CS252192B1

CS252192B1 - B-class amplifiers' gain stabilization connection

Info

Publication number: CS252192B1
Application number: CS85478A
Authority: CS
Inventors: Martin Borovicka
Original assignee: Martin Borovicka
Priority date: 1985-01-24
Filing date: 1985-01-24
Publication date: 1987-08-13
Also published as: CS47885A1

Abstract

Zapojení se týká stabilizace zisku výkonového vysokofrekvenčního zesilovače B třídy řízením bázového předpětí, které je vytvořeno jednak obvody pro stabilizaci pomalých teplotních změn přenášených na povrch pouzdra jednak obvody pro stabilizaci rychlých teplotních změn, které vyhodnocují stejnosměrnou složku bázového proudu. Řešení spadá do oboru lékařské elektroniky, neboť je použit v zařízení pro aplikovanou termoterapii v onkologii.The connection concerns the stabilization of the power gain high frequency amplifier B class by controlling the base bias that is created by circuits for stabilization of slow ones temperature changes transmitted to the surface of the housing on both circuits for stabilization rapid temperature changes they evaluate a DC component of the base current. The solution is in the field of medical electronics, because it is used in the device for applied thermotherapy in oncology.

Description

(54) Zapojení pro stabilizaci zisku zesilovačů B třídy(54) Connections to stabilize the gain of Class B amplifiers

IAND

Zapojení se týká stabilizace zisku výkonového vysokofrekvenčního zesilovače B třídy řízením bázového předpětí, které je vytvořeno jednak obvody pro stabilizaci pomalých teplotních změn přenášených na povrch pouzdra jednak obvody pro stabilizaci rychlých teplotních změn, které vyhodnocují stejnosměrnou složku bázového proudu. Řešení spadá do oboru lékařské elektroniky, neboť je použit v zařízení pro aplikovanou termoterapii v onkologii.The invention relates to the stabilization of gain of a high-frequency power amplifier of the class B by controlling the bias voltage, which is formed both by the circuits for stabilizing the slow temperature changes transmitted to the housing surface and by the circuits for stabilizing the fast temperature changes which evaluate the DC component of the base current. The solution falls into the field of medical electronics as it is used in an oncology applied thermotherapy device.

Vynález se týká zapojení pro stabilizaci zisku výkonového vysokofrekvenčního zesilovače B třídy řízením bázového- předpětí, které je vytvořeno zapojením pro stabilizaci pomalých teplotních změn, které se přenášejí na povrch pouzdra a zapojením pro stabilizaci rychlých změn, které vyhodnocuje stejnosměrnou složku bázového proudu.BACKGROUND OF THE INVENTION The present invention relates to a base-bias control circuit for stabilizing gain of a high-frequency power amplifier B of the class, which is formed by a circuit for stabilizing slow temperature changes transmitted to the housing surface and a circuit for stabilizing rapid changes.

Stabilizace pracovního bodu vysokofrekvenčního zesilovače výkonu třídy B nebo AB je uskutečňována řízením zdroje-bázového předpětí teplotou pouzdra. Tento zdroj je obvykle realizován pomocí diody, jejíž pouzdro je tepelně spojeno s pouzdrem stabilizovaného tranzistoru.The operating point stabilization of the Class B or AB RF power amplifier is accomplished by controlling the source-base biasing temperature of the housing. This source is usually realized by means of a diode whose housing is thermally connected to the housing of the stabilized transistor.

Materiál přechodu diody je volen týž jako materiál přechodů tranzistoru, aby bylo dosaženo téže teplotní závislosti otvíracího napěhí přechodu diody i přechodu báze — emitor tranzistoru. Napětí na diodě vytvořené proudem zdroje je tepelně závislé. Toto napětí napájí rezistorový dělič a z něho je napájena báze vysokofrekvenčního tranzistoru. Nedostatek tohoto řešení spočívá v tom, že není schopno zabezpečit teplotní nezávislost celku.The diode transition material is chosen as the transistor transition material to achieve the same temperature dependence of the opening voltage of the diode transition and the base-emitter transistor. The diode voltage generated by the current of the power supply is thermally dependent. This voltage supplies the resistor divider and the base of the high-frequency transistor. The drawback of this solution is that it is not able to ensure the temperature independence of the whole.

