CN88103301A

CN88103301A - 用于脉宽调制、可变电压/可变频率逆变器的控制装置

Info

Publication number: CN88103301A
Application number: CN88103301.4A
Authority: CN
Inventors: 堀江哲; 神保佳司
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1987-06-01
Filing date: 1988-05-31
Publication date: 1988-12-14
Also published as: KR930003236B1; EP0293844B1; JPH0720374B2; KR890001264A; JPS63302766A; ZA883882B; AU597174B2; DE3884675D1; DE3884675T2; AU1661288A; EP0293844A2; CN1007571B; EP0293844A3

Abstract

一种PWM控制的可变电压/可变频率逆变器，其脉冲模式由逆变器交流输出电压一周内的电压脉冲数所表明，该脉冲模式按照交流输出电压的频率和交流输出电压系数改变，后者是逆变器当时所要产生的交流输出电压与在逆变器所用的直流电压源当时出现的电压值下所能产生的交流输出电压的最大值之比。

Description

本发明涉及一种用于以脉冲宽度调制进行控制的可变电压/可变频率逆变器的控制装置的改进，特别是涉及向感应电机供电的逆变器所用的一种改进的控制装置，用以控制上述电机产生恒定的转矩。

利用可变电压/可变频率（VVVF）的逆变器来控制感应电机是众所周知的，它是根据脉冲宽度调制（PWM）原理进行工作以产生恒定的输出转矩的，为了对逆变器进行PWM控制，常常采取一种所谓的正弦波调制方法。在该调制方法中，逆变器的半导体开关元件如晶体管或控制极关断可控硅等的控制信号，是通过对彼此互相同步的正弦波调制信号和三角波载波信号进行比较而产生的。

这种逆变器的交流输出电压通过改变调制系数来控制，调制系数是调制信号的幅度与载波信号的幅度之比，逆变器的交流输出电压的频率则通过改变调制信号的频率来控制。下面将把逆变器交流输出电压的频率简称为输出频率。在这里要指出的是，调制系数的最大值受逆变器中所用的半导体开关元件的最小允许关断时间的限制，这将在后面详细叙述。

另一方面，为了实现感应电机恒定转矩控制的目的，逆变器必须控制得使交流输出电压V对其输出频率f之比保持在所需的恒定值，换句话说，逆变器是按照预定的V/f比值特性来控制的。而且，通常按照输出频率的预定范围，改变PWM控制的逆变器交流输出电压的一个周期内的电压脉冲数，以减少由于PWM控制而包含在输出电流中的脉冲成分。电压脉冲数的改变可以通过改变载波信号频率对调制信号频率之比来实现。

在这种PWM控制的逆变器中，其交流输出电压是通过改变调制系数来控制的，而在输出频率的预定范围之内将电压脉冲数维持在某个所希望的数目上，逆变器在一定的脉冲数下的工作称为“模式”，例如，某个逆变器的工作模式随着频率的增加从“9脉冲模式”经“5脉冲模式”和“3脉冲模式”最后变化到“单脉冲模式”。

通常，脉冲模式的改变是按照事先设定的参考频率来进行的，即，如果输出频率与对应的参考频率相等，脉冲模式在9脉冲模式和5脉冲模式之间、5脉冲模式和3脉冲模式之间、或3脉冲模式和单脉冲模式之间变化，当然，上述参考频率选择得使输出电流中脉冲成分的幅度尽可能小。可是，在这种传统的控制装置中，有着如下的缺点。

当脉冲模式改变时，在逆变器的输出电流中会出现一个峰值，如果逆变器的直流电源的电压较高，上述输出电流中的峰值也相应变大，有可能超过逆变器半导体开关元件电流转换的极限，另一方面，如果直流电压值的电压较低，开关元件不导通的时间很短，有可能小于最小允许关断时间，这就会引起逆变器的转换错误。为了消除上述缺点，在日本公开专利No.JP-A-57/129170（1982.8.11公布）中已经揭示了一种控制装置。

按照这一已有技术，在一个PWM控制的VVVF逆变器中，通过根据逆变器的直流电压源的电压和逆变器的输出频率所作的计算来确定每一脉冲模式中现行的调制系数，当判别出所确定了的调制系数达到根据现行的脉冲模式和那时的输出频率所决定的最大值时，就改变脉冲模式。用这种方式，该已有技术的控制装置可以适应逆变器所用的直流电压源的电压变化。

但是，实际上往往有这样一些情况，即要求按照不同的V/f比值特性来控制PWM控制的VVVF逆变器。在这些情形中，这一已有技术需要用适合于新的V/f比值特性的新的脉冲模式。所以已有技术的控制装置缺乏适应性，不能在各种V/f比值特性中广泛应用。

