CS252192B1 - Zapojení pro stabilizaci zisku zesilovačů B třídy - Google Patents

Abstract

Zapojení se týká stabilizace zisku výkonového vysokofrekvenčního zesilovače B třídy řízením bázového předpětí, které je vytvořeno jednak obvody pro stabilizaci pomalých teplotních změn přenášených na povrch pouzdra jednak obvody pro stabilizaci rychlých teplotních změn, které vyhodnocují stejnosměrnou složku bázového proudu. Řešení spadá do oboru lékařské elektroniky, neboť je použit v zařízení pro aplikovanou termoterapii v onkologii.

Description

(54) Zapojení pro stabilizaci zisku zesilovačů B třídy

I

Zapojení se týká stabilizace zisku výkonového vysokofrekvenčního zesilovače B třídy řízením bázového předpětí, které je vytvořeno jednak obvody pro stabilizaci pomalých teplotních změn přenášených na povrch pouzdra jednak obvody pro stabilizaci rychlých teplotních změn, které vyhodnocují stejnosměrnou složku bázového proudu. Řešení spadá do oboru lékařské elektroniky, neboť je použit v zařízení pro aplikovanou termoterapii v onkologii.

Vynález se týká zapojení pro stabilizaci zisku výkonového vysokofrekvenčního zesilovače B třídy řízením bázového- předpětí, které je vytvořeno zapojením pro stabilizaci pomalých teplotních změn, které se přenášejí na povrch pouzdra a zapojením pro stabilizaci rychlých změn, které vyhodnocuje stejnosměrnou složku bázového proudu.

Stabilizace pracovního bodu vysokofrekvenčního zesilovače výkonu třídy B nebo AB je uskutečňována řízením zdroje-bázového předpětí teplotou pouzdra. Tento zdroj je obvykle realizován pomocí diody, jejíž pouzdro je tepelně spojeno s pouzdrem stabilizovaného tranzistoru.

Materiál přechodu diody je volen týž jako materiál přechodů tranzistoru, aby bylo dosaženo téže teplotní závislosti otvíracího napěhí přechodu diody i přechodu báze — emitor tranzistoru. Napětí na diodě vytvořené proudem zdroje je tepelně závislé. Toto napětí napájí rezistorový dělič a z něho je napájena báze vysokofrekvenčního tranzistoru. Nedostatek tohoto řešení spočívá v tom, že není schopno zabezpečit teplotní nezávislost celku.

Příčiny jsou trojího druhu:

aj teplota pouzdra tranzistoru je nižší přibližně poloviční než teplota přechodu uvnitř pouzdra v důsledku tepelného toku do chladiče. Přechod tranzistoru je na vyšší teplotě než přechod diody. Rozdílnost teplotních stavů nedovoluje v uvedeném zapojení dokompenzovat teplotní závislost otvíracího napětí báze — emitor tranzistoru.

b) teplota pouzdra nestačí sledovat rychlé teplotní změny přechodu báze —- emitor tranzistoru (dochází k jejich časové integraci) v případě amplitudových kmitů signálu. Tak dochází k změnám otvíracího napětí přechodu báze — emitor tranzistoru, které není sledováno změnami napětí zdroje bázového předpětí. Tím dochází k časově závislým změnám úhlu otevření, a tím ke změnám impedancí, zisiku, zkreslení modulační obálky.

c) stabilizace a řízení je dosaženo paralelním prvkem, z čehož plyne větší energetický nárok než při řízení a stabilizaci sériovým prvkem.

Shora uvedené nevýhody jsou odstraněny zapojením pro stabilizaci zisku zesilovačů B třídy, jehož podstatou je, že zapojení pro stabilizaci zisku výkonového vysokofrekvenčního zesilovače, vyznačené tím, že báze vysokofrekvenčních výkonových tranzistorů v zapojení se společným emitorem jsou připojeny na druhou svorku sériových teplotních stabilizátorů napětí, které jsou tvořeny dvěma tranzistory a diodou, jejíž anoda je spojena s emitorem druhého tranzistoru, zatím co její katoda je uzemněna na třetí svorku, přičemž mezi bází druhého tranzistoru a první svorku je zapojen druhý rezistor, kdežto rezistor je zapojen mezi tuto bázi a druhou svorku, ke které je emitorem připojen třetí tranzistor, který kolektorem je připojen k první svorce a bází ke kolektoru druhého tranzistoru, který je přes třetí rezistor připojen k první svorce, ke které je připojen výstup kompenzátoru záporným koncem uzemněný na zemnicí svorku.