Příčiny jsou trojího druhu:There are three reasons for this:

aj teplota pouzdra tranzistoru je nižší přibližně poloviční než teplota přechodu uvnitř pouzdra v důsledku tepelného toku do chladiče. Přechod tranzistoru je na vyšší teplotě než přechod diody. Rozdílnost teplotních stavů nedovoluje v uvedeném zapojení dokompenzovat teplotní závislost otvíracího napětí báze — emitor tranzistoru.also, the temperature of the transistor casing is less than half that of the transition inside the casing due to heat flow to the cooler. The transistor transition is at a higher temperature than the diode transition. The difference in temperature states in this connection does not allow to compensate the temperature dependence of the opening voltage of the base - emitter of the transistor.

b) teplota pouzdra nestačí sledovat rychlé teplotní změny přechodu báze —- emitor tranzistoru (dochází k jejich časové integraci) v případě amplitudových kmitů signálu. Tak dochází k změnám otvíracího napětí přechodu báze — emitor tranzistoru, které není sledováno změnami napětí zdroje bázového předpětí. Tím dochází k časově závislým změnám úhlu otevření, a tím ke změnám impedancí, zisiku, zkreslení modulační obálky.b) the temperature of the case is not sufficient to observe rapid temperature changes of the base transition - the emitter of the transistor (their time integration) in the case of signal amplitude oscillations. Thus, the opening voltage of the base-emitter transistor changes, which is not monitored by changes in the voltage of the base bias source. This results in time-dependent changes in the opening angle and thus changes in impedance, gain, and modulation envelope distortion.

c) stabilizace a řízení je dosaženo paralelním prvkem, z čehož plyne větší energetický nárok než při řízení a stabilizaci sériovým prvkem.(c) the stabilization and control is achieved by a parallel element, which implies a greater energy requirement than for the control and stabilization by a serial element.

Shora uvedené nevýhody jsou odstraněny zapojením pro stabilizaci zisku zesilovačů B třídy, jehož podstatou je, že zapojení pro stabilizaci zisku výkonového vysokofrekvenčního zesilovače, vyznačené tím, že báze vysokofrekvenčních výkonových tranzistorů v zapojení se společným emitorem jsou připojeny na druhou svorku sériových teplotních stabilizátorů napětí, které jsou tvořeny dvěma tranzistory a diodou, jejíž anoda je spojena s emitorem druhého tranzistoru, zatím co její katoda je uzemněna na třetí svorku, přičemž mezi bází druhého tranzistoru a první svorku je zapojen druhý rezistor, kdežto rezistor je zapojen mezi tuto bázi a druhou svorku, ke které je emitorem připojen třetí tranzistor, který kolektorem je připojen k první svorce a bází ke kolektoru druhého tranzistoru, který je přes třetí rezistor připojen k první svorce, ke které je připojen výstup kompenzátoru záporným koncem uzemněný na zemnicí svorku.The above disadvantages are overcome by the gain stabilization circuit of class B amplifiers, which is characterized in that the gain stabilization circuit of the high-frequency power amplifier, characterized in that the bases of the high-frequency power transistors in common emitter connection are connected to the second terminal of the series consists of two transistors and a diode whose anode is connected to the emitter of the second transistor while its cathode is grounded to the third terminal, with a second resistor connected between the base of the second transistor and the first terminal, while a resistor connected between this base and the second terminal; to which the third transistor is connected by the emitter, which is connected to the first terminal by the collector and to the collector of the second transistor, which is connected via the third resistor to the first terminal, to which the negative end compensated orku.

