí. Tedy byla provedena transformace napětí pomocí transformátoru a daný střídavý proud byl pak konvertován zpátky na stejnosměrný proud. Transformátor nejenom přidává váhu systému, ale je největším původcem omezení činnosti. Navíc, zvýšení na vysokou energii a vysoké voltáže v řádu 100 KV je nepraktické. Pomocí mého vynálezu je vstupní napětí přímo přenášeno do výstupní jednotky pomocí účinného procesu přechodné transformace elektrického napětí. Žádná transformace střídavého proudu do střídavého proudu není potřeba. Transformátory se svým náročným druhým zvýšením voltáže, ztráty z magnetického jádra, náklady, vahou a požadavkem na velký objem, jsou zcela eliminovány.
Transformace střídavý proud/střídavy proud střídavého vstupního
Standardní systém distribuce energie střídavého proudu je založen na schopnosti transformace napětí transformátorů se železnými jádry, provozovanými typicky při nízké frekvenci 50 nebo 60 Hz. Tato zařízení jsou rozměrná, drahá a máji konstantní poměr transformace voltáže daný příslušným transformačním poměrem. Můj vynález eliminuje transformátor a všechna jeho omezení na systém distribuce energie proudu pomocí přenášení, elektrostaticky, napětí do . výstupní jednotky se simultánní regulační kapacitou.
Propojení systému střídavého proudu
Aby se propojily dvě nezávislé a asynchronní energetické soustavy, je v současnosti třeba konvertovat střídavý proud na stejnosměrný proud a zpátky na střídavý proud se stejnou fází a frekvencí. Můj vynález umožňuje přímý převod z jednoho mnohofázového systému do druhého mnohofázového systému bez použití vazby stejnosměrného proudu. Musím zdůraznit, že výhody propojení vazby stejnosměrného proudu na stejnosměrný proud energetické sítě pro stabilizaci, jsou zachovány pomocí propojení transformace střídavého proudu na střídavý proud mým TPCS.
Předchozí stav techniky rektifikace mnohofázového střídavého proudu s vysokým napětím vede k podstatné produkci harmonických kmitů na vstup střídavého proudu. Potřebné filtrování harmonických kmitů přispívá značně k nákladům distribuce energie. Pomocí mého vynálezu transformace střídavého na stejnosměrný proud a zvyšování napětí, se eliminuje transformátor a filtrování harmonických kmitů. Provozováním ve vysoké frekvenci TPCS jsou potřeba pouze malé filtry na vstupu střídavého proudu a výstupu stejnosměrného proudu.
Distribuce energie stejnosměrného proudu
Aby došlo k odstranění poruchy sítě stejnosměrného proudu s vysokým napětím, je v současném stavu techniky potřeba vypnout celou siř stejnosměrného proudu na vstupním zakončení střídavého proudu konvertoru. Výsledkem je, že sítě stejnosměrného proudu jsou ekonomicky únosné pouze pro přenos energie na dlouhou vzdálenost mezi dvěmi stanicemi a pro nezávislý systém propojení. V kontrastu s tím, můj vynález dovoluje realizaci kompletní distribuce stejnosměrného proudu s přímým snižováním napětí stejnosměrný proud/stejnosměrný proud, s eliminací všech problémů, spojených s distribučním systémem střídavého proudu. Poruchy na pobočném vedení stejnosměrného proudu mohou být jednoduše odstraněny okamžitým zastavením inverzního procesu. Rozpojovací spínače pak mohou být otevřeny anebo zavřeny za podmínek bez žádného proudu.
Proměnná výstupní frekvence
Realizace proměnné výstupní frekvence je v současném stavu techniky složitá a drahá. Příslušný cyklokonvertor je systém řízení s vysokým napětím, který může přímo konvertovat mnohofázovou energii střídavého proudu z vysoké frekvence na nižší frekvenci. Pokud se užívá zdroj 60 Hz, výstupní frekvence cyklokonvertoru je typicky kolísavá od nuly do 10 Hz s vyšším koncem frekvenčního spektra omezeným do asi 40% kmitočtu rozvodné sítě. Výsledná vlna nízké frekvence je složena ze segmentů frekvence původního zdroje. Pro těsné přiblížení se k určité sinusové vlně může být vyrobeno příslušné výstupní napětí. Nicméně je generován velký jalový výkon a harmonické kmity. Navíc je výstupní napětí omezeno.
V kontrastu s tím, můj vynález dovoluje účinnou generaci výstupu s proměnnou frekvencí a proměnným napětím. Řízená výstupní frekvence může být vyšší nebo nižší, než frekvence zdroje napětí. Totéž prohlášení se vztahuje na řízení výstupního napětí. Co je nejdůležitější, ovladač proměnné frekvence/napětí mého TPCS negeneruje harmonické kmity, distorzi tvaru kmitu vstupu anebo jalový výkon. Navíc, výstupní frekvence, výstupní fáze a výstupní napětí mohou být řízeny stejně účinně, jako u transformátoru střídavého proudu. Sled fází může být změněn na subcyklovou časovou periodu pomocí řízeného výstupu napětí pro optimální náběh, řízení točivého momentu anebo řízení rychlosti indukčních motorů. Navíc, účinný konvertor proměnné frekvence může rovněž pracovat s přímým vstupem stejnosměrného proudu a to se stejnou účinností a výkonem.
Regulátor jalového výkonu a harmonické filtry
Moduly TPCS mohou být konfigurovány jako systém korekce úhlu fáze s rychlou odpovědí a regulátor jalového výkonu (VARG), jako součást systému transformace napětí nebo jako oddělená, samostatná jednotka. Pomocí charakteristik rychlého provozu TPCS může tento VARG odpovědět v časovém měřítko frakce cyklu střídavého proudu. Můj vynález nejen reguluje průběh jalového výkonu kontinuálně od nuly k jeho jmenovitému maximu, ale může rovněž odpovědět na požadavek korekce úhlu jak předbíhající, tak zpožděné fáze.
Korekce úhlu fáze je prováděna bez generování bud harmonických kmitů anebo fázové distorze. Pro vyrovnané mnohofázové sítě moje konfigurace VAR nevyžaduje hromadění energie pro dlouhé trvání cyklu, jak je normálně požadováno u většiny provozních systémů. Můj VARG má stejné charakteristiky černé skříňky jako synchronní motor, pracující bez mechanického zatížení. Největší rozdíl je v tom, že VARG TPCS nemá žádné pohyblivé součásti, má větší účinnost a může reagovat v rychlejším časovém měřítku.
Provozní charakteristiky VARG TPCS dovolují, aby byl programován pracovat samostatně anebo jako integrované, aktivní harmonické filtry (AHF), opět bez žádných požadavků na podstatné hromadění energie. Tento postup je možný proto, .že TPCS může extrahovat jalový a harmonický výkon (nebo náboj) z části s nízkým napětím z cyklu střídavého proudu a může ho reinjektovat do další fáze, jež má vysoké napětí. AHF/VARG TPCS může být programován k neutralizaci několika harmonických frekvencí současně. Můj vynález dovoluje eliminaci velkého kondenzátoru a hromadění reaktorové energie jako je tomu v přístupu současného stavu techniky jak popisuje Malesani at all ( Active Power Filter with Hybrid Energy Storage, in IEE Trans, on Power Electronics, Vol. 6, No. 3, July 1991).
V současném stavu techniky buď rektifikace střídavý proud/stejnosměrný proud anebo řízení zátěže střídavým proudem, vyžadují k .neutralizaci generovaných harmonických kmitů pasivního nebo aktivního filtrování. Na druhé straně TPCS může provádět tuto funkci stejně účinně bez produkování harmonických distorzí na síti vstupu střídavého proudu.
Pokud jsou harmonické kmity a jalový výkon generovány nelineárními a jalovými zátěžemi střídavého proudu, transformátor TPCS je napájející, TPCS je může účinně neutralizovat pokud jsou tyto harmonické kmity balancovány na výstupu střídavého proudu. Aktivní harmonické filtrování TPCS a generace jalového výkonu je prováděna bez požadavku na velké hromadění energie ve formě buď skupin kondenzátorů anebo velkých induktorů. Navíc, architektura systému harmonického filtrování TPCS je taková, že může reagovat na požadavek změny úrovně harmonického filtrování během zlomku cyklu.
Přehled obrázků na výkrese
Další cíle a charakteristiky mého vynálezu a jejich ztvárnění budou lépe pochopeny z následujících specifikací, ve spojení s přiloženými výkresy a tabulkami, z nichž:
Obrázek 1 - představuje architekturu základního TPCS a několik vybraných tvarů elektrických kmitů pro konvertor střídavého proudu do střídavého proudu,
Obrázek 2 - představuje typický obvod zvyšování napětí transformací stejnosměrného proudu do stejnosměrného proudu třístupňovým TPCS,
Obrázek 3 představuje obvod snižování napětí transformací stejnosměrný/stejnosměrný proud třístupňovým TPCS,
Obrázek 4 - představuje čtyřkvadrantovou konfiguraci zvyšování a snižování napětí TPCS, dovolující řízení toku proudu jak ve směru vpřed, tak ve směru vzad,
Obrázek 5 - představuje obvod transformace střídavého proudu na střídavý proud jednofázového třístupňového TPCS se schopností obousměrného řízení a inverzí fáze,
Obrázek 6 - představuje typický jednofázový, třístupňový modul konvertoru střídavého proudu do stejnosměrného proudu se snižovací transformací napětí,
Obrázek 7 - představuje typický systém konverze střídavého proudu do stejnosměrného proudu mnohofázovým TPCS s trojfázovým vstupem,
Obrázek 8 - představuje typický obvod třístupňového modulu inverze stejnosměrného proudu do jednofázového střídavého proudu se snižovací transformací napětí,
Obrázek 9 - představuje typický generátor VAR TPCS a systém filtrování harmonických kmitů pro třífázovou síť,
Obrázek 1O - představuje voltáž, jalový proud a jalový výkon troj fázové sítě,
Obrázek 11 - představuje zjednodušenou elektrickou konfiguraci jednoho modulu TPCS ve spojení s induktorem pro hromadění a znovunabývání magnetické energie,
Tabulka 1
Tabulka 2 představuje parametry specifické řídící sekvence pro třífázový generátor VAR TPCS, představuje srovnání výsledků sekvence generátoru TPCS s teoretickými požadavky.
Příklady provedení vynálezu
Následuje popis přednostního ztvárnění mého vynálezu. Jako první příklad je popsána transformace střídavý proud/střídavý proud, se žádnou změnou fáze a/nebo frekvence, jak je schematicky znázorněno na Obr. 1. Tato základní architektura se stejně vztahuje na zvyšování, jako na snižování napětí u střídavého proudu. Podrobnosti budou zřejmé s následujícími popisy.
Provádět popisované funkce s maximálním prosazením energie, minimální vahou systému, minimálním objemem systému a minimem požadavků na elektrické filtrování, by měl být daný systém projektován s vnitřní provozní frekvencí značně vyšší, než frekvence vedení střídavého proudu. Vnitřní cyklus TPCS se typicky skládá z periody nabíjení, cyklu inverze a periody vybíjení.
Na ukončení vstupu TPCS se typicky používá vysokofrekvenční filtr 11, za ním následuje sekce nabíjení
12. Sekce nabíjení řídí nabíjení souboru malých, vysokofrekvenčních kondenzátorů s nízkou ztrátou a skládá se typicky ze spínačů a sériového induktoru. Tato nabije kondenzátorové pole na dvojnásobek okamžitého vstupního napětí 10. Perioda nabíjení je dána pomocí:
Tc 7T 4 (Lc.Ceff) podobnou inverze kde Lc je induktor nabíjení a Ceff je efektivní hodnota kondenzátorového pole, jež je nabíjeno. Pole kondenzátoru je umístěno v sekci inverze 14 a je hlavním komponentem. Pomocí moderních spínacích zařízení může být kondenzátorové pole nabito úplně anebo částečně.
Typicky, jakmile se spínače nabíjení elektricky navrátily do svého původního stavu, vnitřní kondenzátorové pole TPCS se stává elektricky izolovaným od vstupu a je iniciován cyklus inverze. Během inverzního cyklu dochází na některých kondenzátorech k obrácení elektrické polarity. Cyklus inverze má za následek buď zvýšení anebo snížení voltáže. Postup cyklu inverze, jak popsán níže, vyžaduje časovou periodu jako cyklus nabíjení. Proces je ukončen voltaží plurality (typicky poloviny) kondenzátorů v reversovaném kondenzátorovém poli.
Třetí a konečná perioda je cyklus vybíjení, kdy je energie kondenzátorového pole TPCS vybita skrze výstupní sekci 15. Použitím druhého vysokofrekvenčního filtru 16 jsou z výstupu odstraněna vysokofrekvenční zvlnění z provozu TPCS. Opět se upřednostňuje použití výstupního induktoru k řízení převodu výstupní energie, periody vybíjení a k minimalizaci energetických ztrát.
Kritickým komponentem je ovládač 18 . Monitoruje jak tak výstupu 20, jako je vstupní a výstupní zatížení a kritické podmínky vnitřního statusu TPCS a generuje zapnutí či tempo spínačů 22 , 23 . 24 .
Při provozu TPCS vysokou frekvencí, může být rekonstruován výstup 20 sinusové vlny s minimem vstupního a výstupního filtrování. Navíc výstupní napětí nebo výkon mohou být regulovány třemi hlavními způsoby:
stav vstupu IQ. voltáž, úroveň
1) nabitím kondenzátorů na předem určenou hladinu a řízením frekvence cyklu TPCS může být výstupní napětí zvyšováno nebo snižováno,
2) druhým způsobem řízení je používání konstantní frekvence cyklu TPCS a docílení příslušného řízení regulováním hladiny vstupního nabíjení,
3) konečně dva předchozí způsoby mohou být spojeny. Výběr modu závisí na detailech skladebního prvku, architektuře systému a změnách provozních požadavků. Rozumí se, že pluralita modulů, provozovaných paralelně, může být integrována do jednoho systému. Tyto moduly by byly provozovány s rozdílnou fází jednoho s druhým, aby se minimalizovaly požadavky na vstupní a výstupní filtr. Navíc, pokud by mělo dojít k poruše nějakého modulu, architektura systému může poskytnout zabudovanou systémovou redundanci.