Vyšší účinek zapojení podle vynálezu proti dosud používaným zapojením spočívá v tom, že je dosaženo úplné a okamžité kompenzace teplotní závislosti otvíracího napětí, neboť jsou sledovány i rychlé teplotní změny uvnitř chipu kompenzovaného tranzistoru. Při stejném počtu vysokofrekvenčních výkonových tranzistorů ve stupni je možno z důvodů zlepšení řady parametrů konstruovat zesilovače s výkonovým využitím o cca 3 db větším než v zapojení původním. Energetický nárok zapojení podle vynálezu je proti dosavadnímu uspořádání nižší. Zavřením vstupního přechodu vysokofrekvenčního tranzistoru lze docílit rychlejšího zablokování.

Zapojení pro stabilizaci zisku výkonového vysokofrekvenčního zesilovače podle vynálezu bude dále popsáno se zřetelem k připojeným vyobrazením, kde na obr. 1 je celkové schéma a na obr. 2 schéma jednoho- teplotního stabilizátoru.

Zapojení podle vynálezu je tvořeno výVxl až Vxn v zapojení se společným emikonovýml vysokofrekvenčními tranzistory torem, jejichž báze jsou připojeny na druhé svorky 2 teplotních stabilizátorů Al až An. Každý z teplotních stabilizátorů Ak obsahuje diodu VI, která může být nahrazena tranzistorem v diodovém zapojení, a druhým tranzistorem V2, jejichž pouzdra jsou teplotně spojena s pouzdrem příslušného vysokofrekvenčního tranzistoru Vxk. Báze výkonových vysokofrekvenčních tranzistorů Vx v zapojení se společným emitorem jsou připojeny na druhou svorku 2 teplotních stabilizátorů A. Anoda diody VI každého teplotního stabilizátoru je spojena s emitorem druhého tranzistoru V2. Katoda diody VI je uzemněna na třetí svorku 3. Druhý rezistor R2 je zapojen mezi bázi druhého tranzistoru V2 a první svorku 1. První svorky 1 všech teplotních stabilizátorů jsou propojeny. První rezistor VI je zapojen mezi druhou svorku 2 a bázi druhého tranzistoru V2. Kolektor třetího tranzistoru V3 je připojen k první svorce 1, zatím co emitor je připojen k druhé svorce 2 a báze ke kolektoru druhého tranzistoru V2. Třetí rezistor R3 je připojen mezi první svorku 1 a kolektor druhého tranzistoru V2. Všechny tranzistory jsou typu NPN.

Zdroj konstantního napětí Ureí je záporným pólem uzemněn na zemnící svorku 3 a kladným pólem připojen na neinvertující vstup operačního zesilovače V10 přes jedenáctý rezistor Rll. Neinvertující vstup je připojen přes dvanáctý rezistor R12 k výstupu operačního zesilovače VID, který je přes desátý rezistor R10 připojen na výstup kompenzátoru B. Neinvertující vstup je přes dvanáctý kondenzátor C12 připojen k zemi. Invertující vstup je přes třináctý rezistor R13 v sérii s patnáctým rezistorem R15 připojen k zemi. Výstup 1 kompenzátoru B je připojen přes čtrnáctý rezistor R14 mezi třináctý a patnáctý rezistor R13, R15, kam je připojen rovněž výstup operačního zesilovače V10 přes jedenáctý kondenzátor Cil.

Paralelně k dvanáctému' kondenzátoru C12 je možno připojovat sériové kombinace rezistorů R121 až R12k a kondenzátoru C121 až C12k, které vytvářejí integrační články. Podobně lze vytvářet derivační články řazením rezistorů Rlll až Rllni do série s kondenzátory Clil až Clím, které jsou zapojeny mezi dvanáctý a desátý rezistor R12, R10 a třináctý a čtrnáctý rezistor R13, R14.