Vyšší účinek zapojení podle vynálezu proti dosud používaným zapojením spočívá v tom, že je dosaženo úplné a okamžité kompenzace teplotní závislosti otvíracího napětí, neboť jsou sledovány i rychlé teplotní změny uvnitř chipu kompenzovaného tranzistoru. Při stejném počtu vysokofrekvenčních výkonových tranzistorů ve stupni je možno z důvodů zlepšení řady parametrů konstruovat zesilovače s výkonovým využitím o cca 3 db větším než v zapojení původním. Energetický nárok zapojení podle vynálezu je proti dosavadnímu uspořádání nižší. Zavřením vstupního přechodu vysokofrekvenčního tranzistoru lze docílit rychlejšího zablokování.The higher effect of the circuit according to the invention over the circuit used so far is that complete and instantaneous compensation of the temperature dependence of the opening voltage is achieved, since rapid temperature changes inside the compensated transistor chip are also monitored. With the same number of high-frequency power transistors in the stage, amplifiers can be constructed with power utilization about 3 db higher than in the original circuit for reasons of improving a number of parameters. The energy requirement of the circuit according to the invention is lower than the prior art arrangement. Closing the input transistor of the high-frequency transistor can achieve faster blocking.

Zapojení pro stabilizaci zisku výkonového vysokofrekvenčního zesilovače podle vynálezu bude dále popsáno se zřetelem k připojeným vyobrazením, kde na obr. 1 je celkové schéma a na obr. 2 schéma jednoho- teplotního stabilizátoru.The circuitry for stabilizing the gain of the power amplifier of the present invention will be further described with reference to the accompanying drawings, in which Fig. 1 is an overall diagram and Fig. 2 is a diagram of a single-temperature stabilizer.

Zapojení podle vynálezu je tvořeno výVxl až Vxn v zapojení se společným emikonovýml vysokofrekvenčními tranzistory torem, jejichž báze jsou připojeny na druhé svorky 2 teplotních stabilizátorů Al až An. Každý z teplotních stabilizátorů Ak obsahuje diodu VI, která může být nahrazena tranzistorem v diodovém zapojení, a druhým tranzistorem V2, jejichž pouzdra jsou teplotně spojena s pouzdrem příslušného vysokofrekvenčního tranzistoru Vxk. Báze výkonových vysokofrekvenčních tranzistorů Vx v zapojení se společným emitorem jsou připojeny na druhou svorku 2 teplotních stabilizátorů A. Anoda diody VI každého teplotního stabilizátoru je spojena s emitorem druhého tranzistoru V2. Katoda diody VI je uzemněna na třetí svorku 3. Druhý rezistor R2 je zapojen mezi bázi druhého tranzistoru V2 a první svorku 1. První svorky 1 všech teplotních stabilizátorů jsou propojeny. První rezistor VI je zapojen mezi druhou svorku 2 a bázi druhého tranzistoru V2. Kolektor třetího tranzistoru V3 je připojen k první svorce 1, zatím co emitor je připojen k druhé svorce 2 a báze ke kolektoru druhého tranzistoru V2. Třetí rezistor R3 je připojen mezi první svorku 1 a kolektor druhého tranzistoru V2. Všechny tranzistory jsou typu NPN.The circuitry according to the invention is formed by a range of V1 to Vxn in connection with common emicon high-frequency transistors whose bases are connected to the second terminals 2 of the temperature stabilizers A1 to An. Each of the temperature stabilizers Ak comprises a diode VI, which can be replaced by a diode transistor, and a second transistor V2, whose housings are thermally coupled to the housing of the respective RF transistor Vxk. The bases of the high-frequency transistors Vx in common emitter connection are connected to the second terminal 2 of the thermal stabilizers A. The anode diode VI of each thermal stabilizer is connected to the emitter of the second transistor V2. The cathode of the diode VI is grounded to the third terminal 3. The second resistor R2 is connected between the base of the second transistor V2 and the first terminal 1. The first terminals 1 of all temperature stabilizers are connected. The first resistor V1 is connected between the second terminal 2 and the base of the second transistor V2. The collector of the third transistor V3 is connected to the first terminal 1, while the emitter is connected to the second terminal 2 and the base to the collector of the second transistor V2. A third resistor R3 is connected between the first terminal 1 and the collector of the second transistor V2. All transistors are of the NPN type.

