CS252820B2 - Zapojení pro zpracování digitálního signálu - Google Patents

Abstract

Obvod pro korekci špiček digitálních signálů kombinuje vstupní digitální signály s jejich filtrovanými a normovanými zobrazeními pro vytvoření nastavitelně korigovaných digitálních signálů. Digitální filtr vytváří složky o relativně vyšším kmitočtu vstupních digitálních signálů, které jsou nastavitelně normovány digitálním násobičem v souladu s násobícím koeficientem. Řídicí obvod vytváří násobící koeficient o hodnotě určené v souladu s velikostí špičky vysokofrekvenčních složek vstupních digitálních signálů ve vztahu k hodnotě korigující řídicí úrovně signálu.

Description

(54) Zapojení pro zpracování digitálního signálu

Obvod pro korekci špiček digitálních signálů kombinuje vstupní digitální signály s jejich filtrovanými a normovanými zobrazeními pro vytvoření nastavitelně korigovaných digitálních signálů. Digitální filtr vytváří složky o relativně vyšším kmitočtu vstupních digitálních signálů, které jsou nastavitelně normovány digitálním násobičem v souladu s násobícím koeficientem. Řídicí obvod vytváří násobící koeficient o hodnotě určené v souladu s velikostí špičky vysokofrekvenčních složek vstupních digitálních signálů ve vztahu k hodnotě korigující řídicí úrovně signálu.

Vynález se týká zapojení pro zpracování digitálního signálu a zvláště obvodu pro korekci špiček digitálního signálu zajištujícího korekci nastavitelnou v odezvu na slespoň část signálu který má být korigován. Vynález je vhodný pro zpracování digitálních televizních signálů v televizním přijímači.

Korekce špiček je takové zpracování signálu, ve kterém jsou složky signálu o vyšším kmitočtu zdůrazněny nebo potlačeny tak, aby se nastavilo celkové kmitočtové spektrum signálů. To je užitečné tam, kde jsou složky signálu o vyšším kmitočtu nežádoucím způsobem zeslabovány předchozím zpracováním signálu nebo zařízením. Pro televizní signály například způsobuje zeslabení jasových signálů o vyšším kmitočtu nežádoucí ztrátu horizontálních detailů v repro( dukovaném obraze. Takové zeslabeni může být zavedeno vysokofřekvenčím tunerem a zesilovači, mezifrekvenčními zesilovači nebo zařízením oddělujícím jasové barvonosné složky signálu.

Pevné uspořádání pro korekci špiček není v televizním přijímači vhodné, poněvadž nemůže reagovat na změny v přijímaných signálech, nebo výkon přijímače a nemůže být nastaveno tak, aby vyhovovalo zálibě diváka, která se nejen liší mezi diváky, ale která se může lišit pro kteréhokoliv diváka podle obsahu programu.

Proto je žádoucí vytvořit nastavitelné uspořádání pro korekci špiček, které může nastavit stupeň, do kterého jsou signály korigovány v odezvu na divákem ovladatelné nastavení a v odezvu na změny stavu zpracovávaných signálů. Když se takové uspořádání pro korekci špiček použije v televizních přijímačích, mají tyto tendenci zvýrazňovat obsah horizontálních detailů reprodukovaných obrazů. Uspořádání analogového obvodu zajištujícího takové charakteristiky pro televizní přijímače se zpracováním analogováného signálu je známo.

U zařízení na zpracování digitálních signálů ovšem obvod pro korekci špiček digitálních signálů provádět korekci na signálech, které jsou digitálními čísly představujícími úrovně signálů, spíše než přímo na úrovních signálů jako takových. Tudíž musí se použít digitálních obvodů pro vytvoření digitálního signálu představujícího úroveň špiček pro odvození signálu násobícího koeficientu za určitých stavů digitálního signálu a pro vytvořeni špičkově korigovaných digitálních signálů v odezvu na signál násobicího koeficientu.

Známé analogové systémy korekce špiček používají zpětnovazební uspořádání včetně pásmové propusti pro nastavování úrovně korekce špiček. Ale u zařízení pro korekci špiček digitálních signálů shcopnost vážit digitální signály s předvídatelností a přesností umožňuje vyhnout se zpětnovazebnímu uspořádání a složitosti s tím spojené. Navíc právě zmíněná pásmová propust je eliminována.

