CN220492867U - 一种负载检测电路及开关变换器 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供了一种负载检测电路及开关变换器，负载检测电路包括：电流镜电路、采样电阻Rs和光耦OC1；所述电流镜电路与光耦OC1的原边串联，所述电流镜电路的第三端子与采样电阻Rs的一端连接；采样电阻Rs的另一端连接所述功率变换电路的输出负极；负载检测电路的第一端用于与功率变换器连接，第二端用于与采样放大电路连接，电流镜电路的第一端子作为负载检测电路的第一端，光耦OC1的第二引脚作为负载检测电路的第二端，或者，光耦OC1的第一引脚作为负载检测电路的第一端，电流镜电路的第二端子作为负载检测电路的第二端。通过本实施例获得的采样电压Vs可准确反映变换器输出负载的变化，并可广泛用作其他辅助电路的控制。

Description

一种负载检测电路及开关变换器

技术领域

本实用新型涉及电力电子技术领域，特别涉及开关电源中的负载检测电路。

背景技术

在开关变换器(或开关电源)中，通常会检测输出负载(或输出电流)信息，目的是通过检测输出负载的轻重来实现对电路的各种控制。例如，风扇控制电路中，通过判断输出负载的轻重，在负载较重(如50％)时，控制风扇起转或提高风扇的转速；而在负载较轻时，控制风扇不转或降低风扇的转速以降低电路的损耗。再如，在某些电路拓扑中，通过检测负载的轻重，在不同的负载时，实现不同的控制模式以提升效率、降低损耗。

现有的输出负载检测电路通常通过两种方式进行检测，第一种负载检测电路如图1所示，图1中，Ro为负载电阻，Io为输出负载电流，由功率MOS、电感、变压器、电容和二极管等器件构成功率变换电路，通过在输出功率回路中串联一个电阻Rs1，检测Rs1两端的电压，再通过运放进行放大即可得到负载信息。图1中，此负载检测电路通过检测负载信息后，得到的采样电压采样电压Vs与输出负载Io呈正比，且线性度较好，能精确反映开关变换器的输出负载信息。但此负载检测电路的缺陷是，采样电阻Rs1额外引入了损耗，其产生的损耗为，/>很显然，当输出负载较重时，采样电阻Rs1的损耗很大、发热严重，此时需使用较大功率的电阻，例如，对于某输出电压为5V、输出功率为100W的功率变换电路，其最大负载电流为20A，假设采样电阻Rs1＝5mΩ，当输出电流为10A时，Rs1产生的损耗为0.5W；当输出电流为20A时，Rs1产生的损耗则急剧增大至2W，简单估算可知，该采样电阻会导致约2％的效率损失。若要减小Rs1的损耗，需尽量减小其电阻值，但Rs1太小时，轻负载时得到的负载信号较为微弱，经过运放放大后，因运放失调电压等参数的固有特性会产生较大程度的失真，最终得到的采样电压Vs无法真实反映负载信息。例如，若将Rs1由5mΩ减小至1mΩ，满载时Rs1产生的损耗可由2W减小至0.4W，但当负载电流为1A时，Rs1两端的压降仅为1mV，此1mV的电压不仅受到运放失调电压的影响，而且通过运放放大时还会因为电路中的噪声、寄生参数等的影响产生失真，导致最终得到的采样电压Vs与理论值相差较大。而若通过多级运放对Rs1两端的电压进行放大，或使用低失调电压的高精度运放，

