CN219227562U - 一种基于电抗补偿结构的宽带Doherty功率放大器 - Google Patents

一种基于电抗补偿结构的宽带Doherty功率放大器 Download PDF

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余建源
尤明晖
宋宇
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Abstract

本实用新型公开了一种基于电抗补偿结构的宽带Doherty功率放大器，至少包括宽带宽带功率分配器、载波功率放大模块、峰值功率放大模块和合路输出匹配网络，其中，载波功率放大模块设置相位延迟线，宽带载波输入匹配网络、载波功率放大器、宽带载波输出匹配网络；峰值功率放大器模块设置峰值功放相位延迟线、宽带峰值输入网络、峰值功率放大器和基于电抗补偿结构的峰值输出网络。本实用新型在Doherty功放的峰值输出匹配网络中融入了电抗补偿结构来改变功率回退时合路点阻抗的虚部，以补偿载波放大器在低功率区域中的负载阻抗，从而在宽频率范围内增强回退效率而不影响饱和功率时的Doherty负载调制。

Description

一种基于电抗补偿结构的宽带Doherty功率放大器
技术领域
本实用新型涉及微波射频通信领域，具体是一种射频功率放大器，尤其涉及一种基于电抗补偿结构的宽带Doherty功率放大器。
背景技术
射频功率放大器广泛地应用于各类现代通信系统中，比较常见的如雷达，通信基站，城市通信网络等。并且，随着5G时代的到来，通信基站中使用的信号的调制方法越来越复杂，这导致了信号的峰均比越来越高。这就要求功率放大器能在较大的功率回退范围内保持较高的效率。另外，5G时代人们使用的频段越来越多，因此对功率放大器的带宽提出了更高要求，而高效率则是功率放大器一直追求的指标。而Doherty功放通过负载调制技术使得功率放大器能够在较大功率回退的情况下保持高效率，并且拥有很好的线性度，是当前比较主流的功率放大器类型。参见图1，传统Doherty功率放大器的负载调制中使用了两根四分之一波长线，而四分之一波长线是频率器，其阻抗值随频率的变化较为明显，因此，这大大限制了传统Doherty功率放大器的宽带，并且，传统Doherty功率放大器的功率回退范围只有6dB，这远远不能满足5G通信的要求。因此，如何提高Doherty功率放大器的功率回退范围以及带宽成为了研究的热点。已有的比较有效的对于传统Doherty功率放大器的改进为在功率回退时对功率放大器的合路点进行电抗补偿，然而，这造成了新的问题，即电抗补偿部分很有可能对功率饱和时合路点的阻抗造成影响，从而降低功率放大器在功率饱和时的效率。
针对目前技术中存在的困难，有必要进行研究，以解决现有技术存在的技术问题。
实用新型内容
为了克服现有技术中的困难，本实用新型提出了一种基于电抗补偿结构的宽带Doherty功率放大器，采用将电抗补偿结构融入峰值放大器输出匹配网络方法，以及用串联微带线构成的宽带输入输出匹配网络，多级阶跃微带线串联的合路输出匹配网络扩展带宽，本实用新型提出的新型电抗补偿结构能够在5G工作频段内保证回退效率和足够的饱和效率。
为了解决现有技术存在的技术问题，本实用新型的技术方案如下：
一种基于电抗补偿结构的宽带Doherty功率放大器，至少包括宽带功率分配器、载波功率放大模块、峰值功率放大模块和合路输出匹配网络，其中，
所述宽带功率分配器的输入端接入射频信号，其输出端分别与载波功率放大模块和峰值功率放大模块输入端连接；
所述载波功率放大模块依次设置载波相位延迟线、载波输入匹配网络、载波功率放大器、载波输出匹配网络；
所述峰值功率放大模块依次设置峰值相位延迟线、峰值输入匹配网络、峰值功率放大器和基于电抗补偿结构的峰值输出匹配网络；其中，基于电抗补偿结构的峰值输出匹配网络由微带线TL1，TL2，TL3，TL4，TL5依次串联组成；
所述合路输出匹配网络采用串联阶跃匹配网络。
上述技术方案中，用电抗补偿网络融入峰值输出匹配网络之中的结构替换了传统的在合路点添加λ/4短路线或λ/2开路线的电抗补偿结构对合路点阻抗进行电抗补偿，使得合路点阻抗在更宽的频带内保持稳定，从而拓展了功率放大器的工作带宽。为了达到这种效果，峰值输出匹配网络应该将峰值功率放大模块的输出阻抗在功率回退时转换为纯电抗形式，并在功率饱和时实现适当的阻抗匹配。从而实现一种简单的宽带结构来代替传统1/4波长线或者电抗补偿网络，并在此基础上提出一种在保证回退效率情况下的宽带Doherty功率放大器，并且使其能在5G频段下进行工作。