Uvedené nevýhody jsou odstraněny u zapojení pro zpracování digitálního signálu podle vynálezu, jehož podstatou je, že výstup vstupního prvního digitálního obvodu je připojen jednak přes digitální zpoždovací obvod k prvnímu vstupu výstupního třetího digitálního součtového obvodu, jednak k digitálnímu filtru, sestávajícímu z posuvného registru, připojeného přes váhové obvody a druhý digitální součtový obvod k první digitální odčítačce, přičemž výstup digitálního filtru je přes digitální násobič připojen k druhému vstupu třetího součtového obvodu, zatímco mezi výstupem digitálního filtru a druhým vstupem digitálního násobiče je zapojen řídicí obvod.

Vynálezem se dosahuje podstatného zlepšení zpracování digitálních signálů, zejména v televizních přijímačích umožněním nastavitelné korekce špiček signálů.

Příklady provedení zapojení pro zpracování digitálního signálu jsou zobrazeny na výkresech, na nichž znázorňuje obr. 1 blokové schéma tohoto zapojení, obr. 2, 4 a 5 grafy přenosových charakteristik pro pochopení zapojení podle obr. 1 a obr. 3, 6, 7, 8, 9 a 10 -schématicky, alespoň částečně ve formě blokového schématu, části zapojení podle obr. 1.

Na výkresech představují silné šipky dráhy pro mnohabitové paralelní digitální signály a čárové šipky představují dráhy pro jednobitové nebo sériové digitální signály, pro hodinové signály nebo pro řídicí signály. Kroužek na vstupu k logickému prvku naznačuje, že takový prvek reaguje na invertovaný signál přiložený k takovému vstupu.

Obr. 1 znázorňuje část sekce zpracování digitálního signálu televizního přijímače, v níž jsou jasové signály zpracovávány digitálně. Ačkoliv vynález je obecně aplikovatelný, je zde popsán v podmínkách procesoru digitálního_i jasového signálu v sekci televizního přijímače, poněvadž operace digitální korekce špiček signálu řiditelná v odezvu na nastavitelné digitální signály korekce špiček se s výhodou provádí pr4vě zde.

Vstupní první digitální součtový obvod 10 je zdrojem širokopásmových digitálních jasových signálů Y_w, které vytváří připočítáváním informace o vertikálních detailech zahrnutých v hřebenově filtrovaných digitálních barvonosných signálech C_c k hřebenově filtrovaným digitálním jasovým signálům Y_c. Velikost digitálních jasových signálů Y, jako funkce kmitočtu f, je znázorněna na obr. 2, kde je širokopásmový digitální jasový signál Y^ odpovídajícím způsobem vyznačen.

Digitální filtr 12 na obr. 1 přijímá širokopásmové digitální jasové signály Y^ a vytváří dolní propustí filtrované digitální jasované signály Y^ včetně relativně nižších kmitočtových složek širokopásmových digitálních jasových signálů Y^ a vytváří pásmovou propustí filtrované digitální jasové signály Υ_β, včetně jejich relativně vyšších kmitočtových složek. Dolní propustí filtrované digitální jasové signály Y^ a pásmovou propustí filtrované digitální jasové signály Υ_β jsou s výhodou zhruba komplementární co do velikosti kmitočtového spektra, jak je znázorněno křivkami a Υ_β na obr. 2.

Příklad provedení digitálního filtru 12 znázorněný na obr. 3 obsahuje vícestupňový posuvný registr 14, který vytváří zpožděné repliky širokopásmových digitálních jasových signálů Y_w na svých různých výstupních odbočkách v odezvu na vstupní širokopásmové digitální jasové signály Y^ a neznázorněný hodinový signál. Zpožděné digitální jasové signály vytvořené na odbočkách posuvného registru 14 jsou váženy digitálními váhovými obvody Wl, W2 a W3, které jsou například digitálními násobiči. Hodnoty váhových koeficientů váhových obvodů Wl, W2 a W3 určují kmitočtovou odezvu digitálního filtru 12, jak je známo odborníkům v oboru.