Zdroj konstantního napětí Ureí je záporným pólem uzemněn na zemnící svorku 3 a kladným pólem připojen na neinvertující vstup operačního zesilovače V10 přes jedenáctý rezistor Rll. Neinvertující vstup je připojen přes dvanáctý rezistor R12 k výstupu operačního zesilovače VID, který je přes desátý rezistor R10 připojen na výstup kompenzátoru B. Neinvertující vstup je přes dvanáctý kondenzátor C12 připojen k zemi. Invertující vstup je přes třináctý rezistor R13 v sérii s patnáctým rezistorem R15 připojen k zemi. Výstup 1 kompenzátoru B je připojen přes čtrnáctý rezistor R14 mezi třináctý a patnáctý rezistor R13, R15, kam je připojen rovněž výstup operačního zesilovače V10 přes jedenáctý kondenzátor Cil.The constant voltage source Ure1 is grounded with the negative pole to ground terminal 3 and connected to the non-inverting input of the operational amplifier V10 via the eleventh resistor R1, with the positive pole. The non-inverting input is connected through the twelfth resistor R12 to the output of the operational amplifier VID, which is connected to the output of compensator B via the tenth resistor R10. The non-inverting input is connected to the ground through the twelfth capacitor C12. The inverting input is connected to ground through the 13th resistor R13 in series with the 15th resistor R15. The output 1 of compensator B is connected via the 14th resistor R14 between the 13th and 15th resistors R13, R15, where the output of the operational amplifier V10 is also connected via the 11th capacitor C11.

Paralelně k dvanáctému' kondenzátoru C12 je možno připojovat sériové kombinace rezistorů R121 až R12k a kondenzátoru C121 až C12k, které vytvářejí integrační články. Podobně lze vytvářet derivační články řazením rezistorů Rlll až Rllni do série s kondenzátory Clil až Clím, které jsou zapojeny mezi dvanáctý a desátý rezistor R12, R10 a třináctý a čtrnáctý rezistor R13, R14.In parallel to the twelfth capacitor C12 it is possible to connect series combinations of resistors R121 to R12k and capacitor C121 to C12k, which form integration cells. Similarly, derivative cells can be formed by sequencing resistors R11 to R111 in series with capacitors C111 to C111 that are connected between the twelfth and tenth resistors R12, R10 and the thirteenth and fourteenth resistors R13, R14.

Sestava součástí operačního zesilovače V10, zdroje konstantního napětí Ureí, jedenáctého, čtrnáctého a patnáctého rezistoru Rll, R13, R14, R15 na obr. 1 představuje obvyklé zapojení stabilizátoru napětí v idealizovaném případě s nulovým vnitřním odporem. Změnu charakteru tohoto stabilizátoru na zdroj napětí se záporným vnitřním odporem je docílen zařazením desátého a dvanáctého rezistoru R10, R12. Dvanáctý rezistor R12 vytváří kladnou vazbu, která přenáší změny napětí vzniklé na desátém rezistoru R10 v důsledku proudových změn způsobených kolísáním vnější zátěže.The assembly of the components of the operational amplifier V10, the constant voltage source Urea, the eleventh, fourteenth, and fifteenth resistors R11, R13, R14, R15 in Fig. 1 represents the usual connection of the voltage stabilizer ideally with zero internal resistance. Changing the character of this stabilizer to a voltage source with a negative internal resistance is achieved by the inclusion of the tenth and twelfth resistors R10, R12. The twelfth resistor R12 forms a positive coupling that transmits the voltage variations occurring at the tenth resistor R10 due to current changes caused by external load fluctuations.