又会导致采样电路的成本显著增加，故这种负载检测电路有其应用局限性，对器件的选型、PCB Layout的能力等都有较高要求。

现有第二种负载检测电路如图2所示，这种电路通常用于隔离式开关变换器中。图2中，输入电压Vin通过功率变换电路进行功率传输和电压变换后形成输出电压Vo，功率变换电路主要由功率开关器件(如三极管或MOS管)、二极管、电感、电容和变压器连接组成；为了使开关变换器的输出电压Vo稳定，需要使用可调稳压器TL431、采样电阻Rf1和Rf2对变换器的输出电压进行采样和误差放大，再通过光耦OC1的隔离传输，在变换器的原边形成反馈电压VFB，VFB输入到控制IC内部的反馈引脚(图2中为FB)以实现环路的稳定性控制。在图2所示电路中，当输出负载加重(Io增大或Ro减小)时，反馈电压VFB升高；当输出负载减轻(Io减小或Ro增大)时，反馈电压VFB降低；因反馈电压VFB能够反映输出负载的变化，所以通常会用它作为输出负载的采样电压，对电路进行辅助控制。但是，因反馈电压VFB同时还是开关变换器环路控制的关键节点，它通常在控制IC内部经分压处理后与功率变换电路中开关管的电流采样信号或外部的斜坡电压信号比较，控制功率变换电路中的开关管的导通与关断，并调节开关管的驱动占空比，从而维持变换器输出电压的稳定。则将反馈电压VFB作为输出负载的采样电压加以利用时，通常会改变控制IC的FB引脚的阻抗特性甚至引入干扰信号，从而对变换器的环路产生干扰，导致变换器工作不稳定、环路响应速度变慢，甚至引起输出电压抖动等异常，使变换器的可靠性降低。

实用新型内容

本实用新型旨在克服上述现有技术中至少一种缺陷，提供一种负载检测电路，电路简单、成本低廉、采样电路功耗低，负载检测电路输出的采样电压不仅可以准确反映输出负载的变化，而且不会对功率电路和控制环路引入或产生干扰，从而使开关变换器稳定可靠地工作。

为了实现以上目的，本实用新型通过以下技术方案来实现：

一方面，提供一种负载检测电路，应用于开关变换器，所述开关变换器包括功率变换电路、采样放大电路及反馈控制电路，所述功率变换电路分别与所述采样放大电路、反馈控制电路、负载检测电路连接，所述采样放大电路通过所述负载检测电路与所述反馈控制电路连接，所述负载检测电路包括：电流镜电路、采样电阻Rs和光耦OC1；所述电流镜电路与光耦OC1的原边串联，所述电流镜电路的第三端子与采样电阻Rs的一端连接；采样电阻Rs的另一端连接所述功率变换电路的输出负极；所述电流镜电路的第一端子作为所述负载检测电路的第一端用于与所述功率变换电路的输出正极连接，光耦OC1的原边的第二引脚作为所述负载检测电路的第二端用于与所述采样放大电路连接，或者，光耦OC1的原边的第一引脚作为所述负载检测电路的第一端用于与所述功率变换电路的输出正极连接，所述电流镜电路的第二端子作为所述负载检测电路的第二端用于与所述采样放大电路连接；光耦OC1副边用于与所述反馈控制电路连接。

具体的，所述光耦OC1的第一引脚为其内部发光二极管的阳极，第二引脚为其内部发光二极管的阴极，第三引脚为其内部光敏三极管的发射极，第四引脚为其内部光敏三极管的集电极；并定义光耦的第一引脚和第二引脚为光耦的原边，第三引脚和第四引脚为光耦的副边；光耦的第一引脚为光耦原边电流的流入端，光耦的第二引脚为光耦原边电流的流出端。

优选地，所述电流镜电路通过一限流电阻Roc与光耦OC1的原边串联，或者，所述负载检测电路的第一端通过一限流电阻Roc用于与所述功率变换电路的输出正极连接，或者，所述负载检测电路的第二端通过一限流电阻Roc用于与所述采样放大电路连接。

优选地，所述电流镜电路包括第一功率管和第二功率管，第一功率管的第一端与第二功率管的第一端连接后，作为所述电流镜电路的第一端子，第一功率管的第二端与第一功率管的第三端、第二功率管的第三端连接后，作为所述电流镜电路的第二端子，第二功率管的第二端作为所述电流镜电路的第三端子。