本发明的目的是提供一种用于PWM控制的VVVF逆变器的控制装置，它能自动改变脉冲模式，即使需要不同的V/f比值特性时也是如此。

本发明的特点在于，PWM控制的逆变器工作的脉冲模式按照逆变器的输出频率和一个取决于交流输出电压系数的信号而变化，输出电压系数定义为该时刻逆变器所要产生的输出交流电压对可以在逆变器所用的直流电压源当时出现的电压下得出的最大交流输出电压之比。

在本发明中，不需要任何脉冲模式变化特性，而这一点通常是必须预先提供以适合所需的某一具体的V/f比值特性的。按照本发明，通过把一个代表交流输出电压系数的信号结合进模式变化控制，脉冲模式可以自动地改变到适当输出频率下的一个脉冲模式。

图1是说明现有技术的控制装置的问题的图，其中示出了交流输出电压Va和调制系数γ相对于输出频率f的关系;

图2也是说明现有技术的控制装置的问题的图，其中示出了几个脉冲模式改变特性的例子;

图3是按照本发明一个实施例的用于PWM控制的VVVF逆变器的控制装置的示意性方框图;

图3a是表示采用本发明的逆变器的驱动感应电机系统的示意图;

图4是用在图3的控制装置中的交流输出电压系数计算单元的特性;

图5是用在图3的控制装置中的脉冲模式确定单元的特性;

图6表示用在图3的控制装置中的调制系数计算单元的特性;

图7a至7e是说明性的图，其中示出了PWM控制中的各种信号的波形，以及数量;

图8是说明性的图，其中示出了调制系数和输出频率的关系，以及按照本发明实际控制调制系数的方式。

在叙述本发明的实施例之前，将参照图1和图2进一步详细叙述现有技术中的一个问题。

举例来说，随着输出频率的增加，脉冲模式从9脉冲模式经5脉冲模式和3脉冲模式变化到单脉冲模式。图1中，表示出了在9、5和3脉冲模式下的最大调制系数γ₉（max）、γ₅（max）、γ₃（max）。在线段γ₉（max）下面的区域中，逆变器工作在9脉冲模式下，在线段γ₉（max）和γ₅（max）之间，逆变器工作在5脉冲模式，类似地，在线段γ₅（max）和γ₃（max）之间，逆变器工作在3脉冲模式下，最后，在超出线段γ₃（max）的区域，逆变器工作在单脉冲模式下。

进一步，假定在逆变器直流电压源的某一电压下在所要求的V/f比值特性如实线A所示，逆变器被控制得沿线段A随着输出频率f的增大而增加其交流输出电压Va，在这种控制过程中，脉冲模式在线段A与相应的线段γ₉（max）、γ₅（max）和γ₃（max）相交的那些频率上变化。

如果把这样确定下来的脉冲模式变化频率相对于直流电源电压Ed的变化画出，就得到了如图2中一组实线所示的模式变化特性。在该图中，如果直流电源电压Ed是1500伏，模式变化就在代表1500伏电压的水平线与对应的实线相关的各个频率上进行。

如上所述，在现有技术的控制装置中，必须提供如图2所示的模式变化特性，这一特性事先根据图1所示的调制系数γ和交流输出电压Va相对于频率f的关系得到，所以，如果需要改变如图1的虚线B所示的V/f比值特性，那末模式变化特性必须改变，如图2的一组虚线所示。这种不方便是由于下列事实所产生：即模式变化是根据直流电源电压Ed，而不是根据交流输出电压Va和输出频率f进行的。

按照本发明，把交流输出电压系数β的概念引入了模式变化控制，交流输出电压系数β是逆变器在某一直流电源电压下所需要产生的交流输出电压对在该直流电源电压下从逆变器能够得出的最大交流输出电压之比。

下面参见图3。现在将对按照本发明一个实施例的逆变器控制装置的整体结构加以说明，图3a表示应用本发明的逆变器驱动的感应电动机系统。

首先，将描述逆变器驱动的感应电动机系统的安排。在图3a中，VVVF逆变器INV有一个直流电源电压Ed，此逆变器由控制极信号按PWM方式进行控制，把直流电源电压Ed逆变为交流输出电压Va。直流电源电压Ed由适当的电压检测器检测，其输出信号耦合到控制装置，作为直流电源电压信号Ed，逆变器的交流输出电压Va提供给感应电动机IM，控制电动机IM使其产生恒定转矩。流过感应电动机IM的电流由一个适当的电流检测器检测，其输出信号也耦合至控制装置，作为电动机电流信号I_M，它对应于逆变器INV的输出电流。测速发电机TG与感应电机IM相连接，产生一与感应电机IM转速成正比的信号。