Obr. 1 znázorňuje voltáž a tvary kmitů proudu v několika bodech systému TPCS. Pro jasnost ilustrace je použito jenom 18 cyklů TPCS na cyklus střídavého proudu. Sinusové vstupní napětí Vin produkuje proud nabíjení Ic, který má sinusovou obálku. Výstupní proud Tout sekce inverze má stejný tvar, ale je posunut v čase o jeden cyklus. Sekce výstupu produkuje proud If. Její vnitřní chod je zvolen tak, aby způsoboval určité filtrování. Plně filtrovaný výstup odráží sinusový vstup vlny modifikovaný v amplitudě řízeným poměrem snížení nebo zvýšení napětí. Navíc, mezi vstupem a výstupem je indukován posun fáze s časovou periodou korespondující s cyklem TPCS. Aby se omezil posun na jeden stupeň, TPCS by musel být provozován frekvencí 21,6 KHz na aplikaci 60 Hz. To je dostatečně v rámci současného stavu techniky zařízení pevné fáze nebo plasmových spínačů jako je Crossatron.
Zvyšování napětí stejnosměrného proudu do stejnosměrného proudu transformací
Poněvadž transformace stejnosměrného proudu do stejnosměrného proudu má malý počet komponentních pulsů a konceptuálně je jednou z nej jednodušších aplikací TPCS, použiju jí k představení základní pracovní operace TPCS. Obr. 2 zobrazuje zjednodušený třístupňový obvod zvyšování napětí stejnosměrného proudu, který byl testován. Vstupní filtr, výstupní filtr a kontrolní obvod nejsou pro jasnost znázorněny.
Před popisem daného obvodu a provozu učiním revizi současného stavu techniky konverze stejnosměrného proudu do stejnosměrného proudu. Základní princip konvertorů se od svého vynalezení Francisem C. Schwarzem nezměnil. Jeho práce je popsána v patentu U.S. 3 663 940 Controllable Load
Insensitive Power Converters, Schwarz, 16. května, 1972. Většina jiných vynálezů v této oblasti jsou rozpracováními a zdokonaleními této klasické práce. Jediný rys, jenž mají naše dva vynálezy společný je, že obě zařízení pracují s vysokou spínací frekvencí a mají regulovanou výstupní kapacitu.
Schwarz nejprve používá spínací obvod k produkci střídavého proudu ze vstupu stejnosměrného proudu. Střídavý proud je pak připojen k primárnímu vinutí vysokofrekvenčního transformátoru. Příslušný transformační poměr transfokátoru je pak užit k dosažení převodu zvýšením nebo snížením napětí základní voltáže. Konečně, k produkci stejnosměrného proudu je transformovaný střídavý proud rektifikován a filtrován k získání stejnosměrného proudu požadované úrovně.
Schwarzův konvertor nalezl mnoho použití v rozmezí nízké voltáže. Provoz za vysoké frekvence redukoval plochu příčného řezu transformátoru, jež byla v měřítku přibližně inverzně s inverzní frekvencí a přímo s výstupní voltáží.
Tato změna měřítka transformátoru však vede k jeho větší váze u aplikace pro rozmezí vysoké voltáže se simultánní redukcí účinnosti transformace.
Mým vynálezem dochází k eliminaci transformátoru a jeho nevýhod. Změna měřítka na vyšší voltáže může být prováděna s vysokou účinností. Použitím mého vynálezu mohou být navrhovány konvertory, jež pracují v úrovních výkonu a napětí v rozmezí komerčních energetických sítí.
Vraceje se k Obr. 2, šest kondenzátorů 20, 21, 22, 23, 24, 25 je nabíjeno paralelně s polaritou znázorněnou spuštěním, v čase Τθ, tyristoru SCRQ, 26 SCR1, 27 SCR2, 28 a SCRp 29 skrze diody D·^ 30 a 31. (Demonstrační zařízení používalo dvě SCR namísto diod.) Použitím rezonančního induktoru nabíjení Lo jsou kondenzátory nabíjeny na dvojnásobek voltáže Vín 33.
V tomto modu zvyšování napětí je kondenzátorová řada nabíjena ve střídavé sekvenci tak, že každý přilehlý kondenzátor má opačnou polaritu napětí. Napětí kondenzátorové řady, když je plně nabita je pak nula. Dvě serie spojených kondenzátorů mohou být považovány za stupeň a vytváří základní stavební blok s poměrem transformace napětí faktoru dva. Aby se zvýšil transformační poměr, mohou být přidány dodatečné stupně.
Perioda nabíjení je definována pomocí induktoru vstupního nabíjení LQ 32 a paralelní kondenzátorové hodnoty (šest krát . Půlsinusová vlna periody nabíjení je podána ve vyjádření komponentní hodnoty pomocí následující rovnice:
Tc = 7T< (6 L0.C1) a je časem mezi TQ a T-j_. Špičkový proud je dán prostřednictvím:
^irtax = vin 4 <6 Cl/Lo>
Se SCR 0,1,2, a 3. vrácených do původního stavu spuštění SCR4, 35 SCR5, 36 a SCRg 37 zahájí cyklus inverze krátce po čase T-^.
Účelem cyklu inverze zvyšování je změnit polaritu poloviny kondenzátorových řad tak, že všechny kondenzátory mají stejnou polaritu. Ve schématu výše je polarita kondenzátorů C2, C4 a C6 reversována při výběru pozitivního výstupního napětí. Doba reversu pro kondenzátory C2,C4 a Cg nastane mezi časovými markéry T-^ a T2 a je dán pomocí:
Τ·£ = Tr4 (l-^.c2)
Použití jednosměrného spínače jako jsou SCR, GTO nebo Crossatrony, je důležité pro proces inverze. Tyto spínače nebo konfigurace spínání zabraňují proudu, aby se kruhově vracel skrze daný induktor a dovolují extrakci invertované energie účinným a řiditelným způsobem.
Časový vývoj napětí jak pro sudé, tak liché kondenzátory je zobrazen v levém dolním rohu tohoto obrázku. Tvar proudu je opět polovina sinusové vlny, kde špičkový proud je dán pomocí:
Timax = vin (C2/Ll)
Provozní podmínky pro kondenzátory C4 a Cg jsou stejné jako u C2. Během cyklu inverze napětí napříč kondenzátorovým polem má tvar daný pomocí:
vpole = 4·Ν·νίη (l-cos (7r.t/T1)) kde N je počet stupňů (tři u daného příkladu). Je zřejmé, že pro daný obvod bylo dosaženo zvýšení napětí, nedbaje ztrát, faktoru 12. Pozitivní napětí napříč nahromadění kondenzátorů až Cg pak může být přepnuto do výstupu.
Z provozního hlediska maximum nahromaděného napětí může být několikrát vyšší, než filtrované výstupní napětí. Mohlo by se čekat, dokud není proces inverze kompletní. Avšak daný obvod nám dovoluje začít cyklus vybíjení, v zájmu zkrácení celkového cyklu TPCS, jakmile je cyklus inverze dokončen z 50%. Dřívější počátek vybíjení ponechává reziduální napětí v kondenzátorech a činí cyklus nabíjení a funkci řízení více složitou.
Vypnutí invertované energie ukončuje cyklus TPCS. Toto využívá pro většinu aplikací spínač SCR? 40 a induktor výstupu Lout. Navíc:, je v obvodě zobrazena důležitá volnoběžná dioda (FWD) D3 42. Tato konfigurace dovoluje kompletní a účinný transfer energie výstupu volbou vysokého napětí výstupu a příslušného výstupního induktoru a filtrového komponentu.
Výstupní impedancí filtru nižší, než sekce výstupu TPCS bude značné množství energie převedeno do induktoru výstupu. Část energie se vrací kruhově zpět do kondenzátorů TPCS a nabíjí je s obrácenou polaritou. Avšak, funkce volnoběžné diody zabrání znovunabíjení a zapojí se, když bude napětí kondenzátoru nula. V tomto bodě může začít příští cyklus znovunabíjení TPCS, zatímco zbývající energie z induktoru výstupu je injektována do výstupního filtru, jak je znázorněno pomocí asymetrické stopy proudu. FWD nejenom dovoluje kompletní energetický transfer výstupu, ale rovněž provádí část filtrování výstupu, jak je vidět ze stopy proudu induktoru výstupu v levém dolním rohu.
Jsou znázorněny dvě stopy tvarů kmitu voltáže kondenzátoru. Kondenzátory liše očíslované se prostě nabíjejí na pozitivní polaritu během periody TQ a Tý, zůstávají v této úrovni během Tý a —2 a ísou vybíjeny během třetí části cyklu TPCS T2 a T3· Jak je zobrazeno v levém dolním rohu, sudé kondenzátory jako C2 jsou nabíjeny negativně během periody Tc meneny a T-j. a z negativní na vybíjeny spolu Napětí napříč pozitivní polaritu během periody TQ s lichými kondenzátory během periody kondenzátorové řady zůstává nula během původního cyklu nabíjení kondenzátoru a dosahuje maxima během cyklu inverze, jak je znázorněno v levém horním rohu.
Snižování napětí stejnosměrného proudu do stejnosměrného proudu transformací
TPCS má schopnost jak zvyšování, tak snižování napětí. Obr. 3 zobrazuje elektrické schéma a některé vybrané tvary voltáže a kmitů proudu pro třístupňovou transformaci stejnosměrného proudu do stejnosměrného proudu. Navíc jsem zvolil transformaci z negativní polarity do negativní polarity. Reversování všech znázorněných zařízení pevné fáze jednoduše změní zařízení na pozitivní do snižovacího invertoru pozitivní voltáže.
Cyklus transformace snižování napětí využívá stejné tři podcvkly nabíjení, inverze a vybíjení kondenzátorů TPCS. Hlavní rozdíl je, že vnitřní proces TPCS je prováděn v obráceném pořadí, jak je zřejmé z následujících výkladů. Místo nabíjení kondenzátoru paralelně a jejich vybíjení v sérii, což je případ u zvyšování napětí, při snižování jsou kondenzátory nabíjeny v sérii a vybíjeny paralelně.
Nabíjení je zahájeno spuštěním vstupního spínače SCRQ 61. Použitím vstupního induktoru Lin 6 2 bude řada kondenzátorů C-^ C2 C3 C4 a Cg nabíjena na elektrický potenciál dvakrát takový jako je vstupní napětí Vin. Protože nabíjení probíhá v sérii, kondenzátorová polarita je plusminus-plus-minus, jak je znázorněno nad kondenzátory na schématu. Uznáváme, že je to stejný elektrický stav jako u konfigurace zvyšování napětí krátce před vybíjením TPCS.
Druhý podcyklus je iniciován spuštěním spínačů SCR·,
-1- z
SCRn. 67 a SCR-,, 68 v čase . Příslušným výběrem induktorů L-l 70, L2 71 a L3 72 , je inverze ukončena v T2. Během tohoto cyklu se mění polarita napětí lichých kondenzátorů stejným způsobem a řízením časové periody jak bylo popsáno výše u zvyšovací transformace. Používáním jednosměrných spínačů jako jsou SCR je bráněno zpětnému proudění proudu. Polarita napětí kondenzátorů po cyklu inverze je znázorněna pod kondenzátory. V tomto bodě kondenzátorové pole, měřeno od jednoho konce ke druhému, je nula, jak je ilustrováno tvarem kmitu v pravém horním rohu. Zjišťujeme, že toto je původní stav konfigurace zvyšování napětí.
S ukončenou inverzí je iniciován cyklus vypojení energie pomocí spuštění spínačů SCR4, 73 SCR5, a 74 SCRg, 75 v čase T2. Diody Dj, 63 P2 , 64 a p3 65 ukončují vybíjecí obvod. Perioda vybíjení je zas zvolena s hodnotou výstupního induktoru Lout 76, definující periodu vybíjení do časového intervalu T2 až T3. Volnoběžná dioda pFW 78 zabraňuje znovunabíjení kondenzátorového pole, dovoluje úplné vybití kondenzátorů TPCS a pomáhá ve výstupním procesu filtrování.
Jakmile volnoběžná dioda začne pracovat, výstupní SCR se začíná vracet do původního stavu a cyklus znovunabíjení může opět začít. Jak je patrné, tento typ snižovacího invertoru je kapacitně omezen a dovoluje omezení jak proudu, tak napětí. Jakmile je zaznamenána chyba v nabíjení výstup může být prostě vypnut zastavením všech výstupů spouštění z hradlového ovládače. V tomto bodě invertor snižování napětí stejnosměrného proudu TPCS prostě funguje jako spínač vypnutí stejnosměrného proudu.
Tvary kmitů napětí jsou znázorněny v horním levém rohu a s nimi je také dáno časování spouštěče pro všechna hradla
SCR. Proudy spínače.'výstupu a induktoru výstupu jsou rovněž znázorněny a předpokládají, že všechny výstupní SCR jsou spuštěny simultánně. Je-li výstupní produkce nízká, je možno redukovat požadavek na filtrování pomocí stupňovitého uspořádání výstupu vybíjením dvou kondenzátoru v jednom čase. Vložením dvou dodatečných diod do obvodu v pozicích označených A a B, kondenzátory C5 a Cg mohou být vybity první pouhým spuštěním SCRg Následuje vybití kondenzátorů —3 a —4 Pomocí spuštění SCR5. Konečné vybití kondenzátorů a C2 je iniciováno spuštěním SCR4. Diody v pozici A a B brání znovunabíjení vybitých kondenzátorů.
Postup čtyřkvadrantového zvyšování a snižování napětí
Ve výše uvedeném popisu jsem znázornil konvertor stejnosměrného proudu do stejnosměrného proudu pro zvyšování napětí proudu z pozitivního do pozitivního a snižování napětí proudu z negativního do negativního. Prohlídka obou obvodů ukazuje, že změnou několika komponentů může být docíleno výstupu opačného než je vstup. Ve skutečnosti jednotlivé zařízení TPCS může kombinovat všechny možné nebo zvolené zkombinované volby vstupní a výstupní polarity.