优选地，所述第一功率管和第二功率管均为PNP型三极管，且第一端均为发射极，第二端均为集电极，第三端均为基极。

优选地，所述第一功率管和第二功率管均为PMOS管，且第一端均为源极，第二端均为漏极，第三端均为栅极。

为了进一步扩大所述负载检测电路的应用范围，所述电流镜电路包括第一功率管、第二功率管、第三功率管和第四功率管，第一功率管的第二端与第一功率管的第三端、第二功率管的第三端连接后，作为所述电流镜电路的第一端子，第一功率管的第一端与第二功率管的第一端连接后，作为所述电流镜电路的第二端子，第二功率管的第二端与第三功率管的二端、第三功率管的第三端、第四功率管的第三端连接，第三功率管的第一端与第四功率管的第一端连接后用于接入电源VCC，第四功率管的第二端作为所述电流镜电路的第三端子。

优选地，第一功率管和第二功率管均为NPN型三极管，第三功率管和第四功率管均为PNP型三极管，且四个功率管的第一端均为发射极，第二端均为集电极，第三端均为基极。

优选地，第一功率管和第二功率管均为NMOS管，第三功率管和第四功率管均为PMOS管，且四个功率管的第一端均为源极，第二端均为漏极，第三端均为栅极。

为了滤除干扰，所述负载检测电路还包括与采样电阻Rs并联的电容Cs。

优选地，所述的电流镜电路的电流比例为1:k，k为大于0的任意常数。

另一方面，提供一种开关变换器，包括功率变换电路、采样放大电路、反馈控制电路及如上所述的负载检测电路，所述功率变换电路分别与所述采样放大电路、反馈控制电路、负载检测电路连接，所述采样放大电路通过所述负载检测电路与所述反馈控制电路连接。

本实用新型利用电流镜电路采样流经光耦OC1的电流，再在采样电阻Rs两端生成采样电压Vs，相较于现有技术，具有如下有益效果：

(1)获得的采样电压Vs可准确反映开关变换器输出负载的变化，并可广泛用作其他辅助电路的控制(如风扇控制电路、假负载控制电路、过流保护电路等)；

(2)可通过任意调节采样电阻Rs的阻值，获得变化范围更大的采样电压Vs，实现辅助电路的精确控制和信号处理；

(3)采样电路对控制环路无干扰，稳定性高；

(4)电路简单、成本低廉，功耗低。

附图说明

图1为现有的负载检测电路的原理图；

图2为现有的另一种负载检测电路的原理图；

图3为本实用新型第一实施例的电路原理图；

图4a-图4f为本实用新型第二实施例的电路原理图；

图5为本实用新型第三实施例的电路原理图；

图6为本实用新型第四实施例的电路原理图；

图7为本实用新型第五实施例的电路原理图。

具体实施方式

为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对实用新型进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。

在本实施例中，提供一种负载检测电路，应用于开关变换器，所述负载检测电路包括：电流镜电路、采样电阻Rs和光耦OC1；所述电流镜电路与光耦OC1的原边串联，所述电流镜电路的第三端子与采样电阻Rs的一端连接；采样电阻Rs的另一端连接所述功率变换电路的输出负极；所述电流镜电路的第一端子作为所述负载检测电路的第一端用于与所述功率变换电路的输出正极连接，光耦OC1的原边的第二引脚作为所述负载检测电路的第二端用于与所述采样放大电路连接，或者，光耦OC1的原边的第一引脚作为所述负载检测电路的第一端用于与所述功率变换电路的输出正极连接，所述电流镜电路的第二端子作为所述负载检测电路的第二端用于与所述采样放大电路连接；光耦OC1副边用于与所述反馈控制电路连接。