Sestava součástí operačního zesilovače V10, zdroje konstantního napětí Ureí, jedenáctého, čtrnáctého a patnáctého rezistoru Rll, R13, R14, R15 na obr. 1 představuje obvyklé zapojení stabilizátoru napětí v idealizovaném případě s nulovým vnitřním odporem. Změnu charakteru tohoto stabilizátoru na zdroj napětí se záporným vnitřním odporem je docílen zařazením desátého a dvanáctého rezistoru R10, R12. Dvanáctý rezistor R12 vytváří kladnou vazbu, která přenáší změny napětí vzniklé na desátém rezistoru R10 v důsledku proudových změn způsobených kolísáním vnější zátěže.

Velmi rychlé účinky kladné zpětné vazby jsou potlačovány kapacitním působením jedenáctého a dvanáctého kondenzátoru Cil, C12. Integrační článek obsahující dvanáctý kondenzátor C12, jedenáctý a dvanáctý rezistor Rll, R12 vytváří jednu časovou konstantu. Derivační článek obsahující jedenáctý kondenzátor Cil, třináctý a patnáctý rezistor R13, R15 má podobný účinek na výstupní napětí v důsledku přenosu přes invertující vstup operačního zesilovače V10. Hodnotami jednotlivých prvků v těchto článcích je určována časová odezva na impulzní zatížení uvedeného zdroje. Integrační články obsahující prvý dvanáctý kondenzátor C121, prvý dvanáctý rezistor R121 až k-tý dvanáctý kondenzátor C12k, k-tý dvanáctý rezistor R12k, a derivační články, prvý jedenáctý kondenzátor Clil, prvý jedenáctý rezistor Rlll až m-tý jedenáctý kondenzátor Clím, m-tý jedenáctý rezistor Rllm mají podobný význam. Hodnotami jejich prvků může být jemněji modelována Časová odezva na impulzní zatížení vzhledem k typovým vlastnostem užitých vysokofrekvenčních tranzistorů.

Zapojení teplotního stabilizátoru podle vynálezu znázorněné na obr. 2 pracuje jako sériový teplotní stabilizátor napětí s výstupem na druhé svorce 2, který je teplotně řízen tepelnou závislostí na přechodu báze — emitor druhého tranzistoru V2 a diody VI a napěťově řízený z první svorky 1.

Řídící teplotní veličinou je teplota pouzdra vysokofrekvenčního tranzistoru Vx, s nímž jsou teplotně spojena pouzdra diody a druhého tranzistoru VI, V2. Podíl rozdílu napětí mezi první a druhou svorkou 1, 2, vytvořený prvním a druhým rezistorem Rl, R2 řídí bázový proud druhého tranzistoru V2. Zesílený inverzní obraz změn tohoto rozdílu v kolektoru druhého tranzistoru V2 ovládá bázový proud emitorového sledová če V3. Změny napětí na druhé svorce 2 vyvolané změnami proudu báze vysokofrekvenčního tranzistoru Vx, které jsou způsobeny změnami vysokofrekvenčního buzení, jsou potlačeny záporným zpětnovazebním účinkem. Tento účinek je dosažen pomocí odporového děliče z prvního a druhého tranzistoru Rl, R2 a inverzním přenosem napětí přes druhý tranzistor V2.

Obraz změny napětí na první svorce 1, přičemž jako referenční napětí je uvažován součet otvíracích napětí diody VI a přechodu báze emitor druhého tranzistoru V2, je v pracovní oblasti přenesen inverzně na druhou svorku 2. V důsledku zisku druhého tranzistoru V2 je ovlivněno napětí v uzlu kolektoru druhého tranzistoru, třetího rezistoru R3 a báze emitorového sledovače V3 více kolektorovým proudem druhého tranzistoru V2 než přímými účinky napěťových změn na první svorce 1.

Zapojením podle vynálezu jsou v prvé řadě kompenzovány pomalé teplotní změny otvíracího napětí přechodu báze — emitor vysokofrekvenčního tranzistoru. Je to způsobeno tím, že teplota pouzdra, která je obvykle poloviční než teplota jeho přechodu (teplotní spád na ch’adič) řídí dva teplotně závislé přechody diody VI a druhého tranzistoru V2, jejichž teplotní závislosti se sčítají. Docílí se tím dvojnásobku hodnoty teplotní závislosti výstupního napětí pro bázi vysokofrekvenčního tranzistoru a následkem toho je dosaženo kompenzace. Protože tepelný přenos přes pouzdra tranzistorů je pomalý a hmota prvků přenášejících teplo integruje v čase rychlé teplotní děje na přechodu báze — emitor vysokofrekvenčního tranzistoru, kompenzuje zapojení podle vynálezu jen výsledné pomalé změny.