Schéma Obr. 4 znázorňuje jednostúpňový TPCS, který dokáže zvyšovat buď pozitivní nebo negativní polaritu do buď stejné nebo obrácené polarity. Jak je zobrazeno, proud tekoucí zleva doprava bude fungovat jako zvyšovací invertor. Snižovací transformace se děje se vstupem přicházejícím zprava. Transformace v obou znázorněnými komponenty, úplné možnosti směrech má, se všemi čtyřkvadrantové provozní Je možno realizovat všechny nebo pouze část těchto
Tabulka na Obr. 4 uvádí nezbytné komponenty možností, potřebné pro specifickou volbu s označením 'X' pro komponenty zvyšování napětí a pro snižování napětí.
Komponenty potřebné pro provoz specifické nebo mnohonásobné volby musí obsahovat všechny komponenty v označených sloupcích. Zájmem je, aby daná konfigurace s inverzí polarity dovolovala tok energie oběma směry bez zvýšení o jednotlivý dodatečný komponent.
Například, konfigurace pro konvertor ze střídavého na stejnosměrný proud buď snižovacího nebo zvyšovacího napětí, může být odvozena kombinací dvou paralelních invertorů TPCS. Jeden invertor by byl použit pro konverzi z pozitivního do pozitivního během pozitivní polovičky vstupního cyklu střídavého proudu a druhý invertor pro zápornou polovičku cyklu s transformací ze záporného do pozitivního. Poněvadž spínací sekce vysokého napětí představuje nejdražší komponenty, je rozumné maximalizovat její využití a spojit v jednom zařízení obě funkce. Pro výše uvedený příklad konfigurace zvyšovacího transformátoru/rektifikátoru ze střídavého do stejnosměrného proudu mohou být obě funkce spojeny do jedné jednotky. To vyžaduje určitou sumu komponentů označených X pod sloupcem jedna (+do do +ven) a tři (-do do +ven). Pokud jde o tento příklad, vysokovoltážní SCRc a sdružená volnoběžná dioda (neznázorněna) jsou sdíleny pro obě polovičky daného cyklu.
V souhrnu, TPCS má vysoký stupeň pružnosti vstupní a výstupní polarity a všechny anebo zvolená možnost mohou být zkombinovány do jednoho modulu TPCS.
Transformace střídavého proudu do střídavého proudu
Tento oddíl podává .ilustraci jednofázového transformačního zařízení střídavého proudu do střídavého proudu. Je konfigurováno k použití dvou paralelních modulů s každým modulem pracujícím v invertovaném modu. Zařízení, jak zobrazeno na Obr. 5, ' dovoluje řízený tok energie v obou směrech. Střídavý proud je'invertován a transformován nahoru zleva doprava. Tok může být rovněž reversován proudem zprava doleva. Toto povede k řízenému snížení voltáže.
Začínám svůj popis s cyklem pozitivního vstupu a tokem proudu zleva. Zapnutí SCR·^. SCRg , a SCRg bude iniciovat nabíjení horní kondenzátorové řady C·^ až Cg skrze diody D-^, D2 a D3. Dolní modul není aktivní během pozitivního vstupního cyklu a jeho komponentům je dovoleno, aby se ochlazovaly. Perioda pozitivního nabíjení je řízena pomocí výběru hodnoty nabíjecího induktoru a povede k napětí kondenzátoru téměř dvojnásobnému, než je okamžitá voltáž vstupu, za předpokladu, že cyklusu TPCS je zvolen tak, že je značně kratší než cyklus střídavého proudu. Na základě tohoto stavu je provoz zařízení téměř identický jako výše uvedená konfigurace transformace stejnosměrného proudu s výjimkou pomalu se měnícího vstupního napětí.
Kondenzátorová polarita je znázorněna vedle daných kondenzátorů potom, co je nabíjecí cyklus ukončen. Spuštěním SCR4, SCRg a SCRg začne cyklus inverze změnou polarity napětí kondenzátorů ClřCg a Cg. To produkuje negativní voltáž, šestinásobnou než jednotlivého kondenzátoru napříč horní kondenzátorové řady. Spuštěním SCR7 začne cyklus vybíjení výstupu negativního napětí skrze induktor Lg. Jakmile se voltáž kondenzátorové řady změní z negativní na pozitivní polaritu, SCRg je spuštěno, což zabrání části energie v induktoru Lg aby znovunabíjela kondenzátorovou řadu na obrácenou polaritu. SCRg působí jako dříve popsaná volnoběžná dioda, avšak pro operaci výstupu střídavého proudu je potřeba spínacího zařízení. Proudem induktoru Lg převedeným do SCRg se SCR7 navrátí do původního stavu a může začít příští cyklus nabíjení, s nepatrně změněnou vstupní voltáží. Induktor Lg ve spojení s výstupním filtrem dodá částečně filtrovaný výstup střídavého proudu.
Provoz horního modulu TPCS s pozitivním vstupním cyklem a produkující negativní cyklus výstupu, pokračuje mnohokrát za cyklus, dokud se vstupní voltáž střídavého proudu neotočí na zápornou. V tomto bodě se horní modul stane neaktivním a je aktivován dolní modul TPCS.
Provoz dolního modulu se záporným vstupem a pozitivním cyklem výstupu je identický s výjimkou invertované polarity. Nabíjení TPCS je iniciováno spuštěním SCR1Q, SCRn a SCR12 nabíjením kondenzátorů C7 až C12, s polaritou jak je znázorněno na schématu. Pro inverzi jsou použity SCR13, SCR14 a SCR15 S funkcí spínání výstupu prováděnou pomocí SCR16. SCR1? je volnoběžný spínač pozitivního výstupního cyklu. Jsou zobrazeny dva induktory výstupu, jeden pro každou polaritu. Jeden induktor může být vyloučen.
Regulace prosazení proudu a výstupního napětí je prováděna pomocí řízeného zapínání výše uvedených spínačů (SCR) použitím ovládače a spouštěcího modulu, nezobrazeno ke zjednodušení schématu. Ovládač bude opět snímat stav vstupu a výstupu pro funkci řízení a provádět regulaci volbou, jež byla popsána pro výše uvedenou transformaci stejnosměrného proudu. Navíc, pro ochranu před poruchou jsou rovněž monitorovány vnitřní diagnostické body TPCS.
Obr. 5 zobrazuje pro kompletní cyklus střídavého proudu kondenzátorové vstupní napětí TPCS a invertované výstupní napětí. U konstantní frekvence TPCS výstup následuje hned tvar vstupního tvaru kmitu. Korekce distorzí vstupní voltáže může být provedena změnou, uvnitř cyklu střídavého proudu, frekvence TPCS.
Výše uvedená jednofázová transformace střídavého proudu do střídavého proudu TPCS, dovoluje regulovanou transformaci napětí střídavého proudu. Navíc, s příslušným řízením může provádět další funkce, jako je převracení zapnuto a vypnuto proudu, působit jako jistič obvodu, jako ovládač pro nastartování zařízení a harmonický filtr nebo generátor antiharmonických kmitů.
Konfigurace Obr. 5 dovoluje rovněž regulovaný tok proudu zprava doleva. Tento směr proudění povede ke snižování napětí snižovacím poměrem, definovaným počtem instalovaných stupňů. Dodatečné regulace je dosaženo pomocí výběru frekvence invertoru. S výjimkou volnoběžných spínačů se používá všech ostatních komponentů. Volnoběžný spínač je jediným prvkem, který je operační jenom na výstupním konci tohoto transformátoru. V modu snižování napětí horní modul TPCS transformuje zápornou vstupní voltáž zprava na kladnou a snížené výstupní napětí doleva, zatímco dolní modul generuje záporný cyklus výstupu nalevo s pozitivním vstupem zprava. V tomto provozním modu jsou kondenzátorové řady nabíjeny v sériích vysokým napětím, s kondenzátorovými koncovkami spojenými s alternativní polaritou. Cyklus inverze mění polaritu poloviny kondenzátoru do konfigurace, jež je znázorněna na daném schématu. To dovoluje, aby byla energie extrahována doleva. Dodatečné SCRg a SCR-^g, nepoužité ve zvyšovací transformaci, provádějí funkci volnoběžného spínače pro pozitivní, respektive negativní cyklus. Filtrovací sekce na obou zakončeních vstupu, nezobrazeno, zajišťují hladké vstupní a výstupní silnoproudé vedení.
Výše uvedený jednofázový modul transformace střídavého proudu do střídavého proudu TPCS může být použit jako stavební blok pro obousměrný, mnohofázový, regulovaný systém transformace napětí s efektivním posuvem úhlu fáze 180°.
Transformace/inverze střídavého do stejnosměrného proudu
V současném stavu techniky vyžaduje generace vysokého napětí stejnosměrného proudu z vstupního střídavého proudu transformaci střídavého proudu, následovanou krokem rektifikace. Systémy distribuce elektrické energie typicky používají transformátoru střídavého proudu v síťové frekvenci k provedení zvýšení voltáže a kroku rektifikace při vysokém napětí. Toto je účinný postup, avšak je potřeba harmonických filtrů k eliminaci harmonických kmitů generovaných tímto rektifikačním procesem. Navíc je potřeba korekcí faktoru účiníku. Tímto způsobem jsou generovány úrovně napětí stejnosměrného proudu přesahující jeden megavolt pro transmise na dlouhou vzdálenost.
Pro nízkou váhu a kompaktní aplikaci může být použit Schwarzův konvertor nejprve k rektifikaci střídavého proudu, konvertování stejnosměrného proudu do vysokofrekvenčního střídavého proudu, provádění transformace střídavého proudu značně omezeným transformátorem a konečně rektifikování vysokofrekvenčního zvýšeného napětí střídavého proudu pro produkci stejnosměrného proudu. Proces transformace při vysoké frekvenci významně redukuje váhu transformátoru, avšak na úkor omezení účinnosti. Navíc, tento postup dále penalizuje účinnost, když se výstupní napětí zvyšuje nad výstup 50 KV.
V kontrastu s tím, můj vynález používá vstupu střídavého proudu přímo a nevyžaduje vůbec žádný transformátor. Navíc, konverzí generovány žádné harmonické střídavého proudu účely. Eliminací pomocí postupu TPCS nejsou kmity a vstupní účiník je sjednoceností pro všechny praktické transformátoru a harmonických filtrů konverze střídavého do stejnosměrného proudu TPCS může nejen soutěžit s komerční výkonností za stejného napětí a úrovně výkonu, ale je také úspornější a daleko zařízení.
stejnosměrného proudu může modulů TPCS, jak je popsáno výše. Jeden modul pozitivní a druhý negativní cyklus vstupu menší velikosti
Výstup použití obou transformuje být získán za střídavého proudu na vyšší voltáž stejnosměrného proudu. Druhá možnost je zobrazena na Obr. 6, jež kombinuje obě funkce v jednom modulu. Provádí funkce pozitivní na pozitivní a negativní na pozitivní a má sumu komponentů uvedených v prvním a třetím sloupci tabulky na Obr. 4. Spojení funkcí vstupu nízké voltáže a sdílením funkcí výstupu vysoké voltáže, má v mnoha aplikacích technický a úsporný smysl, protože sdílí dva komponenty sekce spínání výstupu vysoké voltáže SCRig a volnoběžnou diodu Dfw.
Pro pozitivní cyklus střídavého proudu jsou zapnuty SCRp, SCR2, SCR3, SCR4, SCR5 a SCRg, aby iniciovaly cyklus nabíjení TPCS. To nabíjí kondenzátory polaritou, jež je zobrazena pod danými kondenzátory. Pro spuštění pozitivního cyklu vstupu začínají inverzi SCR? SCRg a SCRg. To má za následek kondenzátorovou polaritu, jak je zobrazeno navrchu každého kondenzátorů. Daná inverze poskytuje výstupní napětí 2nVin, kde 2 přichází z rezonančního procesu nabíjení a n je počet kondenzátorů v kondenzátorové řadě. Spuštění SCR19 bude iniciovat výstupní cyklus skrz induktor výstupu L5. Kondenzátory Cin a CQut jsou částí příslušné sekce filtrování vstupu a výstupu. Volnoběžná dioda Dpw zabraňuje voltáži kondenzátorového pole, aby se změnila v zápornou a dovoluje účinný transfer výstupní energie. Pozitivní chod TPCS je prováděn tak dlouho, jak je cyklus vstupu pozitivní.
Jakmile se vstupní napětí střídavého proudu promění na negativní, ovládač a spouštěcí modul (není zobrazen) přepnou na SCR1Q. SCR11, SCR12, SCR13, SCR14 a SCR15 pro cyklus nabíjení, nechávající kondenzátory s polaritou jak je znázorněna v kroužcích. K produkci pozitivního výstupního napětí jsou použity SCR1£, SCR17 a SCR1S k inverzi druhého souboru kondenzátorů. Cyklus vybíjení je identický s operací pozitivního vstupního cyklu a opět používá SCRpg a volnoběžnou diodu Dp^.·,
Vstupní a výstupní proud je jak je znázorněno (ne v měřítku) na Obr. 6 a skládá se pro cyklus vstupu střídavého proudu z mnoha cyklů TPCS. Použití vysokofrekvenčního výstupního filtru produkuje zvýšené napětí o tvaru, který je téměř identický s tím z rektifikátoru úplné vlny. Aby se zredukovalo zvlnění vstupního vedení jednofázového transformátoru/rektifikátoru střídavého do stejnosměrného proudu TPCS, musí být k výstupu přidáno standardní filtrování. Jako u konfigurace rektifikování regulérně filtrované úplné vlny, dochází k fázové distorzi s generací harmonických kmitů, protože během části s nízkou voltáží vstupu je rektifikovaná voltáž nižší než filtrované výstupní napětí a nemůže být převáděna žádná energie. To se rovněž vztahuje na proces rektifikace TPCS, ale v menší míře, poněvadž transformační poměr TPCS může být zvolen, aby byl libovolně vysoký bez většího dopadu na výkonnost systému. Takové harmonické kmity mohou být kompletně eliminovány pomocí jednofázového, stejně jako mnohofázového invertoru střídavého do stejnosměrného proudu TPCS.
Jedním přístupem k eliminaci vstupních kmitů je přidat k obvodovému induktoru na Obr a SCR2i· Funkcí těchto komponentů je kondenzátorové pole, když harmonických 6 Lg , SCRp invertovat je voltáž pole příliš nízká.