在本实施例中，所述负载检测电路应用于开关变换器，所述开关变换器包括功率变换电路、采样放大电路及反馈控制电路，功率变换电路主要由功率MOS、电感、变压器、电容和二极管等器件构成，在此不做限定；采样放大电路包括电阻Rf1、电阻Rf2、电阻R1、电容C1和可调稳压器，反馈控制电路包括电阻RFB、电容CFB和控制IC，各元器件的具体连接方式如图3-7所示，在此不再详细描述；其中，电阻Rf1的一端作为采样放大电路的第一端与功率变换电路的正输出端连接，可调稳压器的阴极与电阻R1的一端连接后作为采样放大电路的第二端与光耦OC1的原边的第二引脚连接，控制IC的FB端与电阻RFB的一端连接后，作为反馈控制电路的第一端与光耦OC1的副边的第三引脚连接。

具体的，所述电流镜电路通过一限流电阻Roc与光耦OC1的原边串联，或者，所述负载检测电路的第一端通过一限流电阻Roc用于与所述功率变换电路的输出正极连接，或者，所述负载检测电路的第二端通过一限流电阻Roc用于与所述采样放大电路连接。

具体的，定义光耦的第一引脚为其内部发光二极管的阳极，第二引脚为其内部发光二极管的阴极，第三引脚为其内部光敏三极管的发射极，第四引脚为其内部光敏三极管的集电极；并定义光耦的第一引脚和第二引脚为光耦的原边，第三引脚和第四引脚为光耦的副边。

第一实施例

在本实施例中，以电流镜电路的第一端子作为所述负载检测电路的第一端，光耦OC1的原边的第二引脚作为所述负载检测电路的第二端，负载检测电路的第一端通过一限流电阻Roc与所述功率变换电路的输出正极连接为例，对负载检测电路的具体连接方式进行说明，其余连接方式在说明书附图中并未示出；如图3所示为本实施例开关变换器的电路框图，图中虚线框部分为本实施例所述的负载检测电路，所述的负载检测电路包括光耦OC1、电流镜电路和采样电阻Rs；电流镜电路的第一端子通过一限流电阻Roc与所述功率变换电路的输出正极连接，电流镜电路的第二端子与光耦OC1的第一引脚连接，电流镜电路的第三端子与采样电阻Rs的一端连接后，作为采样电压输出端口；采样电阻Rs的另一端连接所述功率变换电路的输出负极；光耦OC1的第二引脚用于与所述采样放大电路连接，光耦OC1的副边用于与所述反馈控制电路连接。

所述的电流镜电路的电流比例为1:k，k为大于0的任意常数；所述的电流镜电路包括电流采样端口，所述的电流采样端口用于采集被采样电路(功率变换电路)的电流，然后在所述的采样电阻Rs上产生采样电压Vs；所述的电流镜电路的电流采样端口包括第一端子和第二端子，所述的第一端子和第二端子分别作为所述电流镜电路的第一端子和第二端子，电流镜电路的电流采样端口与所述光耦OC1的原边串联连接，即所述电流镜电路的第二端子连接所述光耦OC1的第一引脚，则所述光耦OC1的第二引脚作为被采样电路的电流流出端；在具体实施过程中，所述的电流镜电路的第一端子作为被采样电路的电流流入端，同时也是所述电流镜电路的电流流入端；所述的电流镜电路的第二端子作为被采样电路的电流流出端，连接所述光耦OC1的的第一引脚，所述光耦OC1的第二引脚作为被采样电流的流出端；所述的电流镜电路还包括第三端子，所述的电流镜电路的第三端子作为所述电流镜电路的电流流出端，连接采样电阻Rs的一端，输出采样电压Vs；采样电阻Rs的另一端作为采样电压Vs的参考地，并连接开关变换器的输出负极Vo-。

具体的，在实际应用过程中，为了使光耦OC1与可调稳压器的工作电流相匹配，以确保可调稳压器精准地稳压和可靠地工作，采用一电阻R2与光耦OC1配合使用，电阻R2的具体连接关系可如图4a-4f所示，电流镜、光耦OC1和电阻Roc的连接关系不同，电阻R2的连接关系也会不同，在此不做限定，具体的，电阻R2在本实施例的作用是匹配流经光耦OC1和可调稳压器TL431的电流，以确保TL431满足其最低工作电流的要求，从而可靠地实现精准稳压。