Druhý digitální součtový obvod 16 sčítá vážené zpožděné jasové dignály pro vytváření pásmovou propustí filtrovaných digitálních jasových signálů Υ_β.Výstupní odbočka na středovém stupni posuvného registru 14 vytváří zpožděné širokopásmové digitální jasové signály Y^, od nichž jsou první digitální odčítačkou 18 odečítány pásmovou propustí filtrované digitální jasové signály Υ_β pro vytvoření dolní propustí filtrovaných digitálních jasových signálů Y^. Tímto způsobem jsou pásmovou propustí filtrované digitální jasové signály Υ_β a dolní propustí filtrované digitální jasové signály v podstatě komplementární.

Digitální obvod 20 pro potlačení nízkoamplitudových šumů digitálních signálů na obr. 1 vytváří digitální jasové signály Y_BC a potlačeným nízkoamplitudovým šumem, kde tento nízkoamplitudový šum je potlačen například v odezvu na dolní propustí filtrované digitální jasové signály Y^. Když jsou úrovně dolní propustí filtrovaných digitálních jasových signálů Y^ relativně vysoké, což odpovídá jasnému obrazu, vykazuje obvod 20 pro potlačení nízkoamplitudových šumu digitálních signálů prahovou úrcven potlačení o relativně nízké hodnotě pro vytváření digitálních jasových signálů Υ_β(^ s potlačeným nízkoamplitudovým šumem jen když velikost pásmovou propustí filtrovaných digitálních jasových signálů Υ_β přesáhne velikost první prahové úrovně potlačení. Když jsou úrovně dolní propustí filtrovaných digitál-. nich jasových signálů Y^ relativně nízké, což odpovídá tmavému obrazu, digitální obvod 20 protlačení nízkoamplitudových šumů digitálních signálů vyhazuje druhou prahovou úroveň potlačení o relativně vyšší hodnotě a vytvářejí se digitální jasové signály Y_BC s potlačeným nízkoamplitudovým šumem pouze tehdy, když jejich velikost přesahuje velikost druhé prahové úrovně potlačení.

Obvod 20 pro potlačení nízkoamplitudových sumu digitálních signálů proto potlačuje při tmavších scénách více než při světlejších scénách. To je žádoucí, poněvadž tímto obvodem odstraněné relativně nízkoúrovňové signály o vyšším kmitočtu, které jsou často sdruženy s nežádoucími šumovými signály, mají tendenci vytvářet snadno vnímané nežádoucí světlé skvrny na tmavých scénách.

Digitální násobič 30 násobí digitální jasové signály Y_pc s potlačeným nízkoamplitudovým šumem přijímané z obvodu 20 pro potlačení nízkoamplitudových šumů digitálních signálů. Toto násobení je řízeno v odezvu nanásobící koeficient MC vytvořený digitálním řídicím obvodem 40, čímž digitální násobič 30 vytváří násobené digitální jasové signály Y^ mající charakteristiky znázorněné na obr. 2 skupinou křivek označený Y_M. Digitální násobič 30 je například 8 x 8bitový násobič, ale může to být relativně jednoduchý posouvající a přičítající násobič, kde bude postačovat relativně málo hodnot násobícího koeficientu MC.

Digitální řídicí obvod 40 vytváří násobiči koeficient MC nastavitelně v odezvu na pásmovou propust filtrované digitální jasové signály Υ_β a divákem nastavitelný řídicí signál MPC ruční korekce špiček. Násobiči koeficient MC je řízen v odezvu na špičkové veličiny Υ_βΚ0 pásmovou propustí filtrovaných digitálních jasových signálů Υ_β ve vztahu k velikosti řídicího signálu MPC ruční korekce špiček v souladu s předem určenou charakteristikou, například takovou, která je znázorněna na obr. 4. Když je špičku··, a veličina Υ_βρκ pásmovou propustí filtrovaných digitálních jasových signálů Yg menši než řídicí signál MPC ruční korekce špiček, což indikuje relativně nižší vysokofrekvenční jasový obsah, vytváří se násobiči koeficient MC = 1 reprezentovaný první čarou 60 a zavádí se maximální korekce, to jest je přítomno •maximální zdůraznění jakýchkoliv obsahů vysokofrekvenčních signálů. Když je špičková veličina pásmovou propustí filtrovaných digitálních jasových signálů Y_R větší než dvojnásobek řídicího signálu MPC ruční korekce špiček, což indikuje relativně větší obsah vysokofrekvenčního jasu, vytváří se násobiči koeficient MC = 0, představovaný třetí čarou 64, nezavádí se v podstatě žádná korekce, to jest žádné zdůraznění obsahu vysokofrekvenčních signálů. Mezi těmito úrovněmi špičkové veličiny Υ_βρκ pásmovou propustí filtrovaných digitálních jasových signálů Υ_β je násobící koeficient MC řízen mezi jednotkou a nulou představovanou druhou čárou 62 v souladu s poměrem Y_p /MPC. Je třeba poznamenat, že první čára 60 je v praxi schodovitá charakteristika, ve které je počet schodů určen počtem digitálních úrovní, kterým může násobiči koeficient MC nabýt, přičemž tento počet je omezen počtem bitů digitálního signálu násobícího koeficientu MC.