作为进一步的改进方案，宽带功率分配器采用了的非对称Wilkinson功分器结构，工作频段为2.5～3.5GHz；公分比为1：2。
作为进一步的改进方案，所述合路输出匹配网络包括三节阻抗匹配微带线。
作为进一步的改进方案，输入与输出匹配网络均采用阶跃微带线串联的结构进行宽带阻抗匹配。
作为进一步的改进方案，载波输入匹配网络由四根微带线串联组成、峰值输入匹配网络由五根微带线组成，载波偏置网络与峰值偏置网络的微带线特征阻抗都为50欧姆；在功率饱和时，峰值输出匹配至50欧姆，载波输出用于消除了四分之一波长阻抗逆变器以拓展带宽并减小尺寸，进而匹配至50欧姆。
作为进一步的改进方案，基于电抗补偿结构的峰值输出匹配网络的设计过程如下：
将每个晶体管都看成理想的电流源，两个晶体管的有效负载可以用各自的输出匹配网络的ABCD参数表示，合路点负载为ZL，峰值放大器与载波放大器之间的电流之比等数值来表示。在功率回退区域，载波和峰值放大器的有效负载阻抗可以表示为：
Figure SMS_1
Zp_low＝∞ (2)
其中，ABCD是载波输出匹配网络在给定频率下的传输矩阵。载波输出匹配网络两侧电压和电流的方程可以用ABCD参数表示为：
Figure SMS_2
在功率回退点处，合路点阻抗变为ZL，考虑到Vcn＝IcnZL,载波负载阻抗可以表示为：
Figure SMS_3
在功率回退区域内，由于Vp＝Vcn＝IcnZcn,因此载波放大器输出的电流和电压可以表示为：
Vc＝AVp+BIcn (5)
Ic＝CVp+DIcn (6)
其中，将Vp＝Vcn＝IcnZcn代入(5)可以得到：
Figure SMS_4
根据负载调制关系，可以得到如下关系：
Figure SMS_5
将(7)代入(8)中可以得到：
Figure SMS_6
根据阻抗变换，Zc可以表示为：
Figure SMS_7
因此，载波放大器的输出电压可以表示为：
Figure SMS_8
将(11)代入(9)中，可以得到：
Figure SMS_9
为了进一步推导，假设如下关系：
Figure SMS_10
其中，
Figure SMS_11
是峰值放大器输出电流的相位。结合(12)，(13)可以得到饱和功率下的载波负载阻抗为：
Figure SMS_12
由Vp＝Vcn＝IcnZcn和(5)可以得到：
Figure SMS_13
再由(9)，(12)，(15)可以得到饱和功率下的峰值负载阻抗为：
Figure SMS_14
为了简化分析的过程，令载波输出匹配网络为传统的特征阻抗ZT的四分之一波长线，则它对应的ABCD矩阵为：
Figure SMS_15
其中，θ为λ0/4波长线的相位延迟，即θ＝(π/2)*(f/f0)。将(17)中的ABCD代入(4)，(14)，(16)中可以得到：
Figure SMS_16
Figure SMS_17
Figure SMS_18
一般情况下ZL为0.5Z0，ZT等于Z0,其中Z0表示放大器的最佳负载阻抗，通常为50欧姆。若令
Figure SMS_19
且峰值放大器与载波放大器在整个频带内都能实现相同幅值的输出电流，根据上述的(18)，(19)，(20)可以计算得到归一化负载阻抗Zc_low，Zc_sat，Zp_sat，结果如图4所示。
从图4中可以看出，Zc_low仅在中心频点等于理想值2Z0,当频率偏离中心频点越多时，Zc_low快速下降，这导致了功率回退时效率的下降。因此，为了拓展功率放大器的带宽，应该使得Zc_low，即载波放大器在功率回退时的有效电阻在低频和高频时都增大。本实用新型采用了新型的电抗补偿结构，用峰值放大器输出匹配网络来实现阻抗匹配的同时来对合路点进行电抗补偿，使得回退时载波放大器的有效输出电阻接近理想值，从而达到拓展带宽的目的。
因此，使用两点匹配技术来进行峰值输出匹配网络，来使得峰值放大器在功率饱和时匹配到最佳阻抗Z0，在功率回退时为合路点提供合适的电抗。另外，载波放大器的输出匹配网络也使用两点匹配技术进行设计，这就省略了传统Doherty结构中的阻抗逆变器，使得电路更加简单的同时也避免了四分之一波长线对带宽的限制。图五展示了峰值输出匹配网络用ABCD矩阵的表示形式。