Invertováním kompletního kondenzátorového pole kondenzátory začnou s nenulovou voltáží opačné polarity, než je vstupní voltáž. Tato podmínka dovoluje, aby bylo kondenzátorové pole opakovaně nabíjeno, dokud není voltáž dostatečně vysoká, aby to dovolilo úplné vybití do sítě výstupu stejnosměrného proudu. Proces nabíjení je prováděn v takové míře, aby se z vstupního cyklu střídavého proudu energie a napětí, aby se zabránilo extrahovala správná harmonickým kmitům.
Postup pro pozitivní cyklus vstupu je následující. Je-li po nabíjení voltáž kondenzátoru příliš nízká, spustí se následující spínače: SCR
SCR,
SCR
Ώ.1' skrz induktor
SCR
SCR □ 6, než daný polaritu. Hodnota se tato operace pole kompletní, je
20' a SCR15. Daný proud poteče kondenzátor změní jejich příslušnou induktoru může být zvolena, aby optimalizovala. Potom, co je inverze iniciován nový, pozitivní vstupní nabíjecí cyklus, jak je popsáno výše. Protože původní napětí negativní polarity je na kondenzátorech, pole bude nabíjeno na vyšší napětí. Tento postup může být opakován několikrát, než je napětí dostatečně vysoké. Pro negativní cyklus může být použito stejného postupu výběrem správných spínačů. Tabulka na daném obrázku uvádí všechny spínače použité pro různé postupy. Popsaný proces inverze pole spadá pod odstavec INVERZE VSTUPU.
Aby se kvantitativně zkalkuloval proces mnohonásobného nabíjení, předpokládejme, že vstupní voltáž je V a počáteční kondenzátorová voltáž- je dána pomocí Vci. Konečná kondenzátorová voltáž bude:
Vcf = 2 Vi - Vci tato rovnice platí tak dlouho, pokud je počáteční kondenzátorové napětí menší než vstupní voltáž. To poskytuje nabíjecí voltáž VQl = 2 V5 pro první cyklus nabíjení, protože voltáž počátečního kondenzátoru je nula. Po prvním cyklu nabíjení je energie v kondenzátoru:
E1 = 12 C ν± 2 kde C je kapacitance individuálního kondenzátoru.
Invertováním všech kondenzátorů, původní Vc^ pro druhý cyklus nabíjení je -2 V^ a poskytne nabíjecí voltáž VC2 = 4 Vj_ a energii E2 - 4 Ej. To může být opakováno, aby to dávalo po n cyklech kondenzátorovou voltáž Vcn = 2 n a energii En = n2 E-j_. Použití tohoto cyklu inverze ve spojení s příslušnými intervaly mezi cykly nabíjení dovoluje zvýšení indukčnosti vstupního střídavého proudu tak, že nejsou generovány žádné harmonické kmity a užitečné zatížení pro sít střídavého proudu se jeví být odporové.
Přístup s modifikovaným nabíjením může být použit u mnohofázové sítě střídavého proudu, jež nevyžaduje inverzi celého pole mezi cyklem nabíjení. Nabíjením sekvenčně z různých fází opačnou polaritou, může být eliminována inverze pole a některé spínače a to zvýšením logické složitosti. O tom bude jednat další oddíl.
Transformace/inverze mnohofázového střídavého proudu do stejnosměrného proudu
Konfigurace jednofázové konverze střídavého do stejnosměrného proudu, popsaná v předchozím oddíle, může být použita jako stavební blok. Avšak většina vysokonapětových konvertorů užívá mnohofázového vstupu jako je výstup z elektrárenského zařízení. Popsaná vstupní sekce modulu jednofázového zvyšovacího transformátoru/rektifikátoru TPCS může být modifikována, aby dovolila vstupy z více než jedné fáze. Tato modifikace ve spojení s příslušným řízením spínačů a spouštěcí logikou může docílit vstupu bez harmonických kmitů a výkonu bez použití harmonických filtrů.
Vyvážený, mnohofázový generující systém dodává konstantní výkon, je-li provozován do lineárního odporového zatížení. Aby se simulovalo toto odporové zatížení, TPCS musí extrahovat z jednotlivé fáze hladinu výkonu, jež je úměrná čtverci mžikové voltáže vedení. Pokud jde o jednoduchý způsob nabíjení, transformace střídavého proudu do popsaný pro proces stejnosměrného proudu, invertovaný TPCS nemůže injektovat energii do nabíjení během části cyklu střídavého proudu s nízkou voltáží. Proces opakovaného nabíjení a inverze jednou fází může být využit k řešení tohoto problému. Tento oddíl popíše druhý způsob, který využívá vstupu voltáže z plurality fáze. Tato architektura a způsob provozu mohou být rovněž adaptovány pro generátory jalového výkonu, harmonické filtry a mohou upravovat napětí v nevyrovnaném vedení.
Obr. 7 znázorňuje schematický diagram třífázového konvertoru střídavého proudu do stejnosměrného proudu. Modul konvertoru obsahuje komponenty, jež jsou zobrazeny na Obr.
6, se dvěmi dodatečnými sekcemi vstupu, připojenými k elektrickému bodu A jak je označeno na Obr. 6. S dodatečnými dvěmi vstupními sekcemi, může toto zařízení přijímat vstup ze všech tří fází sítě a jak pro pozitivní, tak negativní cyklus střídavého proudu. Výstupem bude konstantní a zvýšená voltáž stejnosměrného proudu se stálým výkonem. Druhým důležitým rysem je, že tato řízená energie může být extrahována ze všech tří fází při jakékoli voltáží, zvláště v části nízké voltáže cyklu, čímž se eliminuje tvoření harmonických kmitů na vedeních vstupu střídavého proudu a zvlnění na vedení stejnosměrného proudu.
Cyklus nabíjení fáze 1 je řízen pomocí SCTý a SCR1Q a předpokládá se, že má voltážový tvar kmitu \ý (t) = A cos(w t). Fáze 2a 3 jsou řízeny pomocí SCR20, SCR21, respektive SCR22 SCR^o. Tvary kmitu jsou vyznačeny na Obr.
7. Specifikujíce regulovaný a filtrovaný výstup stejnosměrného proudu VDC = 3*A, invertovaná výstupní voltáž musí být minimálně 6*A a tudíž, vyžaduje, aby kondenzátory byly nabity na voltáž minimálně A. Užitím rezonančního nabíjecího modu plyne, že minimální voltáž vedení musí mít absolutní hodnotu A/2. Harmonické kmity jsou generovány na fázi 3 tím, že se neextrahuje energie z úhlu elektrické fáze mezi 0-60 a 180-240 stupni. Tento problém může být jednoduše rektifikován pomocí konsekutivní sekvence dvoupolového nabíjení, jak bude popsáno pro prvních 30 stupňů s pomocí tvaru kmitů voltáže na Obr. 7. Během prvních 30 stupňů periody úhlu elektrické fáze, fáze 2 může nabíjet kondenzátory na požadovanou voltáž A a je použita operace jednotlivého nabíjení. Problém je, že fáze 3 má absolutní voltáž vedení menší než A/2. Spuštěním SCR23 budou kondenzátory nabíjeny negativně na hodnotu 2 V3 a budou extrahovat energii E3 -2 V3 2 (předpokládaje kapacitanci jednotky pro jednoduchost). Kondenzátorovým polem, jež je negativní, v dalším spustíme SCR-^ pro cyklus pozitivního nabíjení fáze 1. To bude nabíjet kondenzátorové pole na V31 = 2 (Vy - V3). Poněvadž V3 je negativní, voltáž nabíjení je větší než A. V tomto bodě TPCS provádí inverzi následovanou cyklem extrakce.
Celková převedená, extrahovaná energie je Et = 2 (Vy - V3)2. Energie extrahovaná z fáze 1 je E31 y =2 Vy.(Vy2V3). Dvoustupňový proces nabíjení zvyšuje extrakci energie.
Dvoustupňový proces nabíjení může být reversován napřed pomocí prvního nabíjení s fází 1, následovanou fází
3. Může být znázorněno, že přenos celkové energie je stejný, 2 avšak energie vyextrahovaná z fáze 1 je E13 y = 2 V^ a z fáze 3 je Ey3 3 = 2 V3 (V3 - 2 Vy).
Graf v pravém horním rohu Obr. 7 znázorňuje energetický transfer během rozmezí prvních 30 stupňů. Horní graf znázorňuje totální energetický transfer z obou fází. Dvě zbývající křivky znázorňují energii extrahovanou z fáze 3, užívající pro dolní křivku nabíjecí sekvenci fáze 3, následovanou fází 1, zatímco centrální stopa je pro sekvenci nabíjení fáze 1, následovanou fází 3. Energie extrahovaná z fáze 1 je rozdílem mezi celkovou energií a energií danou křivkami znázorněnými pro fázi 3. Výsledek extrakce energie z dané fáze je drasticky rozdílný, v závislosti na pořadí nabíjení a může být plně využit v optimálním řízení procesu transformace TPCS.
V bodě 30 stupňů se fáze 3 stává pozitivní a dvoustupňové schéma nabíjení se používá mezi fází 3 a negativní fází 2. Tento postup pokračuje, dokud fáze 3 nedosáhne hodnoty A/2 v elektrickém bodě 60 stupňů. V tomto bodě jsou vlny mezi fází 3 a 1 vyměněny a daný proces pokračuje.
Ovládač monitoruje napětí vstupu a výstupu a řídí sekvenci spínání spínače a časové periody mezi nabíjením. Ke zvýšení prosazení energie a k omezení požadavků na filtrování, může být použito několika modulů TPCS. Některé z induktorů, vstupní a výstupní filtry mohou být sdíleny.
Ve stručnosti, mnohofázový konvertor střídavého proudu do stejnosměrného proudu TPCS může být konfigurován, aby dovolil prosazení stálého výkonu, takto eliminujíce všechny požadavky na harmonické filtrování střídavého proudu, stejně jako filtrování hlavního zvlnění na straně stejnosměrného proudu. Navíc, je udržován jednotkový úóiník, protože proud a napětí jsou udržovány, aby byly ve fázi.
Konverze stejnosměrného proudu do střídavého proudu
Rekonverze z vysoké voltáže stejnosměrného proudu do mnohofázového střídavého proudu může být prováděna na zakončení transmisního vedení stejnosměrného proudu na velkou vzdálenost anebo na konci systému distribuce energie stejnosměrného proudu. Stejnosměrný proud může být konvertován do vyváženého tří (nebo vícenásobného) fázového výstupu střídavého proudu pomocí konstantního zvětšení indukčnosti vstupu stejnosměrného proudu. Příslušný výstup může přesně odpovídat dané fázi, frekvenci a napětí existující sítě anebo specifickému požadavku ná výstup.
V procesu konverze TPCS bude vedení stejnosměrného proudu opět zatěžováno rovnoměrně a konvertor bude poskytovat harmonickou volnou voltáž anebo regulované napětí výstupu střídavého proudu. Napětí stejnosměrného proudu je sníženo na požadovanou úroveň voltáže střídavého proudu bez požadavku na drahé transformátory, harmonické filtry na zakončení střídavého proudu a vstupní filtry na straně stejnosměrného proudu.
Invertor TPCS je invertor napětí, v němž normální směr toku je od zdroje stejnosměrného proudu vysoké voltáže do dávky střídavého proudu. Jeho typické způsoby řízení provozu mohou být klasifikovány jako kmitočtově modulovaný invertor s proměnným výstupem (VFM). TPCS a jeho systém řízení mohou rekonstruovat neomezené množství tvarů kmitů výstupu. Jedním z tvarů kmitů může být žádaný výstup střídavého proudu s požadovanou voltáží, frekvencí a fází.
Pokud jde o rekonstrukci tvaru kmitu, systém TPCS může být plně nabíjen z vedení stejnosměrného proudu, ale pomocí kontinuálně měněných intervalů nabíjení během výstupního cyklu střídavého proudu. Rozpětí intervalu bude nepřímo úměrné čtverci požadavku mžikové výstupní voltáže. Když se potřeba energie střídavého proudu změní, nabíjecí intervaly se mění inversně s daným požadavkem. Invertor TPCS by mohl být rovněž provozován jako konstantní frekvence, ale s variabilní amplitudou (VAC). To vyžaduje řízení variabilní výstupní amplitudy pomocí výstupního proudu na impuls, který je úměrný čtverci požadavků na mžikovou výstupní voltáž. Každý přístup má své vlastní přednosti a nevýhody. Způsob práce popsaný výše používá kombinovaného způsobu a to z proměnné frekvence s řízením proměnné amplitudy (VFM/VAC/.
Obr. 8 znázorňuje modul k rekonstrukci jedné fáze vícefázového vedení střídavého proudu ze vstupu stejnosměr32 ného proudu. Řídící obvod byl pro jasnost vynechán. Filtr vysokého stejnosměrného proudu dovoluje sériové nabíjení kondenzátorového pole, skládajícího se ze třístupňového modulu TPCS. Kondenzátorové pole je rezonančně nabíjející skrze induktor L-^ pomocí spuštění SCR-j_. Pro rekonstrukci pozitivního cyklu výstupu se používají spínače inverze SCP2. SCR3 a SCR4. Polarita voltáže kondenzátorů před a po inverzi pozitivního cyklu je znázorněna horním, respektive dolním souborem znamének. Střední soubor znamének vedle kondenzátorů ukazuje polaritu voltáže invertovaných kondenzátorů pro negativní cyklus střídavého proudu. Vybíjení pozitivního výstupního cyklu je iniciováno spuštěním SCRp, SCRg , SCR1Q, a SCR·^, SCR12, SCR13 · Jako dříve je použit SCR2Q jako volnoběžný spínač k zabránění znovunabíjení kondenzátorového pole. To dovoluje prosazení energie na vrcholu cyklu pomocí vybíjení všech kondenzátorů simultánně. Během dolní části cyklu střídavého proudu mohou být kondenzátory vybíjeny pomalejší intenzitou použitím sekvenčního vybíjení. Zobrazený elektrický obvod dovoluje tento způsob nejprve spuštěním SCR^g a SCR13 k vybití C-j_ 2. Následně spuštěním SCRg 13 a SCRn jsou stále vodivé, dovolí a C4. Dioda D3 je přidána
SCR >
zatímco SCR vybití kondenzátorů C3 zabránění znovunabití
Dioda kondenzátorů C·^ s užitou jako dioda blokující znovunabí jení C3 a C4.