Na obr. 1 jsou širokopásmové digitální jasové signály Y^ zpožďovány v čase digitálním zpožďovacím obvodem 22, který vytváří zpožděné digitální jasové signály Y . Digitální zpožďovací obvod 22 je například posuvný registr, mající počet stupňů zvolen tak, aby zajistil časové zpoždění v podstatě rovné tomu, které se objevuje při vytváření násobných digitálních jasových signálů Y^ v odezvu na širokopásmové digitální jasové signály Y^ přes signálovou dráhu tvořenou digitálním filtrem 12, obvodem 2 0, pro potlačení nízkoamplitudových šumů digitálních signálů a digitálním násobičem 30.

Třetí digitální součtový obvod 24 kombinuje širokopásmové zpožděné digitální jasové signály Y_p a násobené digitální jasové signály Y_jv s řízeným potlačením nízkoampJitudového šumu a vytvářejí se jasové signály Y,. s korekcí špiček. Obr. 2 dále znázorňuje skupinu charakteristik závislosti velikosti na kmitočtu digitální jasové signály Y_p s korekcí špiček , což jsou součty příslušných charakteristik ze skupiny charakteristik násobených digitálních jasových signálů Y^ a charakteristik Širokopásmových digitálních jasových signálů Y_ty., která představuje zpožděné digitální jasové signály Y_p,

Celková přenosová funkce obvodu korekce špiček na obr. 1 může bát vyjádřena rovnicí

Y_p = [l + H (12) . H (20) . MC] Y_w (1) kde H (12) je přenosová funkce digitálního filtru 12, H (20) je přenosová funkce obvodu 20 pro potlačení nízkoamplitudových šumů digitálních signálů a kde digitální obvod 22 je zvolen tak, jak je popsáno výše. Pokud je úvaha omezena na tu část Yg širokopásmových digitálních jasových signálů Y^, které leží v pásmu propustnosti digitálního filtru 12, to jest tak, že absolutní hodnota H (12) je přibližně rovna 1 a jestliže prahová úroveň potlačení nízkoamplitudových šumů obvodu 20 pro potlačení nízkoamplitudových šumů digitálních signálů je dostatečně nízká tak, aby ji bylo možno zanedbat, to jest tak, že absolutní hodnota H (20) je přibližně rovna 1, pak se přenosová funkce stává i

Y_p =El + Mc]y_b (2)

Poněvadž rozsahy například MC jsou mezi 0 a 1, bude Yp v rozsahu mezi lx až 2x Yg.

Uvažujme například, že digitální jasové signály Y' mají digitální hodnoty ekvivalentní desítkovým číslům mezi nulou a asi 80, jak je znázorněno na obr< 5 a že řídicí signál MPC ruční korekce špiček je nastaven na úroveň ekvivalentní desítkovému číslu 20. Pro hodnoty YÍ menší než 20, vytváří řídicí obvod 40 násobiči koeficient MC - 1 v souladu _D s první čarou 60 na obr. 4 a Y' = 2Yg v souladu s rovnicí (2). Tento rozsah je znázorněn jako čtvrtá čára 70 na obr. 5. Se zvyšováním hodnoty Yg směrem ke 40, zmenšuje řídící obvod 40 korekci špiček v souladu s druhou čarou 62 na obr. 4 tak, že se vytváří Y', které má hodnoty znázorněné pátou čarou 72 na obr. 5. Pro hodnoty Yg větší než 40 řídicí obod 40 vytváří násobiči koeficient MC = 0 v souladu s třetí čarou 64 na obr. 4 tak, že se vytváří Y' mající hodnoty takové, jak jsou znázorněny šestou čarou 74 na ovr. 5.