当二端口网络具有无耗互易的网络特性时，其S参数可以表示为：
Figure SMS_20
将S参数转化为ABCD传输矩阵来表示峰值输出匹配网络：
Figure SMS_21
Figure SMS_22
Figure SMS_23
Figure SMS_24
其中，θ21是S21的相位。
峰值输出匹配网络两侧的电压和电流的线性方程组可以用ABCD参数表示为：
Figure SMS_25
在功率回退时，峰值放大器出于关闭状态，根据上述公式可以得到：
Figure SMS_26
Figure SMS_27
上式中的Zp_low和Zp_sat可以通过负载牵引得到，而Zpn_low，Zpn_sat则根据设计需要设定，在一般情况下，饱和时峰值支路输出阻抗为50欧姆，而功率回退时则为设计所需的电抗值。在确定这四个参数后，可以通过(22)-(25)，(27)，(28)得到S11和θ21，这样，就得到整个S参数。基于S参数就可以设计出峰值输出匹配网络。载波输出匹配网络S参数可以用同样的方法得到。
根据以上分析，可以确定将新型电抗补偿结构融入峰值输出匹配网络不仅使得功率回退时合路点得到电抗补偿，从而提高了功率放大器的工作带宽，而且不对功率饱和时的合路点阻抗造成影响。
作为优选的技术方案，所述合路输出匹配网络，采用多节串联的阶跃微带线构成，在一定程度上扩展合路输出匹配网络的输出带宽。
与现有技术相比较，本实用新型具有如下技术效果：
1、本实用新型采用新型的电抗补偿结构代替了传统的在合路点添加λ/4短路线或λ/2开路线的电抗补偿结构对合路点阻抗进行电抗补偿来实现2.5-3.5GHz的工作宽带。
2、采用两点匹配技术消除了载波放大器输出匹配网络后的阻抗逆变器，简化了电路的同时也拓展了功率放大器的工作带宽。
3、采用多级串联的阶跃微带线在一定程度上提高工作频段的带宽。
4、本实用新型能够应用在5G基站的功率放大器模块中，实现了4G到5G频段的工作带宽，减少了功率放大器整体的成本，可以很好的应用于第五代移动通信系统中。
附图说明
图1是传统Doherty功率放大器原理框图；
图2是本实用新型的基于新型电抗补偿结构的宽带Doherty功率放大器的原理框图；
图3是用电流源表示载波和峰值功率放大器的Doherty等效电路图；
图4是归一化0.75到1.25频段的Doherty负载阻抗；
图5是本实用新型的新型电抗补偿峰值输出匹配网络的结构示意图；
图6是本实用新型提供的基于新型电抗补偿网络的宽带Doherty的大信号下特性仿真结果示意图。
具体实施方式
以下是本实用新型的具体实施例并结合附图，对本实用新型的技术方案作进一步的描述，但本实用新型并不限于这些实施例。
参见图2所示为实施例的基于新型电抗补偿结构的宽带Doherty功率放大器的原理框图，包括基于新型电抗补偿结构的宽带功分器、载波功率放大模块、峰值功率放大模块、合路输出匹配网络。与图1所示传统Doherty结构相比，将传统的峰值输出匹配网络替换为结合了新型电抗补偿结构的峰值输出匹配网络。其中，载波功率放大模块包括载波相位延迟线，载波输入匹配网络、载波功率放大器、载波输出匹配网络；峰值功率放大模块包括峰值相位延迟线，峰值输入匹配网络、峰值功率放大器和新型电抗补偿峰值输出匹配网络；合路输出匹配网络包括三节阶跃式阻抗匹配微带线。宽带功分器实现了2.5GHz到3.5GHz带宽上的功率分配。载波功放输入端和峰值功放的输入端都加上了相位延迟线，用以调节整体电路的相位，使得载波和峰值放大器的输出电流在合路点的相位相同。
在本实施例中，所述输入与输出匹配网络采用阶跃微带线串联的结构进行宽带阻抗匹配，这有利于降低阻抗匹配电路的Q值，进一步拓展带宽。所述的偏置电路采用该领域常规技术方法实现，其微带线的特征阻抗都为Z0欧姆；载波输出和峰值输出都匹配至Z0。所述载波功放相位延迟线与峰值功放相位延迟线相同，线特征阻抗为Z0的宽带阻抗变换线(中心频率时)。
其中，Z0为载波放大器和峰值放大器工作于B类模式下的最佳负载电阻值。
参见图3为用电流源表示载波和峰值功率放大器的Doherty等效电路图。将每个晶体管都看成理想的电流源，两个晶体管的有效负载可以用各自的输出匹配网络的ABCD参数表示，合路点负载为ZL，峰值放大器与载波放大器之间的电流之比δ等数值来表示。在功率回退区域，载波和峰值放大器的有效负载阻抗可以表示为：
Figure SMS_28