Velmi rychlé účinky kladné zpětné vazby jsou potlačovány kapacitním působením jedenáctého a dvanáctého kondenzátoru Cil, C12. Integrační článek obsahující dvanáctý kondenzátor C12, jedenáctý a dvanáctý rezistor Rll, R12 vytváří jednu časovou konstantu. Derivační článek obsahující jedenáctý kondenzátor Cil, třináctý a patnáctý rezistor R13, R15 má podobný účinek na výstupní napětí v důsledku přenosu přes invertující vstup operačního zesilovače V10. Hodnotami jednotlivých prvků v těchto článcích je určována časová odezva na impulzní zatížení uvedeného zdroje. Integrační články obsahující prvý dvanáctý kondenzátor C121, prvý dvanáctý rezistor R121 až k-tý dvanáctý kondenzátor C12k, k-tý dvanáctý rezistor R12k, a derivační články, prvý jedenáctý kondenzátor Clil, prvý jedenáctý rezistor Rlll až m-tý jedenáctý kondenzátor Clím, m-tý jedenáctý rezistor Rllm mají podobný význam. Hodnotami jejich prvků může být jemněji modelována Časová odezva na impulzní zatížení vzhledem k typovým vlastnostem užitých vysokofrekvenčních tranzistorů.The very fast effects of positive feedback are suppressed by the capacitive action of the 11th and 12th capacitors C11, C12. The integration cell comprising the twelfth capacitor C12, the eleventh and twelfth resistors R11, R12 produces one time constant. The derivative cell containing the 11th capacitor C11, the 13th and 15th resistors R13, R15 has a similar effect on the output voltage due to the transmission through the inverting input of the operational amplifier V10. The values of individual elements in these cells determine the time response to the impulse load of said source. Integration cells comprising the first twelfth capacitor C121, the first twelfth resistor R121 to the twelfth capacitor C12k, the kth twelfth resistor R12k, and the derivative cells, the first eleventh capacitor Cl11, the first eleventh resistor R111 to the m th eleventh capacitor C112, m- The 11th resistor Rllm has a similar meaning. The values of their elements can be finer modeled Time response to impulse load with respect to type characteristics of used high-frequency transistors.

Zapojení teplotního stabilizátoru podle vynálezu znázorněné na obr. 2 pracuje jako sériový teplotní stabilizátor napětí s výstupem na druhé svorce 2, který je teplotně řízen tepelnou závislostí na přechodu báze — emitor druhého tranzistoru V2 a diody VI a napěťově řízený z první svorky 1.The thermal stabilizer circuit of the invention shown in FIG. 2 operates as a serial thermal voltage stabilizer with output at the second terminal 2, which is temperature controlled by the temperature dependence of the base-emitter transition of the second transistor V2 and diode VI and voltage controlled from the first terminal 1.

Řídící teplotní veličinou je teplota pouzdra vysokofrekvenčního tranzistoru Vx, s nímž jsou teplotně spojena pouzdra diody a druhého tranzistoru VI, V2. Podíl rozdílu napětí mezi první a druhou svorkou 1, 2, vytvořený prvním a druhým rezistorem Rl, R2 řídí bázový proud druhého tranzistoru V2. Zesílený inverzní obraz změn tohoto rozdílu v kolektoru druhého tranzistoru V2 ovládá bázový proud emitorového sledová če V3. Změny napětí na druhé svorce 2 vyvolané změnami proudu báze vysokofrekvenčního tranzistoru Vx, které jsou způsobeny změnami vysokofrekvenčního buzení, jsou potlačeny záporným zpětnovazebním účinkem. Tento účinek je dosažen pomocí odporového děliče z prvního a druhého tranzistoru Rl, R2 a inverzním přenosem napětí přes druhý tranzistor V2.The control temperature variable is the temperature of the housing of the high-frequency transistor Vx with which the diode and second transistor housings V1, V2 are thermally coupled. The fraction of voltage difference between the first and second terminals 1, 2 formed by the first and second resistors R1, R2 controls the base current of the second transistor V2. The amplified inverse image of changes in this difference in the collector of the second transistor V2 controls the base current of the emitter follower V3. The voltage variations at the second terminal 2 caused by changes in the base current of the high-frequency transistor Vx, which are caused by the changes in the high-frequency excitation, are suppressed by a negative feedback effect. This effect is achieved by a resistive divider from the first and second transistors R1, R2 and by inverse voltage transfer across the second transistor V2.