Obr. 6 znázorňuje příklad provedení digitálního řídicího obvodu £0, který vytváří násobiči koeficient MC, mající charakteristiku danou první čarou 60, druhou čarou 62 a třetí čarou 64 popsanou výše ve vztahu k obr. 1 a 4. Digitální špičkový detektor 42 detekuje špičkovou veličinu Υ_βρκ pásmovou propustí filtrovaných digitálních jasových signálů Yg. Digitální detektor 44 hruvého zisku reaguje na špičkovou veličinu Υ_βρκ a řídicí signál MPC ruční korekce špiček a způsobuje, že paměí. 48 digitálního koeficientu vytváří násobící koeficienty MC odpovídající první čáře 60 a třetí čáře 64 s konstantní hodnotou na obr. 4.

Digitální detektor 46 poměru zisku reaguje na špičkovou veličinu Υ_βρκ a řídicí signál MPC ruční korekce špiček a způsobuje, že paměř 48 digitálního koeficientu vytváří násobiči koeficienty MC odpovídající skloněné druhé čáře 62 na obr. 4. Digitální špičkový detektor 42, digitální detektor 44 hrubého zisku, digitální detektor 46 poměru zisku a pamět 48 digitálního koeficientu jsou podrobněji popsány níže ve vztahu k obr. 7 až 10.

Obr. 7 znázorňuje příklad provedení digitálního špičkového detektoru 42, ve kterém je detektorována špičková veličina Υ_βρκ představována výpočtem uchovaným v obousměrném čítači 424. První digitální komparátor 420 vytváří výstupní signál, který otevírá první součinový obvod 422 za podmínky, že velikost pásmovou propustí filtrovaného digitálního jasového signálu Υ_β přesahuje Špičkovou veličinu Y_BPH· Jinak první digitální komparátor

420 vytváří výstupní signál, který uzavírá první součinový obvod 422. Otevření prvního součinového obvodu 422 způsobí, že hodinový signál 4f je přiveden na vstup U dopředného obousměrného čítače 424 a způsobí v něm přírůstek. Hodinový signál 4f_gc má relativně vysoký kmitočet, například čtyřikrát větší než je signál f pomocné nosné barvy tak, že obousměrný čítač 424 zaznamená přírůstky relativně velkou rychlostí. Hodinový signál f^ se přivádí na vstup D zpětného čítání obousměrného čítače 424 a způsobuje v něm zvýšení výpočtu. Hodinový signál f.. má relativně nízký kmitočet, například kmitočet televizních horizontálních _H synchronizačních impulsů, takže obousměrný čítač 424 zaznamenává úbytky relativně nízkou rychlostí. Takto digitální špičkový detektor 42 vytváří signál špičkové veličiny Y_Bp^/ který může rychle vzrůstat, ale který se zmenšuje pomalu.

Obr. 8 znázorňuje příklad provedení digitálního detektoru 44 hrubého zisku, který spolupracuje s pamětí 48 digitálního koeficientu pro vytváření nulových a jednotkových hodnot násobícího koeficientu MC odpovídajících třetí Čáře 64, popřípadě první čáře 60 na obr. 4. Druhý digitální komparátor 440 přijímá signál špičkové veličiny Υ^^ a řídicí signál MPC ruční korekce špiček a vytváří nastavovací siqnál S, když řídicí signál MPC ruční korekce špiček přesahuje špičkovou veličinu ^γβρ^/ to jest pro podmínku (Y^p^/MPC) 1. Vytváření nastavovacího signálu S naznačuje, že je požadován násobiči koeficient MC = 1.

Digitální násobiči jednotka £42 zvětšuje velikost řídicího signálu MPC ruční korekce špiček dvakráte a přivádí výsledek na třetí digitální komparátor 444. Třetí digitální komparátor 444 dostává výsledný dvojnásobný řídicí signál MPC ruční korekce špiček a signál špičkové veličiny a vytváří nulovací signál R, když špičková velikost Y__..

Dr j\ “ BPK přesahuje dvojnásobně MPC řídicí signál, to jest pro stav (Y^p /MPC)>2. Vytvoření nulovacího signálu R naznačuje, že se požaduje násobiči koeficient MC = Q. Ani nulovací signál R ani nastavovací signál S se nevytváří pro stav 2> (Y^p^/MPC) 1, pro kterou se vyžaduje hodnota násobícího koeficientu MC mezi 0 až 1.