Zp_low＝∞(30)
其中，ABCD是载波输出匹配网络在给定频率下的传输矩阵。载波输出匹配网络两侧电压和电流的方程可以用ABCD参数表示为：
Figure SMS_29
在功率回退点处，合路点阻抗变为ZL，考虑到Vcn＝IcnZL,载波负载阻抗可以表示为：
Figure SMS_30
在功率回退区域内，由于Vp＝Vcn＝IcnZcn,因此载波放大器输出的电流和电压可以表示为：
Vc＝AVp+BIcn (33)
Ic＝CVp+DIcn (34)
其中，将Vp＝Vcn＝IcnZcn代入(5)可以得到：
Figure SMS_31
根据负载调制关系，可以得到如下关系：
Figure SMS_32
将(7)代入(8)中可以得到：
Figure SMS_33
根据阻抗变换，Zc可以表示为：
Figure SMS_34
因此，载波放大器的输出电压可以表示为：
Figure SMS_35
将(11)代入(9)中，可以得到：
Figure SMS_36
为了进一步推导，假设如下关系：
Figure SMS_37
其中，
Figure SMS_38
是峰值放大器输出电流的相位。结合(12)，(13)可以得到饱和功率下的载波负载阻抗为：
Figure SMS_39
由Vp＝Vcn＝IcnZcn和(5)可以得到：
Figure SMS_40
再由(9)，(12)，(15)可以得到饱和功率下的峰值负载阻抗为：
Figure SMS_41
为了简化分析的过程，令载波输出匹配网络为传统的特征阻抗ZT的四分之一波长线，则它对应的ABCD矩阵为：
Figure SMS_42
其中，θ为λ0/4波长线的相位延迟，即θ＝(π/2)*(f/f0)。将(17)中的ABCD代入(4)，(14)，(16)中可以得到：
Figure SMS_43
Figure SMS_44
Figure SMS_45
一般情况下ZL为0.5Z0，ZT等于Z0,其中Z0表示放大器的最佳负载阻抗，通常为50欧姆。若令
Figure SMS_46
且峰值放大器与载波放大器在整个频带内都能实现相同幅值的输出电流，根据上述的(18)，(19)，(20)可以计算得到归一化负载阻抗Zc_low，Zc_sat，Zp_sat，结果如图4所示。
从图4中可以看出，Zc_low仅在中心频点等于理想值2Z0,当频率偏离中心频点越多时，Zc_low快速下降，这导致了功率回退时效率的下降。因此，为了拓展功率放大器的带宽，应该使得Zc_low，即载波放大器在功率回退时的有效电阻在低频和高频时都增大。本实用新型采用了新型的电抗补偿结构，用峰值放大器输出匹配网络来实现阻抗匹配的同时来对合路点进行电抗补偿，使得回退时载波放大器的有效输出电阻接近理想值，从而达到拓展带宽的目的。
因此，使用两点匹配技术来进行峰值输出匹配网络，来使得峰值放大器在功率饱和时匹配到最佳阻抗Z0，在功率回退时为合路点提供合适的电抗。另外，载波放大器的输出匹配网络也使用两点匹配技术进行设计，这就省略了传统Doherty结构中的阻抗逆变器，使得电路更加简单的同时也避免了四分之一波长线对带宽的限制。图5示出了峰值输出匹配网络用ABCD矩阵的表示形式。
当二端口网络具有无耗互易的网络特性时，其S参数可以表示为：
Figure SMS_47
将S参数转化为ABCD传输矩阵来表示峰值输出匹配网络：
Figure SMS_48
Figure SMS_49
Figure SMS_50
Figure SMS_51
其中，θ21是S21的相位。
峰值输出匹配网络两侧的电压和电流的线性方程组可以用ABCD参数表示为：
Figure SMS_52
在功率回退时，峰值放大器出于关闭状态，根据上述公式可以得到：
Figure SMS_53
Figure SMS_54
上式中的Zp_low和Zp_sat可以通过负载牵引得到，而Zpn_low，Zpn_sat则根据设计需要设定，在一般情况下，饱和时峰值支路输出阻抗为50欧姆，而功率回退时则为设计所需的电抗值。在确定这四个参数后，可以通过(22)-(25)，(27)，(28)得到S11和θ21，这样，就得到整个S参数。基于S参数就可以设计出峰值输出匹配网络。载波输出匹配网络S参数可以用同样的方法得到。
根据以上分析，可以确定将新型电抗补偿结构融入峰值输出匹配网络不仅使得功率回退时合路点得到电抗补偿，从而提高了功率放大器的工作带宽，而且不对功率饱和时的合路点阻抗造成影响。