Obraz změny napětí na první svorce 1, přičemž jako referenční napětí je uvažován součet otvíracích napětí diody VI a přechodu báze emitor druhého tranzistoru V2, je v pracovní oblasti přenesen inverzně na druhou svorku 2. V důsledku zisku druhého tranzistoru V2 je ovlivněno napětí v uzlu kolektoru druhého tranzistoru, třetího rezistoru R3 a báze emitorového sledovače V3 více kolektorovým proudem druhého tranzistoru V2 než přímými účinky napěťových změn na první svorce 1.The voltage change image at the first terminal 1, taking into account the sum of the opening voltages of the diode VI and the base emitter transition of the second transistor V2, is inversely transmitted to the second terminal 2 as a reference voltage. the second transistor, the third resistor R3 and the base of the emitter follower V3 through the more collector current of the second transistor V2 than the direct effects of the voltage changes at the first terminal 1.

Zapojením podle vynálezu jsou v prvé řadě kompenzovány pomalé teplotní změny otvíracího napětí přechodu báze — emitor vysokofrekvenčního tranzistoru. Je to způsobeno tím, že teplota pouzdra, která je obvykle poloviční než teplota jeho přechodu (teplotní spád na ch’adič) řídí dva teplotně závislé přechody diody VI a druhého tranzistoru V2, jejichž teplotní závislosti se sčítají. Docílí se tím dvojnásobku hodnoty teplotní závislosti výstupního napětí pro bázi vysokofrekvenčního tranzistoru a následkem toho je dosaženo kompenzace. Protože tepelný přenos přes pouzdra tranzistorů je pomalý a hmota prvků přenášejících teplo integruje v čase rychlé teplotní děje na přechodu báze — emitor vysokofrekvenčního tranzistoru, kompenzuje zapojení podle vynálezu jen výsledné pomalé změny.The circuit according to the invention primarily compensates for the slow temperature changes of the opening voltage of the base-emitter of the high-frequency transistor. This is because the temperature of the housing, which is usually half the temperature of its transition (temperature drop to the controller), controls the two temperature-dependent transitions of the diode VI and the second transistor V2, whose temperature dependences are added together. This achieves twice the temperature value of the output voltage for the base of the high-frequency transistor, and as a result compensation is achieved. Since the heat transfer through the transistor housings is slow and the mass of the heat transfer elements integrates over time at a rapid temperature event at the base-emitter of the high-frequency transistor, the circuit according to the invention only compensates for the resulting slow changes.

Odezva na skokový vzrůst vysokofrekvenčního budicího výkonu v zapojení podle vynálezu je charakterizována následujícími třemi průběhy. V nejkratším časovém odstupu od čela skoku hmota přechodu báze — emitor vysokofrekvenčních tranzistorů absorbuje vyvinuté teplo a nedochází ještě ke změně teploty přechodu ani pouzdra. Následuje jen skokový vzrůst stejnosměrného proudu do bází vysokofrekvenčních tranzistorů a následkem toho ke skokovému vzrůstu výstupního proudu kompenzátoru Β. K napěťovým změnám na výstupu kompenzátoru nedojde, neboť jeho reakce je zpožděna nastavenými integračními a derivačními obvody.The response to a step increase of the high-frequency excitation power in the circuit according to the invention is characterized by the following three waveforms. In the shortest time interval from the jump front, the base-transition emitter mass of the high-frequency transistors absorbs the heat generated and there is no change in the transition temperature or the housing. There is only a step increase of direct current to the bases of high-frequency transistors and consequently to a step increase of the output current of the compensator Β. Voltage changes on the compensator output will not occur because its response is delayed by the set integration and derivative circuits.