Obr. 9 znázorňuje příklad provedení paměti 48 digitálního koeficientu, která vytváří násobiči koeficient MC. Osmi dělicí digitální čítač 480 vytváří a ukládá do paměti Číslo, které se stane násobícím koeficientem MC poté, co je přeneseno do digitálního blokovacího registru 482 a tam je uloženo, Přiložení nastavovacího signálu S z digitálního detekrotu 44 hrubého zisku vytváří násobiči koeficient MC « l následujícím způsobem. Nastavovací signál S se přikládá k nastavovacímu vstupu S_r osmidělícího digitálního čítače 480 pro inicialuzaci a držení Čísla zde uloženého na j?ho maximální hodnotě, te jest všechny jeho bity jsou 1. Nastavovací signál S je také přiveden přes druhý obvod 68JS logického součtu k digitálnímu blokovacímu obvodu 482 pro uložení čísla sestávajícího ze samých 1 z osmidělícího digitálního čítače 480 a tím se vytváří násobící koeficient MC - 1,

Přiložení nulovacího signálu R z digitálního detektoru 44 hrubého zisku vytváří násobící koeficient MC = 0 následujícím způsobem. Nulovací signál R se přivede přes první obvod 484 logického součtu na nulovací vstup RI osmidělícího digitálního čítače 480 pro inicealizaci a držení čísla zde uloženého na jeho minimální hodnotě, to jest všechny bity jsou nuly. Nulovací signál R se také přivádí přes druhý obvod 496 logického součtu k digitálnímu obvodu 482 a uloží se číslo sestávajícího ze samých 0 do paměti z osmi dělícího digitálního čítače 480, Čímž se vytváří násobící koeficient MC = 0.

Funkce otevíracího signálu EN, výstupního impulsu UP a ukončovacího přenosového signálu T ve vztahu k paměti 48 digitálního koeficientu jsou popsány níže ve vztahu k digitálnímu detektoru 46 poměru zisku. Tudíž digitální špičkový detektor 42, digitální detektor 44 hrubého zisku a pamět 48 digitálního koeficientu spolupracují při vytváření dvou pevných hodnot násobícího koeficientu MC odpovídajícího dvěma nepřekrývajícím se rozsahům poměru Y_n__T,/MPC.

DťA ——

Obr. 10 znázorňuje příklad provedení digitálního detektoru 46 poměru zisku, který spolupracuje s pamětí 4_8 digitálního koeficientu a vytváří hodnoty násobícího koeficientu MC mezi 0 a 1. Předpokládejme, že je splněna podmínka 2>(Y_BI>K“MPC) >1 a že signál je přiložen na nulovací vstup RI prvního bistabilního klopného obvodu 462, který je tím vynulován a vytváří výstupní signál pro první řídicí spínač 464 a druhý řídicí spínač 466, aby byly ve znázorněných polohách, Potom první řídicí spínač 464 přivádí signál na druhou digitální odčítačku 468 a druhý řídicí spínač 466 přivádí na ní řídicí signál MPC ruční korekce špiček. Digitální druhá odčítačka 468 vytváří rozdílový signál PS velikosti PS = na svém výstupu, který je na ném blokován v odezvu na hodinový signál 4f_sc<

Ί

Poněvadž je splněna podmínka 2> (Y^p^/MPC) >1, je rozdílový signál PS větší než 0 a způsobuje, že výstupní signál je vytvářen čtvrtým digitálním komparátorem 470, to jest je splněna podmínka (Υ_ρΓΚ~ΜΡΟ > 0. Výstupní signál ze čtvrtého digitálního komparátoru 470 se pro otevření třetího součinového obvodu 474 pro propuštění hodinového signálu 4f_sc pro vytvoření výstupního impulsu UP. Výstupní signál ze čtvrtého digitálního komparátoru 470 se přikládá na nastavovacím vstupu SI prvního bistabilního klopného obvodu 462, který je tím nastaven a způsobí, že první řídicí spínač 464 a druhý řídicí spínač 466 přenášejí, takže rozdílový signál PS z výstupu druhé digitální odčítačky 468 je přiložen k jednomu z jeho vstupů a signál úrovně MPC/8 přírůstku je přiveden k jeho druhému vstupu. Úroveň MPC/S přírůstku je úroveň řídicího signálu MPC ruční korekce špiček dělená osmi, přičemž toho dělení se snadno dosáhne posunutím spojení bitů řídicího signálu MPC ruční korekce špiček do bitových poloh úrovně přírůstku MPC/8 majících nižší bitové váhy.