本实用新型还公开了一种基于电抗补偿网络的宽带Doherty功率放大器的设计方法，包括以下设计步骤：
1，首先明确所要设计的DPA的工作频段以及所期望的回退范围。
2，在确定了回退范围的基础上计算出峰值放大器和载波放大器所需要的饱和电流比。由于峰值放大器与载波放大器饱和电流比越大，载波放大器的有效输出阻抗就能越早达到饱和效率点，因此，它一般设置为大于1，即回退范围超过6dB。
3，在确定饱和电流比的基础上选择合适的晶体管，并设计匹配饱和电流比的功率分配器。
4，根据晶体管的数据手册，合理地分别设计载波放大器的输入输出阻抗匹配网络以及峰值放大器的输入输出匹配网络。在此过程中，需要特别考虑峰值放大器输出匹配网络的设计，使之在功率回退区域能够给予合路点合适的无功电抗补偿，而在功率饱和处则完成峰值放大器最佳输出阻抗到合路点25欧姆电阻的匹配。
5，针对峰值放大器所需要达到的效果，我们使用两点匹配技术来实现它。
6，最后，利用串联微带线结构，根据合路点的阻抗值设计一个合路输出匹配网络，使阻抗变换到可以输出与测量的50欧姆。
参见图6，所示为本实例基于新型电抗补偿网络的宽带Doherty的大信号下特性仿真结果示意图。使用新型电抗补偿的峰值输出匹配网络来对Doherty功率放大器的合路点进行电抗补偿，使得功率回退时载波的有效输出阻抗在较宽的频段内更加靠近理想状态，使得Doherty功率放大器在较宽的频带内实现高效率，高回退。本实施例实现了2.5GHz到3.5GHz的工作带宽，可以同时用于4G和5G通信。从图6中可以看出，在工作频段内，饱和的输出功率为44.2dBm-46.4dBm，饱和漏极效率为55％-75％，9dB回退效率为45％-55％。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本实用新型的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本实用新型进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本实用新型各实施例技术方案的范围。

Claims (5)

1.一种基于电抗补偿结构的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，至少包括宽带功率分配器、载波功率放大模块、峰值功率放大模块和合路输出匹配网络，其中，
所述宽带功率分配器的输入端接入射频信号，其输出端分别与载波功率放大模块和峰值功率放大模块输入端连接；
所述载波功率放大模块依次设置载波相位延迟线、载波输入匹配网络、载波功率放大器、载波输出匹配网络；
所述峰值功率放大模块依次设置峰值相位延迟线、峰值输入匹配网络、峰值功率放大器和基于电抗补偿结构的峰值输出匹配网络；其中，基于电抗补偿结构的峰值输出匹配网络由微带线TL1，TL2，TL3，TL4，TL5依次串联组成；
所述合路输出匹配网络采用串联阶跃匹配网络。
2.根据权利要求1所述的基于电抗补偿结构的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，宽带功率分配器采用了的非对称Wilkinson功分器结构，工作频段为2.5～3.5GHz；公分比为1：2。
3.根据权利要求1所述的基于电抗补偿结构的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述合路输出匹配网络包括三节阻抗匹配微带线。
4.根据权利要求1所述的基于电抗补偿结构的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，输入与输出匹配网络均采用阶跃微带线串联的结构进行宽带阻抗匹配。
5.根据权利要求4所述的基于电抗补偿结构的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，载波输入匹配网络由四根微带线串联组成、峰值输入匹配网络由五根微带线组成，载波偏置网络与峰值偏置网络的微带线特征阻抗都为50欧姆；在功率饱和时，峰值输出匹配至50欧姆，载波输出用于消除了四分之一波长阻抗逆变器以拓展带宽并减小尺寸，进而匹配至50欧姆。
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