现在参见图3。图中编号2代表fr计算单元，其中根据转速信号n计算旋转频率fr，编号4代表fs计算单元，它根据电动机参考电流和电动机实际电流I_M计算感应电动机的IM的滑差频率fs。这样得到的旋转频率fr和滑差频率fs在加法器6中相加，由此得出加到感应电动机IM上交流输出电压Va的频率f，它对应于上述输出频率。

编号8代表β计算单元，它接收输出频率信号f和检测到的直流电压信号Ed，而产生交流输出电压系数β，β计算单元8的特征将在后面参照图4详细描述。编号10表示脉冲模式确定单元，它根据交流输出电压系数β和输出频率信号f确定脉冲模式，产生代表已确定的脉冲模式的信号N，其详细的特性也将在后面参照图5加以解释。

编码12代表γ计算单元，它根据交流输出电压系数β和脉冲模式信号确定调制系数γ，这一γ计算单元12的特性将在后面参照图6详细描述。所计算出的调制系数γ与输出频率信号f和脉冲模式信号N一起被送至PWM控制单元14，PWM控制单元14产生用于逆变器INV的控制极信号。

虽然PWM控制单元14的一般工作过程是大家所熟知的，下面仍将参照图7a至7e作简单的说明。PWM控制单元14首先产生对应于逆变器交流输出电压相位的正弦调制信号，如图7a的U、V和W所示。这种调制信号的频率和幅度分别由输出频率信号f和调制系数β确定，在PWM控制单元14中还产生如图7a中C所示的三角波载波信号，其频率由输出频率信号f和脉冲模式信号N所确定，载波信号的幅度通常是固定的。

随后，调制信号U、V和W与载波信号C比较，根据比较结果产生如图7b至7d所示的控制极信号，作为逆变器由这样产生的控制极信号控制的结果，各相之间的线电压，例如U相和V之间的线电压，成为如图7e中所示的情形，这可以从图7b中U相的控制极信号波形与图7c中V相的控制极信号波形的异或运算而得到。

从这些图中可见，在相应的调制信号的一周内有着三个脉冲，或者说在交流输出电压的半周内有三个线电压脉冲。所以，这里所示的例子称为3脉冲模式。

下面参见图4至6，这里，将对图3中控制装置的工作进行说明。

如上所述，交流输出电压系数β为逆变器在一定的直流电源电压Ed下所需产生的交流输出电压Va对在该直流电源电压Ed下从逆变器能够得到的最大交流输出电压之比。因为最大交流输出电压与当时存在的直流电源电压Ed成正比，交流输出电压系数β可由下式表示：

β＝ (V_a)/(K₁·Ed) （1）

式中，K是常数。

此外，因为交流输出电压Va被控制得保持其对于输出频率f之比K₂不变，上面的式（1）可以重写为：

β＝ (K₂·f)/(K₁·Ed) ＝K₃·f· 1/(Ed) （2）

这里，K₃（＝K₂/K₁）是常数。

在图4中，以直流电源电压Ed为参数，画出了上述式（2）所表示的关系。从这一关系可知，在低Ed的情形下选择一个大的β，或者在高Ed的情形下选择一个小的β，即使Ed变化可以使Va/f的比值保持恒定。β计算单元8就具有上述关系，根据直流电源电压Ed和输出频率f计算交流输出电压系数β。这样得到的输出电压系数β输出至脉冲模式确定单元10和γ计算单元12。

另外，正如已经叙述过的，逆变器半导体开关元件有一个最小关断时间，相应于图7a至7e中θ的最小值，如果开关元件的不导通时间变得小于最小允许关断时间θ（min），开关元件就会中断。所以，对应于输出频率f的调制系数的最大值θ（max）必须受这一最小关断时间θ（min）的限制，其关系如下式所示：

γ（max）＝1-K₄（N）·θ（min）·f（3）

这里，K₄（N）是按照脉冲模式确定的常数。

此外，在调制系数的γ和交流输出电压系数β之间存在下列关系：

γ＝K₅（N）·β （4）

这里，K₅（N）是按照脉冲模式确定的常数。

因此，如果按照式（3）和（4）对每一脉冲模式画出交流输出电压系数β和输出频率f之间的关系，就得到如图5所示的特性曲线，在脉冲模式确定单元10中有代表这一特性的关系，所以，脉冲模式确定单元的能够按照图5的特性根据交流输出电压系数β和输出频率f确定脉冲模式。例如，如果从计算单元8得到的交流输出电压系数是60%，从加法器6得到的输出频率f是50Hz，那么，逆变器变应当以9脉冲模式工作。