Druhá digitální odčítačka 468 nyní vytváří rozdílový signál PS mající hodnotu PS = /(Y^.r^-MPC) - (MPC/8)/, která pokud je větší než 0, způsobuje, že čtvrtý digitální komparátor DJSr - 470 pokračuje v otevírání třetího součinového obvodu 474 a tím vytváří druhý výstupní impuls UP. Sled odečítání úrovně přírůstku MPC/8 od nejposlednějšího rozdílového signálu PS a vytváření výstupního impulsu UP se opakuje, dokud se nový rozdílový signál PS nestane menším než 0 nebo rovným 0.

Pátý digitální komparátor 472 vytváří výstupní signál, když rozdílový signál PS je menší než 0 nebo roven 0, kterýžto výstupní signál je přiváděn jako ukončovací/přenosový signál T. Ukončovací/přenosový signál T se přikládá pro vynulování prvního bistabilního klopného obvodu 462 a tím se reverzují první řídicí spínač 464 a druhý řídicí spínač 466, takže digitální detektor 46 poměru zisku opakuje sled, který byl právě popsán.

Ukončovací/přenosový signál T se sníží na počátku sledu digitálního detektoru 46 poměru zisku, jen když pátý digitální komparátor 472 nedetekuje, to jest, jen když mají být vytvářeny mezilehlé hodnoty násobícího koeficientu MC. Poznamenává se, že nastavovací signál S je nízký tak, aby otevřel druhý součinový obvod 460. Snižující se ukončovací přenosový signál T se přivádí v invetovaném smyslu a nastavuje nastavovací vstup SI druhého bistabilního klopného obvodu 476, který se tím nastaví pro vytvoření výstupního signálu pro nastavení koincidence na druhém součinovém obvodu ktexý vytváří otevírací signál

EN. Hodinový signál. 4ť se přikládá pro vynulování nulovacího vstupu RI druhého bistabilního klopného obv .u 4/6, který je tím vynulován a ukončí otevírací signál EN, který je proto v tomto ťjk-ouk ; ko vysokým signálem. Jak je popsáno níže, otevírací signál EN vynuluje , -i ikt dig.L fálnxho koeficientu v přípravě pro čítávání hodnoty násobícího koeficientu

Paměf. digitálního koeficientu na obr. 9 vytváří násobící koeficient MC v odezvu ι-i činnost digitálního detektoru 46 zisku následujícím způsobem. Okamžitý otevírací signál EN se přiloží přes první obvod 484 logického součtu a vynuluje nulovací vstup

RI a vynuluj-o onmi dělicí digitální čítač 480 na počáteční číslo sestávající ze samých nul. Poté vý +iipfii impulsy UP z digitálního detektoru 46 poměru zisku se přivedou na hodinový vstup Ck osmidělicího digitálního čítače 480 a zvětší v něm uložené číslo o jedno číslo pro ka?^dý výskyt výstupního impulsu, čímž se načítá požadovaná hodnota násobícího koefio.í.eru u uk =.

Ukončovací/přenosový signál T vytvořený digitálním detektorem 46 poměru zisku při ukončení jeho sledu srovnávání se přivede přes druhý obvod 496 logického součtu za účelem přenosu a uložení čísla uloženého v osmidělícím digitálním čítači 480 do digitálního blokovacího registru 482 jako násobiči koeficient MC. Tudíž digitální špičkový detektor 42, digitální detektor 44 hrubého zisku, digitální detektor 46 poměru zisku a paměř 43 digitálního koeficientu spolupracují při vytváření mezilehlých hodnot násobícího koeficientu MC c souladu s mezilehlým rozsahem hodnot poměru Y /MPC,