Tento způsob nabíjení a vybíjení dovoluje hladší výstup části nízké voltáže cyklu střídavého proudu a tímto snížený požadavek na vysokofrekvenční filtrování. Nevýhodou je dodatečný náklad na diody a jeho spojení poklesu voltáže s energetickými ztrátami.
Negativní cyklus je rekonstruován podobným způsobem. Cyklus nabíjení TPCS je identický. Rozdíl začíná u cyklu a C2. Nakonec je vybit soubor Cg a Cg C^, negativní inverze spouštěním SCR-, SCR,
SCR
Pro negativní výstupní cyklus jsou použity spínače SCR14 SCR15
SCRjg SCR-^γ SCR18 a SCR-^g. Diody D2 a D^ dovolují pomalejší výstupní vybití. V horní části Obr. 8 jsou znázorněny schematicky sekvence nabíjení a vybíjení proudu. Pro jasnost je znázorněn jen omezený počet cyklů.
Aby se rekonstruoval mnohofázový výstup je třeba několika takových modulů, každý s příslušným řízením. Pokud jsou generovány daným zatížením vyrovnané harmonické kmity, hlavní ovládač TPCS může řídit výstup k neutralizaci těchto harmonických kmitů. Výstup se stává prostě superpozicí několika frekvencí, každou řízenou v amplitudě a fázi.
Konvertor s proměnnou frekvencí
Viděli jsme, že TPCS může extrahovat konstantní proud z mnohofázové sítě střídavého proudu nebo vedení stejnosměrného proudu. Ten může být použit k rekonstrukci nějaké sítě mnohofázového střídavého proudu s regulovaným výstupem, jak bylo vyloženo výše. Rekonstrukce sítě střídavého proudu není omezena na vstupní frekvenci. Toto dovoluje použít střídavý proud TPCS k systému transformace střídavého proudu jako přímého článku mezi dvěmi nezávislými sítěmi, provozovanými s odlišnou frekvencí nebo rozdílnou fází.
Navíc, systém TPCS střídavého proudu do střídavého proudu může být řízen k produkování proměnného frekvenčního výstupu pro regulaci lineárních indukčních motorů s velkým výkonem. Protože každá výstupní fáze z TPCS může být řízena odděleně, funkce dvou fází mohou být zapnuty na základě času subcyklu, produkující změnu v sekvenci fáze pro mžikovou změnu v otáčení indukčních motorů.
Mezi generátorem a energetickou sítí by mohl být použit konvertor zvyšování napětí střídavého proudu do střídavého proudu TPCS. To by významně zvýšilo elektro34 mechanickou stabilitu energetické sítě, protože není požadováno, aby rotace generátorů byla v dokonalé synchronizaci s danou sítí. Ve skutečnosti může být eliminována většina převodových skříní generátorů, protože konvertor střídavého proudu do střídavého proudu TPCS může tak účinně konvertovat a transformovat výstup generátoru vyvážené sítě jakékoli frekvence, aby tento souhlasil s frekvencí dané energetické sítě.
V kostce, konvertor střídavého proudu do střídavého proudu TPCS může být řízen k produkování proměnné frekvence se simultánním řízením amplitudy s účinností stejnou jako u standardního transformátoru střídavého proudu. Nejsou zde žádná omezení horní frekvence, jako je tomu u cyklonového konvertoru. Navíc, do vstupní sítě se nezavádějí žádné harmonické nebo fázové distorze.
Regulovaný generátor VAR
Moduly korekce úhlu tak zpožděný
TPCS mohou být konfigurovány jako systém fáze s rychlou odpovědí jak pro předbíhající, VAR. Jak je popsáno v transformaci střídavého proudu do stejnosměrného proudu, modul TPCS může extrahovat energii nebo náboje z vedení nízké voltáže a injektovat je do dalšího vedení majícího jednu nebo druhou polaritu a také vyšší mžikové napětí. Pomocí rychlých provozních charakteristik TPCS, může tento generátor VAR odpovídat v časovém měřítku zlomku cyklu střídavého proudu. Pokud je náležitě řízen, korekce úhlu fáze je prováděna bez generování buď harmonických kmitů anebo fázové distorze. Pro vyvážení mnohofázových sítí konfigurace mého generátoru VAR nevyžaduje hromadění energie pro část cyklu, jak je normálně vyžadováno u většiny provozovaných systémů. .Avšak pro jednofázovou korekci VARem mohou být využity existující kondenzátorové skupiny ve spojení s moduly TPCS k řízení žádaného toku jalové energie. Generace harmonických kmitů může být úplně eliminována buď extrahováním z daného vedení nebo injektováním zpátky do daného vedení přesného náboje po celý cyklus. To se provádí, pokud jde o celkový popisovaný provoz TPCS, bez vynucené komutace spínacích prvků. Konfigurace přirozená nebo autokomutace modulů TPCS významně přidává k celkové spolehlivosti systému, snížení složitosti a nákladů na vybavení.
U mnohofázové sítě může být řízení VARem TPCS prováděno nezávislými jednofázovými ovládači VAR. Snížení požadavku na hromadění energie může být dosaženo, když jsou kondenzátorové skupiny uchovávání energie sdíleny mezi jednofázovými generátory VAR TPCS. Protože u vyrovnané sítě je suma přítoku a výtoku jalové energie a jalového proudu do skupiny hromadění energie nula ve všech případech cyklu střídavého proudu, je zřejmé, že takováto sdílená skupina může být významně zredukována. Ve skutečnosti kondenzátorová skupina a kroky jejího nabíjení a vybíjení mohou být úplně eliminovány pomocí jalového proudu extrahovaného z jednoho vedení a přímým reinjektováním do druhého vedení. Zjednodušené schéma na Obr. 9 zobrazuje takovýto systém.
Toto zobrazení znázorňuje řízený generátor VAR TPCS pro třífázovou sít s nulovým proudem. Tato architektura se stejně vztahuje na sítě, jež mají větší množství fází. Navíc, není potřeba mít nulák, protože moduly generátoru VAR TPCS mohou být přímo spojeny mezi fázemi.
Obr. 9 znázorňuje modul TPCS se sekcemi jak vysoké, tak nízké voltáže, připojených ke všem třem fázím energetické sítě. Architektura tohoto systému je generickým modulem a může pracovat jako regulovaný generátor VAR a filtr harmonických kmitů. Obě zakončení mohou být použita pro extrakci anebo injektování náboje. Pro generaci VAR bude používáno hlavně zakončení nízké voltáž TPCS. Pro funkce filtrování harmonických kmitů se přední zakončení hlavně využívá pro extrakci energie z dané sítě a zakončení vysoké voltáže pak k jejímu reinjektování.
Ovládač generátoru VAR může buď regulovat tok jalového proudu nebo jalového výkonu. Řízení jednoho bude automaticky řídit druhý parametr. To bude zřejmé z příkladu a může být snadno matematicky dokázáno.
Předpokládáme, že generátor VAR je připojen, jak znázorněno na Obr. 9, k třífázové síti s jalovým zatížením. Voltáž a jalové proudy jsou dány následujícími rovnicemi.
V1 = vm cos(w*t) Irl = Iro cos(w*t - π/2)
V2 = vm cos(w*t + 2π/3) Ir2 = Iro cos(w*t + π/6 )
V3 = vm cos(w*t + 4ττ/3 ) Ir3 = Iro cos(w*t T 5π/6 )
Obr. 10 znázorňuje voltáž proudu a tok jalového proudu a jalového výkonu ve všech třech fázích. Postup bude demonstrován pro úhel fáze v*t = π/12 nebo 15 stupňů.
Z daných stop je vidět, že energii je třeba extrahovat ze sítě, když je znázorněný jalový výkon negativní. Začneme spuštěním SCR4 k nabití kondenzátorů z fáze 2 skrze' induktor L2. Nabíjecí perioda je opět řízena hodnotou induktoru. Tabulka I znázorňuje výsledek operace. Sloupec 1 označuje příslušnou operaci a uvádí zahrnutou fázi, sloupec 2 uvádí řídící spínače, sloupec 3 je počáteční voltáž kondenzátorového pole TPCS normalizovanou na amplitudu Vm voltáže maximální fáze, sloupec 4 dává finální kondenzátorovou voltáž, sloupec 5 uvádí normalizovaný nabíjecí transfer do dané fáze a konečně sloupec 6 je energie transferovaná do dané fáze normalizovanou na energii pro danou kondenzátorovou skupinu nabitou na voltáž Vm.
Od první operace vidíme, že energie byla extrahována z fáze 2 a že daná skupina byla nabita na dvojnásobnou voltáž dané fáze. Pozitivní číslo v sloupci transferu nabíjení označuje, že je indukován pozitivní proud. Konečná voltáž první operace se stává počáteční kondenzátorovou voltáží druhé operace. Druhá operace je iniciována spuštěním SCR5, s cílem injektovat negativní náboj a energii do fáze 3. Konečná kondenzátorová voltáž a nabíjecí transfer je dán pomocí:
Vf = 2 VpH - Vin delta Q = C ( Vin - Vf )
Energie injektovaná do fáze 3 je: delta E = C ( Vin2 - Vf2) /2 a je pozitivní, jak je očekáváno. Operace 3 je jiný nabitý cyklus z fáze 3. Všímáme si zvýšení energetického transferu ve srovnání s tím z první operace jako výsledek počáteční kondenzátorové voltáže.
Operace 4 je druhý nabíjecí transfer do fáze 3. To ponechá danou skupinu ve finální pozitivní voltáži signifikantní amplitudy k injektování náboje a energie do fáze 1. To ponechá kondenzátorovou skupinu připravenou pro další znovunabití z fáze 2.
Výše uvedená sekvence cyklů extrahuje energii z fáze 2 a transferuje jí jak do fáze 1, tak 3. Tabulka II znázorňuje výsledek pěti popsaných operací. Sloupec 2 znázorňuje celkové přenosy nabití a může být kvantitativně porovnán s teoretickými požadavky vynásobením jalového proudu příslušným časovým intervalem. Daný časový interval byl zvolen tak, aby odpovídal požadavku na injekci náboje fáze 2. Operace je zvolena tak, aby vyrovnala přesně injekci náboje mezi fází 1 a 3. Sloupec 3 znázorňuje extrakci jalové energie nebo injekci z daných třech fází a může být porovnána s teoretickou hodnotou v sloupci 5. Není učiněn pokus sledovat daný energetický transfer, protože přímým transferem proudu daná energie vychází automaticky. Tabulka 2 rovněž znázorňuje čistý nabíjecí a energetický transfer pro všechny tři fáze, který by měl být nula. Výpočet vyrovnává za výjimku reziduální energie v dané skupině. Tato energie bude užita v následující operaci.
Pracovní postup do tohoto bodu obsahoval jednoduchou operaci nabíjení a vybíjení. Tabulka 1, operace 6, 7, a 8, znázorňují důležitou sekvenci operace, kdy voltáž kondenzátorové skupiny TPCS má nesprávnou polaritu voltáže pro injekci náboje do fáze 1. To vyžaduje buď kompletní reversování voltáže TPCS nebo může být provedeno externě přidáním sekce inverze, skládající se z L7 a spínačů SCR13 a SCR14. Po znovunabíjecím cyklu 6 je kondenzátorová skupina ponechána s negativní voltáží. Spuštěním SCR14 byla polarita skupiny invertována před tím, než mohla být provedena operace injekce nabíjení zahrnující fázi 1.
Kontrolní operace se zdá nejprve komplikovaná, nicméně může být poměrně snadno formulována příslušná logika a pohotově realizována za použití moderní technologie řízení. Kontrolér by zaznamenával příslušný jalový proud a porovnával by ho s předem naprogramovanými požadavky. Frekvence operace by byla zvolena tak, aby souhlasila s příslušnou veličinou požadavku na generování VAR. Výpočty by udržovaly stopu distribuce toku jalového proudu na třech fázích a vybraly ze serie nejlépe odpovídá požadované provozních sekvencí tu, jež distribuci jalového proudu a současně zůstává v rámci provozních limitů TPCS.
Popisovaná regulace VAR může být uzpůsobena pro provoz mezi fázemi, i když nulák není k dispozici. Tato operace vyžaduje dodatečné soubory spínačů na dolním vývodu modulu. Navíc se zvyšuje složitost a počet pulsů komponentu, avšak některé systémové přednosti mohou být realizovány. Konečně, rozumí se, že několik takovýchto modulů může být provozováno paralelně s některými moduly speciálně navrženými pro určený postup a provozování mezi dedikovanými fázemi.
Operace popsaná v tomto oddíle o generátoru VAR používala pouze předního zakončení TPCS jako kondenzátorů. Ve skutečnosti pro jednoduchou korekci VAR není potřeba operace zvyšování voltáže TPCS a namísto něho může být použit jednoduchý kondenzátor. Tento způsob postupu s předním zakončením může být použit nejenom pro generaci VAR, ale může být rozšířen na druhý pracovní postup popisovaný v této specifikaci. Bez použití zvyšování nebo snižování napětí TPCS, mohu stále ještě syntetizovat jednofázový nebo mnohofázový výstup střídavého proudu, výstup stejnosměrného proudu anebo výstup jiných tvarů kmitu. Vstup může být ze sítě střídavého proudu nebo ze zdroje stejnosměrného proudu. Jediným omezením je jenom rozmezí výstupní voltáže. Bez TPCS je výstup stejné anebo redukované hladiny voltáže velice praktický.
Akumulace induktivní energie
Základní TPCS dovoluje kompletní elektrické rozpojení mezi vstupem a výstupem. Tato funkce spolehlivého vysokonapéťového Otevíracího spínače je scházejícím ingredientem pro praktické nahromadění induktivní energie.
Jak potvrdilo mnoho studií, akumulování induktivní energie vyžaduje daleko menší váhu, objem a je za podstatně nižších kapitálových nákladů. Realizace TPCS jako otevírajícího nebo rozpojujícího spínače dovoluje praktickou realizaci tohoto systému hromadění induktivní energie.