Ve středním časovém odstupu teplota přechodů báze — emitor vysokofrekvenčních tranzistorů vzrůstá, snižuje se otvírací napětí přechodu a zvětšuje se úhel otevření a tím též stejnosměrný proud. Teplota pouzder zůstává nezměněna. Časová závislost napětí kompenzátoru B je volena tak, že nastává vzrůst napětí na jeho svorkách. Inverzní přenos teplotních stabilizátorů sníží své výstupní napětí na mez odpovídající této dané teplotě přechodu.In the mean time interval, the temperature of the base-emitter transistors of the high-frequency transistors increases, the opening voltage of the transition decreases and the opening angle and thus the direct current increases. The temperature of the sleeves remains unchanged. The time dependence of compensator B is chosen so that there is an increase in voltage at its terminals. The inverse transfer of the temperature stabilizers decreases its output voltage to the limit corresponding to this given transition temperature.

Ve větším časovém odstupu teplota pouzder vysokofrekvenčních tranzistorů vzrůstá a teplota přechodů také. Časová závislost napětí vytvořená integračními a derivačními články již odezněla a napětí kompenzátorů je konstantní. Výstupní napětí teplotních stabilizátorů An je řízeno pouze teplotou pouzder vysokofrekvenčních tranzistorů již popsaným mechanismem.Over time, the temperature of the high-frequency transistor housings increases and the temperature of the transitions also increases. The time dependence of the voltages generated by the integration and derivative cells has already subsided and the compensator voltage is constant. The output voltage of the temperature stabilizers An is controlled only by the temperature of the high-frequency transistor housings by the mechanism already described.

Claims

SUBJECT

Wiring for stabilizing gain of class B amplifiers, characterized in that the bases of high-frequency power transistors (Vxl to Vxn) in common emitter connection are connected to the second terminal (2) of series temperature stabilizers (Al to An) of two voltages transistors (V2, V3) and diode (VI) whose anode is connected to the emitter of the second transistor (V2) while its cathode is grounded to the third terminal (3), between the base of the second transistor (V2) and the first terminal (1) ) a second resistor (R2) is connected, whereas a resistor (R1) is connected between this base and a second terminal (2), to which the third transistor (V3) is connected through the emitter, which collector is connected to the first terminal (1) and the collector of the second transistor (V2), which is connected via a third resistor (R3) to the first terminal (1), to which the negative end grounded compensator input (B) is connected to the ground terminal (3).

Connection according to Claim 1, characterized in that the compensator (B) is formed by an operational amplifier (V10), the output of which is connected via a tenth resistor (R10) to the first invention of terminal (1) and via a twelfth resistor (R12) to a non-inverting input which is grounded via the 12th capacitor (C12) and connected via the 11th resistor (RH) to the positive pole of the constant voltage source (Urei), the negative pole of which is grounded to the ground terminal (3) ) through a series combination of the 11th capacitor (C11) and the 15th resistor (R15) between which, on the one hand, it is connected via the thirteenth resistor (R13), inverting the input via the fourteenth resistor (R14), output terminal (1).

3. Connection according to claim 2, characterized in that series combinations of resistors (R121 to R12k) with integrating capacitors (C121 to C12k) are connected between the non-inverting input of the operational amplifier (V10) and the ground terminal (3).

4. Connection according to claim 2, characterized in that between the tenth and twelfth resistors (R10, R12) are connected one end of the resistors (R111 to R11n) in series with differentiating capacitors (C111 to Cllk), the other ends of which are connected between thirteenth and fourteenth. resistor (R13, R14).