本实施例的工作原理为，由电流镜电路采样流经光耦OC1内部发光二极管的电流，假定此电流为IF，则经电流镜的第三端子流出的电流为k×IF，则在采样电阻Rs两端产生的电压Vs为，Vs＝k×IF×Rs。而在图3所示的电路中，光耦OC1通过其原边采样流经可调稳压器TL431阴极的电流，再在光耦OC1的副边产生反馈电压VFB，VFB再作为开关变换器的电压环路的控制电压。在这种应用中，利用本实施例所述的负载检测电路对光耦OC1原边的电流(即流经其内部发光二极管的电流IF)进行采样并输出采样电压Vs，则采样电压Vs即可准确反映开关变换器的输出负载的变化，当变换器的输出负载减轻(输出电流Io减小)时，变换器的输出电压Vo会升高，可调稳压器TL431的阴极电压降低，则流经光耦原边的电流IF增大，则采样电压Vs随之升高；反之，当变换器的输出负载加重(输出电流Io增大)时，采样电压Vs随之降低，获得的采样电压Vs可准确反映变换器输出负载的变化，并可广泛用作其他辅助电路(如风扇控制电路、过流保护电路、假负载控制电路等)的控制；

因流经光耦OC1发光二极管的电流IF通常很小，通常为十几uA～几百uA之间，在变换器满负载输出时，反馈电压VFB通常不大于3.5V(假定对应的IF＝75uA)，空载时VFB通常不低于0.5V(假定对应的IF＝225uA)，即变换器输出负载从空载变化至满载时，VFB的变化范围通常为0.5V～3.5V，变化幅度约3V，这在某些应用场合，此电压变化范围仍显较小，则用反馈电压VFB作为采样电压以控制辅助电路时误差较大。而本实施例可通过灵活调整采样电阻Rs的阻值，获得变化范围更大的采样电压Vs，可将采样电压Vs提高至5V甚至几十V，即采样电压Vs的变化范围可提高至5V甚至几十V以上，例如，假设电流镜的电流比例为1:2，即k＝2，取Rs＝20kΩ，变换器输出满载时，IF＝75uA，则开关变换器满载时的采样电压V_s满载＝IF×k×Rs＝3V；当变换器输出空载时，IF＝225uA，则开关变换器空载时的采样电压V_s空载＝9V，则采样电压Vs的变化范围为6V，是反馈电压VFB的变化范围的2倍，则利用本实施例的采样电压Vs控制辅助电路时，可提高控制精度。

第二实施例

图4a-图4f所示为本实施例所述开关变换器的具体电路图，图中虚线框部分为本实施例所述负载检测电路的具体电路图，所述的负载检测电路包括光耦OC1、电流镜电路和采样电阻Rs；所述的电流镜电路由第一功率管和第二功率管构成，第一功率管和第二功率管均为PNP三极管，以下称第一功率管为三极管Q1，第二功率管为三极管Q2，三极管Q1的发射极与三极管Q2的发射极连接后作为电流镜电路的第一端子；三极管Q1的集电极作为电流镜电路的第二端子，同时连接三极管Q1的基极、三极管Q2的基极和光耦OC1的第一引脚；三极管Q2的集电极作为电流镜电路的第三端子，连接采样电阻Rs的一端，并输出采样电压Vs；采样电阻Rs的另一端作为采样电压Vs的参考地，并连接开关变换器的输出负极Vo-。负载检测电路中各元器件与功率变换电路、采样放大电路、反馈控制电路的具体连接关系如图4a-图4f所示，在此不再赘述。