J*sou uvažovány i různé modifikace vynálezu, spadající do rozsahu definice předmětu vynálezu. Například může být požadováno uspořádání zajištující snížení korekce špaček širokopásmových digitálních signálů Y . Snížení korekce špiček se vztahuje na situaci, kdy některé ze skupiny křivek jasových signálů Y_p s korekcí špiček na obr. 2 jsou pod křivkou širokopásmového digitálního jasového signálu V,,. U uspořádání podle obr. 1 se snižování korekce špiček dosahuje zápornými hodnotami násobícího koeficientu MC, vytvořenými řídicím obvodem 40 pro určité hodnoty řídicího signálu PMC ruční korekce špiček. Pro tento účel je digitální čítač 480 na obr. 9 obousměrný čítač otevřený pro zpětné čítání pro určité hodnoty násobícího koeficientu MC. Snížení korekce špiček je také zajištěno když uspořádání na obr. 1 je upraveno tak, že nedigitální zpoždovací obvod^22 se přikládají dolní propustí filtrované digitální jasové signály Y_L namísto širokopásmových dígitáLních jasových signálů Y^, přičemž v tomto případě se požadují pouze kladné hodnoty násobícího koeficientu MC obsahující hodnoty větší než 1. Alternativně digitální násobič 30 může obsahovat vážení pro umožnění násobení činiteli většími než 1, tak jako při posuvné operaci směrem nahoru pro zajištění činitelů ₂N, KDE N je počet posuvů směrem nahoru.

Navíc digitální jasové signály Υ_β<2 s potlačeným nízkokoamplitudovým šumem mohou být přikládány na řídicí obvod 40 místo pásmovou propustí filtrovaných digitálních jasových signálů Υ_β. Ještě dále jiná čísla mezilehlých hodnot násobícího koeficientu MC, než je osm hodnot násobícího koeficientu MC, než je osm hodnot výše popsaných mohou být vytvářena provedeními podle obr. 9 a 10 prostě výměnou osmi dělícího digitálního čítače 4 80 za čítač dělící N a odpovídající záměnou vstupní úrovně přírůstku MPC/8 u druhého řídicího spínače 466 za hodnotu úrovně přírůstku MPC/N. Jako jiný příklad provedení může být digitální filtr 12 hornopropustní digitální filtr vytvářející pásmové filtrované digitální jasové signály Υ_β, poněvadž širokopásmové digitální jasové signály Y_w obsahují kmitočtové složky uvnitř omezeného rozsahu kmitočtů.

Ještě dále obvod 20 pro potlačení nízkoamplitudového šumu digitálních signálů může být eliminován, poněvadž jeho funkce není nezbytná pro operaci korekce špiček signálů.

Navíc časové zpoždění prováděné digitálním zpožďovacím obvodem 22 může být zajištěno posuvným registrem 14 v rámci digitálního filtru 12 použitím signálů vytvářených na jeho odbočce a majícím vhodně dlouhé zpožděné digitální jasové signály Y .

Claims (4)

1. PŘEDMĚT VYNÁLEZU

   1. Zapojení pro zpracování digitálního signálu, vyznačující se tím, že výstup vstupního prvního digitálního součtového obvodu (10) je připojen jednak přes digitální zpoždovací obvod (22) k prvnímu vstupu výstupního třetího digitálního součtového obvodu (24), jednak k digitálnímu filtru (12), sestávajícímu z posuvného registru (14), připojeného přes váhové obvody (Wl, W3, W3) a druhý digitální součtový obvod (16) k první digitální odčítačce (18), přičemž výstup-digitálního filtru (12) je přes digitální násobič (30) připojen k druhému vstupu třetího součtového obvodu (24), zatímco mezi výstupem digitálního filtru (12) a druhým vstupem digitálního násobiče (30) je zapojen řídicí obvod (40).
2. 2. Zapojeni podle bodu 1, vyznačující se tím, že řídicí obvod (40) obsahuje digitální detektor (44) hrubého zisku, připojený k digitálnímu špičkovému detektoru (42), přičemž nastavovací výstup digitálního detektoru (44) hrubého zisku je připojen jednak k digitálnímu detektoru (46) poměru zisku a jednak k paměti (48) digitálního koeficientu s osmi dělícím digitálním čítačem (480).
3. 3. Zapojení podle bodu 2, vyznačující se tím, že digitální detektor (44) hrubého zisku je tvořen prvním digitálním komparátorem (440) a druhým digitálním komparátorem (444) .
4. 4. Zapojení podle bodu 1, vyznačující se tím, ze mezi digitálním filtrem (12) a digitálním násobičem (30) je zapojen obvod (20) pro potlačení nízkoamplitudových šumů digitálních signálů.