另外，应当指出，如图5所示，脉冲模式的区域受到相应的输出频率f的限制，例如，9脉冲模式的区域在约55Hz输出频率以下，5脉冲模式的区域在100Hz的输出频率以下。3脉冲模式的区域也被限制在约170Hz以下，但在图中没有画出。上述限制频率是这样确定的：相应脉冲模式中的脉冲数和输出频率f的乘积总是恒定值。上述乘积意味着逆变器开关元件的开关频率。所以，脉冲数和输出频率的乘积保持恒定这一事实提供了逆变器半导体开关元件开关频率的上限，由此可以抑制逆变器中出现开关功率损耗的增大，否则这一损耗的增大是不可避免的。

式（4）所表示的关系如图6所示。γ计算单元12具有上述关系，计算单元8产生的交流输出电压系数β和脉冲模式确定单元10的产生的脉冲模式信号N都送至这一γ计算单元。所以，在计算单元12中，可以按照图6的关系根据交流电压系数β和脉冲模式信号N确定调制系数γ。

按上述方法得到的调制系数γ、脉冲模式信号N和输出频率送至PWM控制单元14，在其中按照已经描述过的方法产生控制极信号。

图8画出了当按照本发明的脉冲模式控制时，调制系数γ相对于输出频率f的变化。从图中可以看出，调制系数γ的变化中有一些不连续点，这是因为在每一脉冲模式中有着一个由式（3）给出的调制系数γ的上限值γ（man），并且即使调制系数γ相同，交流输出电压系数β也随脉冲模式而不同。所以，如图8所示，必须按这种不连续方式控制调制系数γ，以维持交流输出电压系数β变化的连续性。

此外，图8中虚线所示的每一脉冲模式中的调制系数γ的最小值是按如下方式确定的：例如，在5脉冲模式中的调制系数γ的最小值确定得使在5脉冲模式最小调制系数下的交流输出电压系数β与在9脉冲模式最大调制系数γ（max）下时相等。用类似的方法，可以确定其它脉冲模式下的最小调制系数。

在现有技术的控制装置中，用来改变脉冲模式的参考频率是固定的，不考虑V/f比值特性的改变，尽管当直流电源电压变化时，它们是可调的。在本发明中，V/f比值特性的改变是利用交流输出电压系数β来处理的，而后者在确定时是把直流电源电压的变化考虑在内的。因此，PWM控制逆变器工作的脉冲模式所在的这些参考频率可以适当变化，不仅考虑到直流电源的变化，同时也考虑到V/f比值特性的改变。

如前所述，尽管本发明的实施例是作为一个由各个执行相应功能的分立器件组成的装置加以描述的，但应当理解，本发明也可以由用于这类控制的微型计算机来实现，微机按照上述实施例的基本结构编程。对本领域内的普通技术人员来说，参照上述实施例的描述对微型计算机编制程序是没有什么困难的。

尽管这里仅画出和叙述了一种实施本发明的控制装置，应当理解，在权利要求书的范围内，人们可以作出种种变化和修改，但这种种变化和修改，仍然属于本发明的实质和范围以内。

Claims

1、一种逆变器的控制装置，该逆变器输入直流电压，向感应电动机提供按照PWM控制产生的可变电压/可变频率交流输出电压，所述的控制装置具有：

用于检测该逆变器交流输出电压频率(输出频率)的检测装置，

用于确定该逆变器工作的脉冲模式-逆变器在交流输出电压的一周内保持的电压脉冲数-和产生用来控制交流输出电压的调制系数的计算装置，

用于根据调制系数产生逆变器的控制极信号和按照脉冲模式产生输出频率的PWM控制装置，

本发明的特征在于，所述的计算装置包括：

用于计算交流输出电压系数的交流输出电压系数计算单元，该系数是逆变器当时所要产生的交流输出电压与交流输出电压最大值之比，它可根据输出频率和直流电压，由逆变器在当时出现的直流电压下产生，

用于根据输出频率和交流输出电压系数确定脉冲模式的脉冲模式确定单元，以及，

用于根据交流输出电压系数和脉冲模式信号产生调制系数的调制计算单元。

2、如权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，逆变器在每一脉冲模式下的工作区域以下列方式受到限制，即，相应的脉冲模式中的电压脉冲数与输出频率的乘积大致等于逆变器开关频率极限所确定的值。