Odezva na skokový vzrůst vysokofrekvenčního budicího výkonu v zapojení podle vynálezu je charakterizována následujícími třemi průběhy. V nejkratším časovém odstupu od čela skoku hmota přechodu báze — emitor vysokofrekvenčních tranzistorů absorbuje vyvinuté teplo a nedochází ještě ke změně teploty přechodu ani pouzdra. Následuje jen skokový vzrůst stejnosměrného proudu do bází vysokofrekvenčních tranzistorů a následkem toho ke skokovému vzrůstu výstupního proudu kompenzátoru Β. K napěťovým změnám na výstupu kompenzátoru nedojde, neboť jeho reakce je zpožděna nastavenými integračními a derivačními obvody.

Ve středním časovém odstupu teplota přechodů báze — emitor vysokofrekvenčních tranzistorů vzrůstá, snižuje se otvírací napětí přechodu a zvětšuje se úhel otevření a tím též stejnosměrný proud. Teplota pouzder zůstává nezměněna. Časová závislost napětí kompenzátoru B je volena tak, že nastává vzrůst napětí na jeho svorkách. Inverzní přenos teplotních stabilizátorů sníží své výstupní napětí na mez odpovídající této dané teplotě přechodu.

Ve větším časovém odstupu teplota pouzder vysokofrekvenčních tranzistorů vzrůstá a teplota přechodů také. Časová závislost napětí vytvořená integračními a derivačními články již odezněla a napětí kompenzátorů je konstantní. Výstupní napětí teplotních stabilizátorů An je řízeno pouze teplotou pouzder vysokofrekvenčních tranzistorů již popsaným mechanismem.

Claims (4)

1. PREDMET

   1. Zapojení pro stabilizaci zisku zesilovačů B třídy, vyznačené tím, že báze vysokofrekvenčních výkonových tranzistorů (Vxl až Vxn) v zapojení se společným emitorem jsou připojeny na druhou svorku (2) sériových teplotních stabilizátorů (Al až An) napětí, které jsou tvořeny dvěma tranzistory (V2, V3) a diodou (VI), jejíž anoda je spojena s emitorem druhého tranzistoru (V2), zatím co její katoda je uzemněna na třetí svorku (3), přičemž mezi bázi druhého tranzistoru (V2) a první svorku (1) je zapojen druhý rezistor (R2), kdežto rezistor (Rl) je zapojen mezi tuto bázi a druhou svorku (2), ke které je emitorem připojen třetí tranzistor (V3), který kolektorem je připojen k první svorce (1) a bází ke kolektoru druhého tranzistoru (V2), který je přes třetí rezistor (R3) připojen k první svorce (1), ke které je připojen vstup kompenzátoru (B) uzemněný záporným koncem na zemnicí svorku (3).
2. 2. Zapojení podle bodu 1, vyznačené tím, že kompenzátor (B) je tvořen operačním zesilovačem (V10), jehož výstup je připojen jednak přes desátý rezistor (R10) k první vynalezu svorce (1) jednak přes dvanáctý rezistor (R12) k neinvertujícímu vstupu, který je přes dvanáctý kondenzátor (C12) uzemněn a pres jedenáctý rezistor (RH) spojen a kladným pólem zdroje (Ureí) konstantního napětí, jehož záporný pól je uzemněn na zemnící svorku (3), ke které je připojen výstup operačního zesilovače (V10) přes sériovou kombinaci jedenáctého kondenzátoru (Cil) a patnáctého rezistoru (R15), mezi které je jednak připojen přes třináctý rezistor (R13) invertující vstup jednak přes čtrnáctý rezistor (R14) výstupní svorka (1).
3. 3. Zapojení podle bodu 2, vyznačené tím, že mezi neinvertující vstup operačního zesilovače (V10) a zemnící svorku (3) jsou zapojeny sériové kombinace rezistorů (R121 až R12k) s integrujícími kondenzátory (C121 až C12k).
4. 4. Zapojení podle bodu 2 vyznačené tím, že mezi desátý a dvanáctý rezistor (R10, R12) jsou zapojeny jedním koncem rezistory (Rlll až Rlln) v sérii s derivujícími kondenzátory (Clil až Cllk), jejichž druhé konce jsou připojeny mezi třináctý a čtrnáctý rezistor (R13, R14).