与第一实施例相比，第二实施例的不同之处在于，将第一实施例中1:k的电流镜由两个PNP三极管Q1和Q2构成，且电流镜的电流比例k＝1。第二实施例的工作原理为，三极管Q1和Q2构成了电流镜电路，设流经三极管Q1和Q2集电极的电流分别为IC1和IC2，流经三极管Q1和Q2基极的电流分别为IB1和IB2，流经由电流镜电路采样流经光耦OC1内部发光二极管的电流为IF，则IC2≈IC1，IB2≈IB1，IF＝IC1+IB1+IB2，因IC1＞＞IB1(＞＞表示远大于)，IC2＞＞IB2，IF≈IC1≈IC2，则在采样电阻Rs两端产生的电压Vs为，Vs＝IC2×Rs≈IF×Rs。本实施例中，电阻R2的作用是，匹配流经光耦OC1和可调稳压器TL431的电流，以确保TL431满足其最低工作电流的要求，从而可靠地实现精准稳压。

实际上，第二实施例的工作原理与第一实施例并无本质不同，其区别仅在于电流镜的比例不同，从而导致采样电压Vs不同而已。

第三实施例

图5所示为本实用新型的第三实施例，图中虚线框部分为本实用新型负载检测电路，所述的负载检测电路包括光耦OC1、电流镜电路、采样电阻Rs和电容Cs；所述的电流镜电路由第一功率管和第二功率管构成，第一功率管和第二功率管均为PNP三极管，以下称第一功率管为三极管Q1，第二功率管为三极管Q2，三极管Q1的发射极与三极管Q2的发射极连接后作为电流镜电路的第一端子；三极管Q1的集电极作为电流镜电路的第二端子，同时连接三极管Q1的基极、三极管Q2的基极和光耦OC1的第一引脚；三极管Q2的集电极作为电流镜电路的第三端子，连接采样电阻Rs的一端和电容Cs的一端，并输出采样电压Vs；采样电阻Rs的另一端作为采样电压Vs的参考地，并连接电容Cs的另一端和开关变换器的输出负极Vo-。

与第二实施例相比，第三实施例的工作原理并无本质不同，其区别仅在于，在采样电阻Rs的两端并联了电容Cs，滤除干扰使采样电压Vs更加稳定。

第四实施例

图6所示为本实用新型的第四实施例，图中虚线框部分为本实用新型负载检测电路，所述的负载检测电路包括光耦OC1、电流镜电路和采样电阻Rs；所述的电流镜电路由第一功率管和第二功率管构成，第一功率管和第二功率管均为PMOS管，以下称第一功率管为MOS管Q1，第二功率管为MOS管Q2，MOS管Q1的源极与MOS管Q2的源极连接后作为电流镜电路的第一端子；MOS管Q1的漏极作为电流镜电路的第二端子，同时连接MOS管Q1的栅极、MOS管Q2的栅极和光耦OC1的第一引脚；MOS管Q2的漏极作为电流镜电路的第三端子，连接采样电阻Rs的一端，并输出采样电压Vs；采样电阻Rs的另一端作为采样电压Vs的参考地，并连接开关变换器的输出负极Vo-。

与第二实施例中图4a-图4f所示的原理图相比，第四实施例中图6的不同之处仅在于，将第二实施例中的PNP三极管替换成PMOS管，二者工作原理基本相同，在此不再赘述。

第五实施例

图7所示为本实用新型的第五实施例，其应用于开关变换器的风扇控制电路中，图中虚线框部分为本实用新型负载检测电路。所述的负载检测电路包括光耦OC1、电流镜电路、采样电阻Rs和电容Cs；所述的电流镜电路包括第一功率管、第二功率管、第三功率管、第四功率管和供电电源VCC，其中，第一功率管和第二功率管均为NPN三极管，第三功率管和第四功率管均为PNP三极管，以下称第一功率管为三极管Q1，第二功率管为三极管Q2，第三功率管为三极管Q3，第四功率管为三极管Q4，三极管Q1的集电极作为所述的电流镜电路的第一端子，同时连接三极管Q1的基极和三极管Q2的基极；三极管Q1的发射极作为所述电流镜电路的第二端子，同时连接三极管Q2的发射极和光耦OC1的第一引脚；三极管Q2的集电极同时连接三极管Q3的集电极、三极管Q3的基极和三极管Q4的基极；三极管Q3的发射极同时连接三极管Q4的发射极和供电电源VCC；三极管Q4的集电极作为所述电流镜电路的第三端子，同时连接采样电阻Rs的一端和电容Cs的一端，并输出采样电压Vs；采样电阻Rs的另一端作为采样电压Vs的参考地，并连接电容Cs的另一端和开关变换器的输出负极Vo-。