Obr. 11 je zjednodušené schéma montáže 60 akumulace magnetické energie TPCS, jež dovoluje řízené vytvoření velké induktivní energie a proudu v induktoru 61 z příslušného zdroje energie. Pomocí dvou anebo více modulů TPCS může být příslušné nabíjení efektivně kontinuální. Navíc, volnoběžný spínač (SCRfw) 62 může být použit k cirkulaci proudu během krátké periody znovunabití TPCS. Volnoběžný SCR je vypínán vždy, když modul TPCS injektuje energii do induktoru.
S energetickým náběhem na žádoucí hodnotu je systém nabíjení TPCS zastaven a výstupní spínač (SCRout) 63 je zapnut s cílem extrahovat magneticky akumulovanou energii. V tomto bodě TPCS, připojený skrze SCR^n 64 k danému induktoru, představuje malou a vybitou kondenzátorovou banku. Tato se navíc stane zcela izolovanou od induktoru, jakmile SCR^n je předpjata v závěrném směru. Pokud bude výstupní interfacový obvod patřičně navržen, výstup může být zastaven novou injekcí náboje z nabíjecího modulu TPCS do induktoru tak dlouho, pokud je mžikový injektovaný proud TPCS větší než výstupní proud. To předepne v závěrném směru výstupní montáž SCRout a vypne jí. V tomto bodě je započat nový cyklus nabíjení induktoru. Pro ochranu komponentu může být přidána sít filtrování 65.
Systém je řízen ovládačem hradlového spínače. Tento získává vnější distribuci provozního toku jalového proudu, vnitřní a výstupní podmínky a generuje příslušné signály spouštění spínačů.
Dopad spolehlivosti TPCS
Porucha navrstvení pevné fáze standardního invertoru nebo konvertoru bud’ způsobí přímý zkrat fáze do fáze střídavého proudu anebo přímý zkrat vedení stejnosměrného proudu. Stejná porucha v invertoru nebo konvertoru TPCS nezpůsobí stejné katastrofické · poruchy a vyžaduje mnohem méně ochrany a zařízení na odstranění poruchy. V provozu základního TPCS se buď z vedení nabíjí relativně malý kondenzátor anebo je vybíjen do vedení. Zkrat navrstvení pevné fáze nezpůsobí velký zapínací proud a může být odstraněn daleko snadněji. Vadný modul může být několika moduly TPCS pracujícími paralelně izolován a zbývající jednotky mohou zůstat provozními s pouze malým snížením maximálního prosazení výkonu. Opravy pak mohou být plánovány na vhodný čas.
Provoz základního TPCS je realizován ve třech základních krocích, t.j. nabíjení kondenzátorů, invertování kondenzátorového řetězu TPCS a vybíjení tohoto invertovaného řetězu. Typicky je jeden krok ukončen před tím, než je iniciován příští. Bude-li zaznamenána porucha a sekvence bude přerušena, žádný zkratový proud nepoteče od vstupu do výstupu. V tomto bodě může být daný systém izolován bez použití vysokovýkonné tlakovzdušné spínací aparatury. To je zejména prospěšné na straně stejnosměrného proudu, protože poruchy stejnosměrného proudu se obtížněji odstraňují. Ve skutečnosti jednotka transformace ze střídavého proudu do střídavého proudu, konvertor střídavého proudu do stejnosměrného proudu a invertor stejnosměrného proudu do střídavého proudu, mohou být každý použity jako efektivní vysokovýkonný a vysokonapětový přerušovač. Navíc, základní provoz jakéhokoli z popisovaných zařízení TPCS má maximální prosaditelnost energie a nemůže být přetížen. TPCS může být použit jako efektivní zařízení omezování napětí či proudu.
Ačkoli je tento vynález popisován se zřetelem k upřednostňovanému provedení, jeho modifikace jsou zřejmé těm, kteří jsou kvalifikováni v současném stavu techniky. Tudíž, rámec tohoto vynálezu by měl být stanoven pomocí reference k příslušným patentovým nárokům, jež následují.

Claims (56)

1. Systém beztransformátorového měnění napětí, který sevyznačuje tím, že obsahuje:
- pluralitu kondenzátorů zapojených v sérii,
- nabíjecí obvod připojený k řečené pluralitě kondenzátorů, přičemž řečený nabíjecí obvod nabíjí pluralitu kondenzátorů z nějakého zdroje napětí na nějakou předem určenou voltáž,
- obvod pro invertování polarity náboje hromaděného ve vybraných kondenzátorech této plurality kondenzátorů, přičemž řečený obvod invertování polarity obsahuje pluralitu induktorových obvodů, z nichž každý může být přepínatelně připojen k jednomu korespondujícímu, odlišnému z vybraných kondenzátorů k vytvoření rezonančního obvodu, jenž pomáhá při invertování polarity hromaděného náboje v tomto kondenzátoru, a
- vybíjecí obvod pro extrahování výkonu z plurality kondenzátorů ve transformované voltáži.
2. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1, jenž se v y z n a č u j e t í m, že dále obsahuje řídící obvod řídící chod nabíjecího okruhu, okruhu invertování a vybíjecí okruh, přičemž řečený řídící okruh stanovuje fázi nabíjení, v níž nabíjecí okruh nabíjí pluralitu kondenzátorů, fázi inverze, v níž řečený obvod invertování invertuje polaritu řečených vybraných kondenzátorů a fázi vybíjení, v níž vybíjecí obvod odebírá výkon z plurality kondenzátorů.
3. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 2, v němž se řídící obvod vyznačuje tím, že způsobuje, aby se fáze inverze a fáze vybíjení překrývaly v čase.
4. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 2, v němž se jeden cyklus pracovního postupu v y z n a č u je t í m, že obsahuje fázi nabíjení, fázi inverze a fázi odebírání a v němž řečený řídící obvodu způsobuje, že řečený systém konverze napětí prochází mnoha cykly provozu za vteřinu.
5. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1, v němž se řečený cyklus invertování vyznačuj e tím, že obsahuje pluralitu jednosměrných spínacích zařízení pro elektrické spojení každého z řečených induktorových obvodů s jeho korespondujícím, jedním z řečené plurality kondenzátorů.
6. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 5,v yznačující se tím, že v němž každý z alespoň určité řečené plurality jednosměrových spínacích zařízení je tyristor.
7. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku
5,v yznačující se tím, že v němž každý z alespoň určité řečené plurality jednosměrových spínacích zařízení je SCR.
8. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku
5,v yznačující se tím, že v němž každý z alespoň určité řečené plurality jednosměrových spínacích zařízení je Crossatron.
9. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 5,v yznačující se tím, že v němž každý z alespoň určité řečené plurality jednosměrových spínacích zařízení je hradlové vypínací zařízení (GTO).
10. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1, vyznačující se tím, že v němž každý z alespoň určité řečené plurality indukčních obvodů obsahuje induktor.
11. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 10,vyznačující se tím, že v něm induktor v každém z alespoň určitých řečených indukčních obvodů je vzduchový induktor.
12. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1, jenž se vyznačuje tím, že dále obsahuje vysokofrekvenční výstupní filtr, jímž prochází odebírané napětí.
13. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1, vyznačující se tím, že v němž každý indukční obvod je připojen na svůj korespondující kondenzátor a obsahuje induktor v sérii s jednosměrným spínačem
14. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1, jenž se vyznačuje tím, že dále obsahuje vysokofrekvenční vstupní filtr mezi zdrojem napětí a nabíjecím obvodem.
15. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1,vyznačující se tím, že v něm obvod nabíjení nabíjí pluralitu kondenzátorů během nabíjecí fáze na napětí, 'jež je asi dvojnásobné než je hodnota mžikové voltáže zdroje napětí.
16. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1,vyznačuj ící se tím, že v něm obvod nabíjení obsahuje induktor, který je sériově zapojen se zdrojem napětí.
17. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku l,vyznačující se tím, že v něm obvod nabíjení obsahuje induktor a jednosměrový spínač, které je sériově zapojeny se zdrojem napětí.
18. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 17,vyznačující se tím, že v něm jednosměrový spínač obvodu nabíjení elektricky spojuje induktor nabíjecího obvodu s řečenou pluralitou kondenzátorů k vytvoření obvodu rezonančního nabíjení.
19. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 17, vyznačující se tím, že v něm řídící obvod způsobuje, že jednosměrový spínač řečeného obvodu nabíjení elektricky spojuje induktor nabíjecího obvodu s řečenou pluralitou kondenzátorů a pak následně odpojuje řečený induktor nabíjecího obvodu od řečené plurality kondenzátorů po uplynutí předvolené časové periody, v níž elektrické spojení řečeného induktoru nabíjecího obvodu s řečenou pluralitou kondenzátorů tvoří rezonanční obvod, mající rezonanční periodu T vteřin a v němž je předvolená časová perioda asi T/2 vteřin.
20. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 19,vyznačující se tím, že v něm řídící obvod způsobuje, že nabíjecí okruh spojuje a pak odpojuje řečený induktor nabíjení s řečenou pluralitou kondenzátorů mnohokrát za vteřinu.
21. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1,vyznačující se tím, že v něm obvod nabíjení nabíjí řečenou pluralitu kondenzátorů tak, že polarity nabíjených kondenzátorů zapojených v sérii se střídaj í.
22. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 21,vyznačující se tím, že v něm obvod invertování invertuje polaritu každého druhého z řečené plurality kondenzátorů tak, že polarity nabíjených v sérii zapojených kondenzátorů jsou stejné.
23. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1, vyznačující se tím, že v něm velikost transformovaného napětí je větší než voltáž daného zdroje napětí.
24. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 23, vyznačující se tím, že v něm počet řečené plurality kondenzátorů je N a velikost transfor. movaného napětí 2N voltáže daného zdroje napětí.
25. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 23, vyznačující se tím, že v něm řečená pluralita kondenzátorů obsahuje N kapacitních stupňů, z nichž každý obsahuje dva z řečené plurality kondenzátorů zapojených sériově a má první a druhý vývod a vývod nabíjení elektricky spojené s bodem, v němž jsou tyto dva kondenzátory v tomto stupni zapojeny dohromady a v němž tento nabíjecí obvod nabíjí N řečených kondenzátorových stupňů skrze řečené vývody nabíjení.
21. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku
25, vyznačující se tím, že v něm řečený obvod nabíjení obsahuje spínací prostředky pro elektrické připojení prvních a druhých vývodů každého z řečených kapacitních stupňů ke společnému bodu během nabíjení řečených kapacitních stupňů.
27. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 26,vyznačující sě tím, že v něm každý z řečené plurality indukčních obvodů je připojen na první vývod a vývod nabíjení z jednoho korespondujícího, odlišného z řečených kapacitních stupňů.
28. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 25, vyznačující se tím, žejev něm N větší než jedna.
Systém beztransformátorového 1,vyznačuj ící se zapojené kondenzátory mají zakončení a druhý vývod na vybíjení se elektricky spojuje řečených sériově zapojených transformovaného napětí.
měnění napětí dle nároku tím, že v něm sériově první vývod na jednom druhém zakončení a obvod s prvním a druhým vývodem kondenzátoru k produkování
30. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1,vyznačuj ící se tím, že v něm obvod nabíjení nabíjí řečenou pluralitu v sériích zapojených kondenzátorů tak, že polarity nabíjených kondenzátorů zapojených v sérii jsou všechny stejné.
31. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku
30, vyznačující se tím, že v něm obvod invertování invertuje polaritu každého druhého z řečené plurality kondenzátorů tak, že polarity nabíjených v sérii zapojených kondenzátorů se střídají.
32. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1,vyznačující se tím, že v něm velikost transformovaného napětí je menší než napětí daného zdroje napětí.
33. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 32, vyznačující se tím, že v něm počet z řečené plurality kondenzátorů je N a velikost transformovaného napětí je 2/N voltáže daného zdroje napětí.
34. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1, vyznačující se tím, že v něm řečený obvod nabíjení nabíjí řečenou pluralitu kondenzátorů v sérii.
35. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1, vyznačující se tím, že v něm řečená pluralita kondenzátorů obsahuje N kapacitních stupňů, z nichž každý obsahuje dva z řečené plurality kondenzátorů zapojených sériově a má první a druhý vývod a vývod vybíjení elektricky spojené s bodem, v němž jsou tyto dva kondenzátory v tomto stupni zapojeny dohromady a v němž řečené vybíjení obvodu nabíjení odebírá výkon z řečených N kapacitních stupňů skrze řečené vývody vybíjení.
36. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 35, vyznačující se tím, žejev něm řečená pluralita indukčních obvodů připojena na první vývod a vývod vybíjení jednoho korespondujícího, odlišného z N řečených kapacitních stupňů tak, aby invertovala polaritu jednoho ze dvou kondenzátorů v tomto stupni.
37. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1, v němž se okruh vybíjení vyznačuje tím, že obsahuje induktor výstupu a jednosměrný spínač, který během fáze vybíjení spřahuje napětí z plurality kondenzátorů s výstupním induktorem.
38. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 37, v němž se okruh vybíjení vyznačuje tím, že dále obsahuje jednosměrné zařízení, které zabraňuje výstupnímu induktoru, aby reversoval polaritu určité plurality kondenzátorů během vybíjecí fáze.
39. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1, v němž se řečený okruh vybíjení vyznačuj e tím, že transferuje výkon do nějakého zatížení /load/ a v němž řečený řídící obvod monitoruje řečené zatížení a řídí chod nabíjecího obvodu, obvod invertování a vybíjecí obvod k produkci regulovaného výstupu do řečeného zatížení.
40. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1, v němž se řečený řídící obvod vyznačuje tím, že ovládá řečené obvody nabíjení, invertování a vybíjení, aby produkovaly předem stanovený výstupní tvar pulsu proudu.
41. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 4, v němž se řečený řídící obvod vyznačuj e tím, že ovládá řečené obvody nabíjení, invertování a vybíjení, aby produkovaly sekvenci výstupních tvarů pulsů proudu s proměnnou amplitudou.
42. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 4,vyznačuj ící se tím, že řečeným zdrojem napětí je zdroj s napětím stejnosměrného proudu a řečený řídící obvod ovládá řečené obvody nabíjení, invertování a vybíjení tak, aby syntetizovaly výstup s napětím střídavého proudu.
43. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1, vyznačující se tím, že dále obsahuje obvod filtru, který filtruje transformované napětí k produkci výstupního napětí, v němž řečený řídící obvod obsahuje prostředky pro monitorování výstupního napětí a v němž řečený řídící obvod ovládá řečené obvody nabíjení, invertování a vybíjení, aby se regulovalo výstupní napětí.
44. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 42,vyznačující se tím, že dále obsahuje obvod filtru, který filtruje výstupní napětí střídavého proudu k produkci filtrované výstupní voltáže střídavého proudu, v němž řečený řídící obvod obsahuje prostředky pro monitorování filtrovaného výstupního napětí střídavého proudu a v němž řečený řídící obvod ovládá řečené obvody nabíjení, invertování a vybíjení, aby se regulovalo filtrované výstupní napětí střídavého proudu.
45. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 4, vyznačující se tím, že v něm řečený zdroj napětí je zdroj signálu střídavého proudu s frekvencí fs a v němž řečený řídící obvod ovládá řečené obvody nabíjení, invertování a vybíjení, aby syntetizovaly výstupní signál střídavého proudu, mající frekvenci f , jež je odlišná od frekvence fs.
46. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 45, vyznačující se tím, že se v něm frekvence fg ze zdroje signálu střídavého proudu během
času mění a v němž je frekvence f výstupního signálu střídavého proudu fixní. 47. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 46, vyznačující se tí frekvence fθ 60 Hz. m, že je v něm 48. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1,vyznačuj ící se tím , že v něm řečený
obvod nabíjení obsahuje pluralitu obvodů přenosu náboje, z nichž je každý připojen k odlišné fázi mnohofázového silnoproudého vedení střídavého proudu a řečený obvod vybíjení obsahuje pluralitu obvodů injektování, z nichž každý je připojen k odlišné fázi mnohofázového silnoproudého vedení střídavého proudu a v němž řečený řídící obvod ovládá řečenou pluralitu obvodů přenosu náboje k odebírání proudu z jedné fáze řečeného mnohofázového silnoproudého vedení a jeho injektování do jiné fáze řečeného mnohofázového silnoproudého vedení.
49. Systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 48,vyznačující se tím, že v něm řídící obvod volí druhou fázi, do níž je odebíraný proud injektován tak, aby změnila úhel fáze signálu střídavého proudu, do něhož je tento injektován.
Systém beztransformátorového měnění 4, vyznačující se tím, oddělené zařízení na hromadění energie k řečenému obvodu vybíjení extrahovaného napětí.
napětí dle nároku že dále obsahuje , jež je připojeno hromadění k dočasnému
51. Přístroj pro přenos elektrického náboje pro přenášení náboje z jedné fáze do jiné fáze mnohofázového silnoproudého vedení, nesoucího signál střídavého proudu majícího periodu TAC, vyznačující se tím, že obsahuje:
obvod kapacitní akumulace, pluralitu nabíjecích obvodů, z nichž každý je pro připojení odlišné fáze řečeného mnohofázového silnoproudého vedení střídavého proudu k řečenému obvodu kapacitní akumulace a tímto přenášející náboj z této fáze do obvodu akumulace, každý z řečené plurality nabíjecích obvodů obsahuje jednosměrový spínač a induktor, v němž každý z řečených obvodů nabíjení, když připojen k řečenému obvodu kapacitní akumulace, vytváří korespondující rezonanční obvod, mající rezonanční frekvenci 1/Tj_, kde i je index identifikující nabíjecí obvod a v němž jsou všechny menší ne ž TAc' pluralitu obvodů injektování, z nichž každý je pro připojení řečeného obvodu kapacitní akumulace k jedné odlišné fázi z řečených fází řečeného mnohofázového silnoproudého vedení a tímto injektování náboje z řečeného obvodu kapacitní akumulace do fáze, k níž je připojen, přičemž k dý z řečených obvodů injektování bsahuje induktor _eňncs~emý spínač, a řídící obvod ovládající jeonosměrové spínače řečené plurality nabíjecích obvodů k produkci sekvence rezonančních nabíjecích cyklů, jež transferují náboj z jedné fáze do řečené jednotky kapacitní akumulace a ovládání jednosměrových spínačů z řečené plurality obvodů injektování k přenosu náboje z obvodu kapacitní akumulace do jiné fáze.
52. Přístroj pro přenos elektrického náboje podle nároku 51, vyznačující setím, že v něm řečený řídící obvod ovládá jednosměrné spínače z řečené plurality nabíjecích obvodů k přenosu náboje do daného kapacitního obvodu skrze sekvenci rezonančních nabíjecích cyklů, jež každý má trvání asi Tj_/2 vteřin.
53. Přístroj pro přenos elektrického náboje podle nároku 51, vyznačující se tím, že v něm řečená pluralita nabíjecích obvodů a řečená pluralita obvodů injektování sdílejí komponenty, čímž induktor jednoho z řečených nabíjecích obvodů je rovněž induktorem jednoho z korespondujících řečených obvodů injektování.
54. Přístroj pro přenos elektrického náboje podle nároku 51, vyznačující setím, že v něm řečený řídící obvod ovládá jednosměrné spínače z řečené plurality nabíjecích obvodů a řečenou pluralitu obvodů injektování k přenosu energie z jedné fáze do jiné tak, aby se docílilo korekce úhlu fáze ve fázi, do níž je daná energie přenášena.
55. Přístroj pro přenos elektrického náboje podle nároku 51, vyznačující setím, že v něm řečený řídící obvod ovládá jednosměrné spínače z řečené plurality nabíjecích okruhů a řečenou pluralitu obvodů injektování k přenosu energie z jedné fáze do druhé tak, aby se docílilo harmonické korekce ve fázi, do níž je daná energie přenášena.
56. Přístroj pro přenos elektrického náboje podle nároku 51, vyznačující setím, že v něm řečený řídící obvod ovládá jednosměrné spínače z řečené plurality nabíjecích okruhů a řečenou pluralitu obvodů injektování k přenosu energie z jedné fáze do druhé tak, aby se docílilo korekce distorze tvaru kmitu.
57. Přístroj pro přenos elektrického náboje podle nároku 51,vyznačující se tím, že v něm řečený obvod kapacitní akumulace obsahuje systém beztransformátorového měnění napětí dle nároku 1.
58. Přístroj pro přenos elektrického náboje podle nároku 51, vyznačující se tím, že v něm obvod kapacitní akumulace je kondenzátor.
59. Přístroj pro přenos elektrického náboje podle nároku 58, vyznačující se tím, že v něm řečená pluralita nabíjecích obvodů a řečená pluralita obvodů injektování, všechny sdílejí společný induktor, čímž tento sdílený induktor slouží jako induktor každého řečeného obvodu nabíjení a induktor každého z řečených obvodů injektování.
60. Přístroj pro přenos elektrického náboje podle nároku 58,vy značuj ícíset ím, že dále obsahuje kombinaci v sérii vstupního induktoru a vstupního jednosměrného spínače v paralele s řečeným obvodem kapacitní akumulace a v němž řečený řídící obvod ovládá řečený vstupní jednosměrový spínač k reversování polarity náboje hromaděného v řečeném obvodě kapacitní akumulace.
61. Způsob konvertování napětí z nějakého zdroje voltáže, který se vyznačuje tím, že obsahuje:
- 55 nabíjení plurality v sérii zapojených kondenzátorů z daného zdroje napětí,
- invertování polarity daného náboje hromaděného ve vybraných konďenzátorech z řečené plurality kondenzátorů , elektrické připojování k řečené pluralitě kondenzátorů k produkci určitého transformovaného napětí, odebírání výkonu z plurality kondenzátorů v transformované voltáži, a opakování výše uvedené sekvence kroků mnohokrát za jednu vteřinu.
CZ942389A 1992-04-06 1993-04-02 Compact transformer-free voltage converter CZ238994A3 (en)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US07/864,031 US5270913A (en) 1992-04-06 1992-04-06 Compact and efficient transformerless power conversion system

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CZ238994A3 true CZ238994A3 (en) 1995-09-13

Family

ID=25342362

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CZ942389A CZ238994A3 (en) 1992-04-06 1993-04-02 Compact transformer-free voltage converter

Country Status (18)

Country Link
US (4) US5270913A (cs)
EP (2) EP0635172A4 (cs)
JP (1) JPH07506715A (cs)
KR (1) KR950701466A (cs)
CN (1) CN1079083A (cs)
AU (1) AU676156B2 (cs)
BG (1) BG99098A (cs)
BR (1) BR9306199A (cs)
CA (1) CA2132971A1 (cs)
CZ (1) CZ238994A3 (cs)
HU (1) HUT68539A (cs)
MY (1) MY109821A (cs)
PL (1) PL171511B1 (cs)
RU (1) RU94045899A (cs)
SG (1) SG47673A1 (cs)
TW (1) TW266342B (cs)
WO (1) WO1993020610A1 (cs)
ZA (1) ZA932316B (cs)

Families Citing this family (104)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5270913A (en) * 1992-04-06 1993-12-14 D.C. Transformation, Inc. Compact and efficient transformerless power conversion system
US5526253A (en) * 1993-09-22 1996-06-11 Advanced Micro Devices, Inc. Low power voltage boost circuit with regulated output
US6125047A (en) * 1993-12-14 2000-09-26 Seagate Technology, Inc. Regulated inverting power supply
US5734207A (en) * 1994-05-06 1998-03-31 Miklinjul Corporation Voltage polarity memory system and fuse-switch assembly usable therewith
US5905371A (en) * 1995-06-23 1999-05-18 D.C. Transformation, Inc. Sequential discharge and its use for rectification
KR100193895B1 (ko) * 1996-01-26 1999-06-15 김영환 챠지펌프 회로
FR2747857B1 (fr) * 1996-04-18 1998-05-22 Gec Alsthom Transport Sa Dispositif a empilement de thyristors et de diodes de roue libre
US5986907A (en) * 1996-06-21 1999-11-16 Limpaecher; Rudolf Method and apparatus for rectification derectification and power flow control
US5682067A (en) * 1996-06-21 1997-10-28 Sierra Applied Sciences, Inc. Circuit for reversing polarity on electrodes
US5774348A (en) * 1996-06-24 1998-06-30 The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy Light-weight DC to very high voltage DC converter
US7084864B1 (en) * 1996-11-29 2006-08-01 Texas Instruments Incorporated Computer display with switched capacitor power supply
EP1020015A1 (en) * 1997-02-11 2000-07-19 The Foxboro Company Current converter and system
US5751139A (en) * 1997-03-11 1998-05-12 Unitrode Corporation Multiplexing power converter
DE19711018A1 (de) * 1997-03-17 1998-10-01 Siemens Ag Gleichspannungs-Transformator
SE521290C2 (sv) * 1997-03-24 2003-10-21 Abb Ab Anläggning för överföring av elektrisk effekt mellan ett växelspänningsnät och en likspänningssida
US5798671A (en) * 1997-04-04 1998-08-25 Renaissance Systems, Inc. Charge coupled, silicon controlled power supply/battery charger
US6104172A (en) * 1997-07-01 2000-08-15 Power-One Power factor corrector
JP3229253B2 (ja) * 1997-09-13 2001-11-19 イビデン産業株式会社 信号重畳装置
US6608997B1 (en) * 1998-11-04 2003-08-19 Lockheed Martin Corporation Method and apparatus for varying the power level of a transmitted signal
IL127302A0 (en) * 1998-11-26 1999-09-22 Rotem Ind Ltd Pulsed power generator with energy recovery and energy regulation
US6150731A (en) 1999-02-16 2000-11-21 Electric Boat Corporation Integrated high frequency marine power distribution arrangement with transformerless high voltage variable speed drive
US7259479B1 (en) * 1999-02-18 2007-08-21 Robertshaw Controls Company Transformerless power supply, dual positive or dual negative supplies
US6163019A (en) * 1999-03-05 2000-12-19 Abb Metallurgy Resonant frequency induction furnace system using capacitive voltage division
US6232750B1 (en) * 1999-06-08 2001-05-15 Enrey Corporation Battery charger with enhanced charging and charge measurement processes
US6118678A (en) * 1999-06-10 2000-09-12 Limpaecher; Rudolf Charge transfer apparatus and method therefore
DE19935249C2 (de) * 1999-07-27 2001-09-27 Texas Instruments Deutschland Gleichspannungswandler
US6366028B1 (en) * 2000-01-28 2002-04-02 Cmg Equipment, Llc Battery powered light
WO2001099268A1 (fr) * 2000-06-19 2001-12-27 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Dispositif et procede de commande de l'excitation
US6438006B1 (en) * 2000-09-25 2002-08-20 L-3 Communications Corporation Miniature, high voltage, low ripple, high efficiency, high reliability, DC to DC converter
US6778347B2 (en) 2000-11-20 2004-08-17 Seagate Technology Llc Load balancing circuit for a dual polarity power supply with single polarity voltage regulation
US6603227B2 (en) 2001-04-16 2003-08-05 Briggs & Stratton Corporation Small engine vehicle including a generator
US6777846B2 (en) 2001-04-16 2004-08-17 Briggs & Stratton Corporation Vehicle including a three-phase generator
US6483682B1 (en) * 2001-06-21 2002-11-19 Northrop Grumman Corporation Electric power distribution system employing a fight-through switch
US6510068B1 (en) 2001-07-17 2003-01-21 Douglas A. Bors Pulse width modulation utilizing a shifted control signal
US7388306B2 (en) * 2001-08-06 2008-06-17 Emerson Electric, Co. Appliance control system with power controller
TW533672B (en) * 2001-08-20 2003-05-21 Macroblock Inc Transformer-free AC/DC conversion circuit
US6466460B1 (en) 2001-08-24 2002-10-15 Northrop Grumman Corporation High efficiency, low voltage to high voltage power converter
US6597591B2 (en) * 2001-12-03 2003-07-22 Adda Corporation Transformerless AC/DC converter
FR2834143B1 (fr) * 2001-12-20 2004-02-27 Thales Sa Hacheur serie a commutation synchrone
US6987366B2 (en) * 2002-12-31 2006-01-17 Sun Yu Step down circuit for an LED flashlight