与第二实施例相比，第五实施例的工作原理在本质上基本相同，不同之处仅在于，使用三极管Q1和Q2组成了第一级电流镜电路，再使用三极管Q3和Q4组成了第二级电流镜电路，第二级电流镜电路作为第一级电流镜电路的负载，采样电阻Rs作为第二级电流镜电路的负载；假设流经光耦发光二极管的电流为IF，流经三极管Q1、Q2、Q3和Q4的基极电流分别为IB3、IB4、IB5、IB6，流经三极管Q1、Q2、Q3和Q4的集电极电流分别为IC3、IC4、IC5、IC6，流经三极管Q1、Q2、Q3和Q4的发射极电流分别为IE3、IE4、IE5、IE6，因图7虚线框中的每个三极管都工作于放大状态，每个三极管的集电极电流都远大于其自身的基极电流，则有如下关系式：IC3≈IC4≈IE3≈IE4，IF＝IE3+IE4≈IC3+IC4，IC4＝IC5+IB5+IB6≈IC5≈IC6，则采样电压Vs为，Vs＝IC6×Rs≈IF×Rs/2。第五实施例中，电阻R2的作用是，匹配流经光耦OC1和可调稳压器TL431的电流，以确保TL431满足其最低工作电流的要求，从而可靠地实现精准稳压。

在本实施例中，电流镜电路的第三端子与采样电阻Rs的一端连接后，作为采样电压输出端口与负载电路连接，以风扇控制电路作为负载电路为例，对本实施例的工作原理进行进一步的说明，在本实施例中，风扇控制电路包括比较器U10、供电电源VCC、基准电压Vref1、电阻R10、电阻R11、电阻R12、PNP三极管Q10、NPN三极管Q11、电容C10和稳压管ZD10，风扇控制电路输出风扇供电电压VCC_FAN，而采样电压Vs作为控制电压，间接采样输出负载，控制风扇供电VCC_FAN的有无，从而控制风扇的起转或停转。具体而言，当变换器的输出负载加重(负载电流Io增大)导致输出电压降低时，由前述原理可知，可调稳压器TL431的阴极电压升高，流经光耦的电流IF减小，则采样电压Vs随之减小，当Vs＜Vref1时，比较器U10输出低电平，PNP三极管Q10饱和导通，则稳压管ZD10被击穿，三极管Q11导通，由Q10、R11、ZD10和Q11构成的线性稳压电路正常工作，风扇供电电压VCC_FAN为高电平，即风扇正常工作；反之，当变换器的输出负载减轻(负载电流Io降低)导致输出电压升高时，可调稳压器TL431的阴极电压降低，流经光耦的电流IF增大，则采样电压Vs随之增大，当Vs＞Vref1时，比较器U10输出高电平，PNP三极管Q10因发射结截止而关断，则由Q10、R11、ZD10和Q11构成的线性稳压电路不工作，风扇供电电压VCC_FAN为低电平，即风扇停止工作；综上所述，当变换器的输出负载增加至一定程度时，采样电压Vs较低，Vs＜Vref1时，VCC_FAN为高电平，风扇起转；当变换器的输出负载降低至某一值时，采样电压Vs较高，Vs＞Vref1时，VCC_FAN为低电平，风扇停转；这样便利用本实用新型负载检测电路很方便地实现了风扇的精确控制，大大降低了变换器在轻负载时的损耗；同时在较重负载时，风扇起转给变换器辅助散热以降低器件的温升。

以上实施案例只是本实用新型的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本实用新型的限制。另外，在不脱离本实用新型的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，例如，将任意实施例中的NPN三极管对替换成N-MOS管对，或将PNP三极管对替换成P-MOS管对；或者调节电流镜的电流比例等等，这是通过现有公知技术显而易见得到的，这些改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围，这里不再用实施例赘述。

Claims (10)

1.一种负载检测电路，应用于开关变换器，所述开关变换器包括功率变换电路、采样放大电路及反馈控制电路，所述功率变换电路分别与所述采样放大电路、反馈控制电路、负载检测电路连接，所述采样放大电路通过所述负载检测电路与所述反馈控制电路连接，其特征在于，所述负载检测电路包括：电流镜电路、采样电阻Rs和光耦OC1；所述电流镜电路与光耦OC1的原边串联，所述电流镜电路的第三端子与采样电阻Rs的一端连接；采样电阻Rs的另一端连接所述功率变换电路的输出负极；所述电流镜电路的第一端子作为所述负载检测电路的第一端用于与所述功率变换电路的输出正极连接，光耦OC1的原边的第二引脚作为所述负载检测电路的第二端用于与所述采样放大电路连接，或者，光耦OC1的原边的第一引脚作为所述负载检测电路的第一端用于与所述功率变换电路的输出正极连接，所述电流镜电路的第二端子作为所述负载检测电路的第二端用于与所述采样放大电路连接；光耦OC1副边用于与所述反馈控制电路连接。

2.根据权利要求1所述的负载检测电路，其特征在于，所述电流镜电路通过一限流电阻Roc与光耦OC1的原边串联，或者，所述负载检测电路的第一端通过一限流电阻Roc用于与所述功率变换电路的输出正极连接，或者，所述负载检测电路的第二端通过一限流电阻Roc用于与所述采样放大电路连接。

3.根据权利要求1所述的负载检测电路，其特征在于，所述电流镜电路包括第一功率管和第二功率管，第一功率管的第一端与第二功率管的第一端连接后，作为所述电流镜电路的第一端子，第一功率管的第二端与第一功率管的第三端、第二功率管的第三端连接后，作为所述电流镜电路的第二端子，第二功率管的第二端作为所述电流镜电路的第三端子。

4.根据权利要求3所述的负载检测电路，其特征在于，所述第一功率管和第二功率管均为PNP型三极管，且第一端均为发射极，第二端均为集电极，第三端均为基极。

5.根据权利要求3所述的负载检测电路，其特征在于，所述第一功率管和第二功率管均为PMOS管，且第一端均为源极，第二端均为漏极，第三端均为栅极。

6.根据权利要求1所述的负载检测电路，其特征在于，所述电流镜电路包括第一功率管、第二功率管、第三功率管和第四功率管，第一功率管的第二端与第一功率管的第三端、第二功率管的第三端连接后，作为所述电流镜电路的第一端子，第一功率管的第一端与第二功率管的第一端连接后，作为所述电流镜电路的第二端子，第二功率管的第二端与第三功率管的二端、第三功率管的第三端、第四功率管的第三端连接，第三功率管的第一端与第四功率管的第一端连接后用于接入电源VCC，第四功率管的第二端作为所述电流镜电路的第三端子。

7.根据权利要求5所述的负载检测电路，其特征在于，第一功率管和第二功率管均为NPN型三极管，第三功率管和第四功率管均为PNP型三极管，且四个功率管的第一端均为发射极，第二端均为集电极，第三端均为基极。

8.根据权利要求5所述的负载检测电路，其特征在于，第一功率管和第二功率管均为NMOS管，第三功率管和第四功率管均为PMOS管，且四个功率管的第一端均为源极，第二端均为漏极，第三端均为栅极。

9.根据权利要求1-8任一项所述的负载检测电路，其特征在于，还包括与采样电阻Rs并联的电容Cs。

10.一种开关变换器，其特征在于，包括功率变换电路、采样放大电路、反馈控制电路及如权利要求1-9任一项所述的负载检测电路，所述功率变换电路分别与所述采样放大电路、反馈控制电路、负载检测电路连接，所述采样放大电路通过所述负载检测电路与所述反馈控制电路连接。