US6984897B2 (en) * 2003-01-23 2006-01-10 Spellman High Voltage Electronics Corporation Electro-mechanical energy conversion system having a permanent magnet machine with stator, resonant transfer link and energy converter controls
FR2852748B1 (fr) * 2003-03-18 2005-06-03 Hacheur serie a commutation synchrone et faibles pertes
US6867553B2 (en) * 2003-04-16 2005-03-15 General Electric Company Continuous mode voltage fed inverter
DE10349557B4 (de) * 2003-10-22 2010-09-09 Infineon Technologies Ag Verwendung einer Kondensatoranordnung und Verfahren zur Ansteuerung
US20050139259A1 (en) * 2003-12-30 2005-06-30 Robert Steigerwald Transformerless power conversion in an inverter for a photovoltaic system
US7219673B2 (en) * 2004-08-25 2007-05-22 Curtiss-Wright Electro-Mechanical Corporation Transformerless multi-level power converter
US20060071639A1 (en) * 2004-09-30 2006-04-06 Nanotechnologies, Inc. Method and circuitry for charging a capacitor to provide a high pulsed power discharge
US7148660B2 (en) * 2004-09-30 2006-12-12 General Electric Company System and method for power conversion using semiconductor switches having reverse voltage withstand capability
US7327587B2 (en) * 2004-09-30 2008-02-05 General Electric Company System and method for power conversion
WO2007019066A2 (en) * 2005-08-04 2007-02-15 Mau-Chung Frank Chang Phase coherent differential structures
US7633182B2 (en) 2005-11-09 2009-12-15 Bae Systems Advanced Technologies, Inc. Bipolar pulse generators with voltage multiplication
US20070283612A1 (en) * 2006-06-08 2007-12-13 Fancy Free, Ltd. Lighted fishing rod
US8520409B2 (en) * 2006-08-10 2013-08-27 Eaton Industries Company Cyclo-converter and methods of operation
US9219407B2 (en) 2006-08-10 2015-12-22 Eaton Industries Company Cyclo-converter and methods of operation
US7876061B2 (en) * 2007-06-01 2011-01-25 Progress Rail Services Corp. Power system with multiple generator units
US7952306B2 (en) * 2007-06-01 2011-05-31 Progress Rail Services Corp Power system with multiple generator units
US7738271B1 (en) 2007-06-08 2010-06-15 Science Applications International Corporation Controlled resonant charge transfer device
PL213859B1 (pl) * 2008-03-27 2013-05-31 Univ West Pomeranian Szczecin Tech Sposób ksztaltowania impulsu wysokiego napiecia w module generatora i uklad generatora impulsów wysokiego napiecia
EP2144359A2 (de) * 2008-07-09 2010-01-13 SMA Solar Technology AG DC/DC- Wandler
EP2144358B1 (de) * 2008-07-09 2012-02-08 SMA Solar Technology AG DC/DC-Wandler
US7839027B2 (en) * 2008-10-09 2010-11-23 The Aes Corporation Frequency responsive charge sustaining control of electricity storage systems for ancillary services on an electrical power grid
JP5600881B2 (ja) * 2009-03-06 2014-10-08 セイコーエプソン株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路、電気光学装置及び電子機器
US7923862B2 (en) * 2009-10-06 2011-04-12 General Electric Company Reactive power regulation and voltage support for renewable energy plants
US8624561B1 (en) * 2009-12-29 2014-01-07 Solarbridge Technologies, Inc. Power conversion having energy storage with dynamic reference
WO2011111058A2 (en) * 2010-03-12 2011-09-15 Epcos India Private Limited A switched capacitor bank
US8970057B2 (en) * 2010-03-31 2015-03-03 Vestas Wind Systems A/S Method of operating a wind turbine, wind turbine, wind turbine controlling system, and processing system
US8339110B2 (en) 2010-04-05 2012-12-25 International Business Machines Corporation Single stage hybrid charge pump
US8552878B2 (en) 2010-04-05 2013-10-08 International Business Machines Corporation Voltage drop cancellation
US9716428B2 (en) * 2010-05-26 2017-07-25 Lionel O. Barthold High voltage capacitive power transformer
US9209644B2 (en) 2010-07-30 2015-12-08 Byd Company Limited Circuits and methods for heating batteries in series using resonance components in series
US9160041B2 (en) 2010-07-30 2015-10-13 Byd Company Limited Battery heating circuits and methods using resonance components in series and bridging charge storage components
US9120394B2 (en) 2010-07-30 2015-09-01 Byd Company Limited Battery heating circuits and methods based on battery discharging and charging using resonance components in series and multiple charge storage components
US9083196B2 (en) 2010-07-30 2015-07-14 Byd Company Limited Circuits and methods for heating batteries in parallel using resonance components in series
CN102074755B (zh) 2010-07-30 2012-05-09 比亚迪股份有限公司 一种电池的加热电路
US9214706B2 (en) * 2010-07-30 2015-12-15 Byd Company Limited Battery heating circuits and methods using resonance components in series based on charge balancing
US8994332B2 (en) 2010-07-30 2015-03-31 Byd Company Limited Battery heating circuits and methods using voltage inversion based on predetermined conditions
US9065293B2 (en) 2010-12-23 2015-06-23 Byd Company Limited Battery heating circuits and methods using transformers
EP2485356A1 (en) * 2011-02-02 2012-08-08 Arista Power, Inc. Energy storage and power management system
US8649188B2 (en) * 2011-10-31 2014-02-11 General Electric Company Solid state pulsed power generator
WO2013095685A1 (en) 2011-12-23 2013-06-27 North Carolina State University Switched-capacitor dc-dc converter
US9374020B2 (en) 2012-01-17 2016-06-21 Massachusetts Institute Of Technology Stacked switched capacitor energy buffer circuit architecture
US9407164B2 (en) 2012-02-03 2016-08-02 Massachusetts Institute Of Technology Systems approach to photovoltaic energy extraction
EP2815245B1 (de) * 2012-02-18 2018-04-25 BAUR GmbH Schaltungsanordnung zur erzeugung einer prüfspannung insbesondere zur isolationsprüfung von verlegten energiekabeln
JP5990979B2 (ja) * 2012-03-30 2016-09-14 ブラザー工業株式会社 画像形成装置
WO2014011706A1 (en) * 2012-07-09 2014-01-16 Inertech Ip Llc Transformerless multi-level medium-voltage uninterruptible power supply (ups) systems and methods
KR101315143B1 (ko) * 2012-08-22 2013-10-14 전북대학교산학협력단 높은 승압 비를 갖는 고효율 ｄｃ/ｄｃ 컨버터
CN104871430B (zh) * 2012-12-18 2018-01-12 通快许廷格两合公司 用于产生高频功率的方法和具有用于给负载供送功率的功率转换器的功率供送系统
CN203456389U (zh) 2013-08-23 2014-02-26 艾默生电气公司 一种继电器驱动电路
WO2015069516A1 (en) 2013-10-29 2015-05-14 Massachusetts Institute Of Technology Switched-capacitor split drive transformer power conversion circuit
WO2015139743A1 (en) * 2014-03-19 2015-09-24 Siemens Aktiengesellschaft Dc compensation for high dc current in transformer
JP6559970B2 (ja) * 2014-11-05 2019-08-14 三星電子株式会社Ｓａｍｓｕｎｇ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． コンバータ装置、インバータ装置及び交流機駆動装置
WO2016179515A1 (en) 2015-05-07 2016-11-10 Apple Inc. Transformerless ac line isolator
CN107666154A (zh) * 2016-08-05 2018-02-06 国家电网公司 一种柔性直流停运站并入直流网络的方法
US10924261B2 (en) * 2017-05-22 2021-02-16 Arm Limited Efficient power distribution
US10997322B2 (en) 2017-05-22 2021-05-04 Arm Limited Efficient power distribution
US10666038B2 (en) 2017-06-30 2020-05-26 Smart Wires Inc. Modular FACTS devices with external fault current protection
US10756542B2 (en) 2018-01-26 2020-08-25 Smart Wires Inc. Agile deployment of optimized power flow control system on the grid
US10396533B1 (en) 2018-02-22 2019-08-27 Smart Wires Inc. Containerized power flow control systems
RU2706181C1 (ru) * 2018-10-29 2019-11-14 Акционерное общество "Омский научно-исследовательский институт приборостроения" (АО "ОНИИП") Активная фазовращающая система
RU2701046C1 (ru) * 2019-01-10 2019-09-24 Акционерное общество "Омский научно-исследовательский институт приборостроения" (АО "ОНИИП") Активный перестраиваемый двухзвенный полосовой фильтр
WO2020233803A1 (en) 2019-05-21 2020-11-26 Abb Schweiz Ag Modular cascaded charge-pump converter
TWI729732B (zh) * 2020-03-13 2021-06-01 國立高雄科技大學 無變壓器交流轉交流轉換電路
CN112401105B (zh) * 2020-11-13 2023-07-21 南京苏曼等离子科技有限公司 一种高压电场低温等离子体冷杀菌系统电路和装置
US11394308B1 (en) 2021-05-05 2022-07-19 Arm Limited Apparatuses and methods for power isolation

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB975911A (en) * 1961-05-18 1964-11-25 Atomic Energy Authority Uk Improvements in or relating to pulse generators
GB988777A (en) * 1962-01-09 1965-04-14 Atomic Energy Authority Uk Make switch for fast electrical discharge
NL287603A (cs) * 1962-01-12
GB1083139A (en) * 1963-10-10 1967-09-13 Atomic Energy Authority Uk Improvements in or relating to electrical pulse generators
GB1087933A (en) * 1963-10-10 1967-10-18 Atomic Energy Authority Uk Improvements in or relating to electrical pulse generators
GB1161347A (en) * 1966-10-21 1969-08-13 Atomic Energy Authority Uk Improvements in or relating to apparatus comprising Capacitative Stores for Electrical Energy
US3663940A (en) * 1970-05-21 1972-05-16 Nasa Controllable, load insensitive power converters
US3849717A (en) * 1970-08-13 1974-11-19 R Ostreicher Circuit for operation of gas discharge lamps
DE2052382A1 (de) * 1970-10-26 1972-04-27 Meggl F Verfahren zur Übertragung von elektn scher Energie zwischen zwei galvanisch ge trennten Stromkreisen
US3839666A (en) * 1971-04-26 1974-10-01 Ni Elektrotekhnichesky I Z Ura Polyphase high voltage inverter
US3743914A (en) * 1972-01-17 1973-07-03 Burroughs Corp Half wave voltage divider
JPS48101517A (cs) * 1972-04-07 1973-12-20
US4274134A (en) * 1979-04-09 1981-06-16 Megapulse Incorporated Method of and apparatus for high voltage pulse generation
GB2104737A (en) * 1981-08-07 1983-03-09 British Aerospace Voltage multiplying power supply
JPS6077679A (ja) * 1983-09-30 1985-05-02 Toshiba Corp 多倍圧整流回路
US4523269A (en) * 1983-11-16 1985-06-11 Reliance Electric Company Series resonance charge transfer regulation method and apparatus
US4642476A (en) * 1984-06-05 1987-02-10 The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy Reversing-counterpulse repetitive-pulse inductive storage circuit
US4636930A (en) * 1985-10-01 1987-01-13 Maxim Integrated Products, Inc. Integrated dual charge pump power supply and RS-232 transmitter/receiver
US4649468A (en) * 1985-11-06 1987-03-10 At&T Information Systems Inc. Voltage divider circuit
US4797899A (en) * 1986-12-15 1989-01-10 Maxim Integrated Products, Inc. Integrated dual charge pump power supply including power down feature and rs-232 transmitter/receiver
DE3709351A1 (de) * 1987-03-21 1988-09-29 Heraeus Gmbh W C Strahlfuehrungsoptik fuer laserstrahlung
US4812961A (en) * 1987-05-15 1989-03-14 Linear Technology, Inc. Charge pump circuitry having low saturation voltage and current-limited switch
US4807104A (en) * 1988-04-15 1989-02-21 Motorola, Inc. Voltage multiplying and inverting charge pump
US5270913A (en) * 1992-04-06 1993-12-14 D.C. Transformation, Inc. Compact and efficient transformerless power conversion system

Also Published As

Publication number Publication date
TW266342B (cs) 1995-12-21
BR9306199A (pt) 1998-06-23
KR950701466A (ko) 1995-03-23
PL171511B1 (pl) 1997-05-30
US5357419A (en) 1994-10-18
AU676156B2 (en) 1997-03-06
JPH07506715A (ja) 1995-07-20
US5270913A (en) 1993-12-14
EP0635172A4 (en) 1995-05-17
HU9402820D0 (en) 1994-12-28
AU3945293A (en) 1993-11-08
US5561597A (en) 1996-10-01
BG99098A (en) 1995-11-30
CA2132971A1 (en) 1993-10-14
EP0881737A2 (en) 1998-12-02
MY109821A (en) 1997-08-30
HUT68539A (en) 1995-06-28
SG47673A1 (en) 1998-04-17
US5764501A (en) 1998-06-09
RU94045899A (ru) 1997-04-20
ZA932316B (en) 1994-01-18
EP0635172A1 (en) 1995-01-25
WO1993020610A1 (en) 1993-10-14
CN1079083A (zh) 1993-12-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CZ238994A3 (en) Compact transformer-free voltage converter
US7659700B2 (en) Charge-transfer apparatus and method
US5905371A (en) Sequential discharge and its use for rectification
JP4598334B2 (ja) 電荷転送装置及びその方法
US7402983B2 (en) Method for use of charge-transfer apparatus
US8824179B2 (en) Soft-switching high voltage power converter
WO1997001213A9 (en) Rectification, derectification and power flow control
US20140254223A1 (en) Method and system for a high speed soft-switching resonant converter
WO1993023913A1 (en) Optimized high power voltage sourced inverter system
US5986907A (en) Method and apparatus for rectification derectification and power flow control
Kim et al. New pre-charging scheme for MMC-based back-to-back HVDC system operated in nearest level control
Limpaecher Novel converters for electric ship propulsion system and shipboard power distribution
Sahoo et al. Modulation and control of a single-stage hvdc/ac solid state transformer using modular multilevel converter
RU2372706C1 (ru) Устройство для подключения управляемого выпрямителя напряжения к источнику напряжения переменного тока
WO2017027681A1 (en) Column-switched multi-module dc-to-dc power transformation system
Ismail et al. A review of recent HVDC tapping topologies
Farghly et al. Input-Series Output-Parallel connected Solid-State Transformer employed at Shipboard Applications
SU1443114A1 (ru) Устройство дл частотного управлени асинхронным двигателем