CN216672861U - 一种新型四路自调整输出反激开关电源 - Google Patents

Abstract

一种新型四路自调整输出反激开关电源，其特征在于：包括反激开关转换电路、输入整流滤波电路、多路输出整流滤波电路、初级PWM控制电路以及次级反馈检测放大电路；所述多路输出整流滤波电路包括由T2主路输出次级绕组、T2第二路输出次级绕组、T2第三路输出次级绕组以及T2第四路输出次级绕组组成的T2次级绕组。本实用新型通过由T2主路输出次级绕组、T2第二路输出次级绕组、T2第三路输出次级绕组以及T2第四路输出次级绕组组成的T2次级绕组，可以加强多路输出整流滤波电路中变压器T2的耦合程度，减少漏感的产生，当功率管关断时，不会产生很高的关断电压尖峰，不会导致开关管的电压应力大，有效保护功率管；导通时，电感电流变化率较小。

Description

一种新型四路自调整输出反激开关电源

技术领域

本实用新型属于开关电源技术领域，特别涉及一种新型四路自调整输出反激开关电源。

背景技术

随着电子产品的广泛普及应用，市场需求越来越大，由于此类产品多采用低压直流电作为供电电源，又因小型化多路输出的需求，很多不同输出的电压都会集中在一个电源上，输出电压的精确程度决定了电源的性能指标。每一组合的负载都会影响到输出电压的变化。因此一般采用反激开关电源设计，反激变换器具有电路结构简单、输入输出电气隔离、电压调节范围宽、易于多路输出等特点，因而适合作为电力电子设备内的辅助开关电源。广泛用于多路输出机内辅助电源中。

反激变换电路由于具有拓扑简单，输入输出电气隔离，升/降压范围广，多路输出负载自动均衡等优点，而广泛用于多路输出机内电源中。在反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用，由于变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防磁饱和要加入气隙，漏感较大；当功率管关断时，会产生很高的关断电压尖峰，导致开关管的电压应力大，有可能损坏功率管；导通时，电感电流变化率大。

实用新型内容

本实用新型针对现有技术存在的不足，提供了一种新型四路自调整输出反激开关电源，具体技术方案如下：

一种新型四路自调整输出反激开关电源，包括反激开关转换电路、输入整流滤波电路、多路输出整流滤波电路、初级PWM控制电路以及次级反馈检测放大电路；

所述多路输出整流滤波电路包括由T2主路输出次级绕组、T2第二路输出次级绕组、T2第三路输出次级绕组以及T2第四路输出次级绕组组成的T2次级绕组；

其中：T2主路输出次级绕组一端连接整流管D8和整流管D8A；电阻R36和滤波电容C18分别串联连接于整流管D8的正负极上；整流后与滤波电容C21相连；滤波电感L5连接于电解电容C20和电解电容C22之间； T2主路输出次级绕组另一端为输出的低电位；

T2第二路输出次级绕组一端连接整流管D6；电阻R33和滤波电容C14 分别串联连接于整流管D6的正负极上；整流后与电解电容C19相连；滤波电感L4连接于电解电容C19和电解电容C20之间；T2第二路输出次级绕组另一端为输出的低电位；

T2第三路输出次级绕组一端连接整流管D7；电阻R34和滤波电容C15 分别串联连接于整流管D7的正负极上；整流后与滤波电容C35相连；线性稳压器IC3A的输入端连接滤波电容C35的正极，线性稳压器IC3A的输出端和滤波电容C18的正极相连，线性稳压器IC3A的GND端和T2第三路输出次级绕组另一端相连为输出的低电位；

T2第四路输出次级绕组一端连接整流管D5；电阻R30与滤波电容C33 分别串联接于整流管D5的正负极上；整流后与滤波电容C12相连；线性稳压器IC4A的输入端连接滤波电容C12的正极，线性稳压器IC4A的输出端和滤波电容C23的正极相连，线性稳压器IC4A的GND端和T2第四路输出次级绕组另一端相连为输出的低电位。

进一步地，所述初级PWM控制电路包括芯片，所述芯片的八脚通过电阻R47，电阻R48，电阻R49三个电阻的串联和输入电容C1的正极相连，所述芯片的六脚和电解电容C4的正极相连，电解电容C4的负极接地；所述芯片的五脚通过电阻R14和二极管D3与三极管Q1的栅极相连；三极管 Q1的源极通过过流电阻R13接地；三极管Q1的栅极和源极之间并接电阻R11和电阻R12串联起来的电阻；所述芯片的四脚与输入电容C1的负极共接地；所述芯片的三脚通过电阻R10连接在三极管Q1的源极上，所述芯片的三脚对地加装滤波电容C5；所述芯片的二脚连接于光耦PC1的4脚上，光耦PC1的3脚接地，FB端对地加装滤波电容C6；一脚FAULT功能端直接和光耦PC2的四脚相连。

进一步地，所述芯片为NCP1239芯片。

本实用新型的有益效果是：

本实用新型通过由T2主路输出次级绕组、T2第二路输出次级绕组、 T2第三路输出次级绕组以及T2第四路输出次级绕组组成的T2次级绕组，可以加强多路输出整流滤波电路中变压器T2的耦合程度，减少漏感的产生，当功率管关断时，不会产生很高的关断电压尖峰，不会导致开关管的电压应力大，有效保护功率管；导通时，电感电流变化率较小。

附图说明

图1示出了本实用新型四路自调整输出反激开关电源的电路图；

图2示出了本实用新型中多路输出整流滤波电路的电路图；

图3示出了本实用新型中初级PWM控制电路的电路图；

图4示出了本实用新型中NCP1239芯片脚位图；

图5示出了本实用新型中反激工作原理图。

具体实施方式

为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本实用新型进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。

如图1和2所示，一种新型四路自调整输出反激开关电源，包括反激开关转换电路、输入整流滤波电路、多路输出整流滤波电路、初级PWM控制电路以及次级反馈检测放大电路；

所述多路输出整流滤波电路由T2(变压器)次级绕组、整流二极管、滤波电容和稳压器件组成；所述T2次级绕组包括T2主路输出次级绕组、T2 第二路输出次级绕组、T2第三路输出次级绕组以及T2第四路输出次级绕组；

其中：T2主路输出次级绕组一端连接整流管D8和整流管D8A；电阻 R36和滤波电容C18分别串联连接于整流管D8的正负极上；整流后与滤波电容C21相连；滤波电感L5连接于电解电容C20和电解电容C22之间； T2主路输出次级绕组另一端为输出的低电位；

T2第二路输出次级绕组一端连接整流管D6；电阻R33和滤波电容C14 分别串联连接于整流管D6的正负极上；整流后与滤波电容C19相连；滤波电感L4连接于电解电容C19和电解电容C20之间；T2第二路输出次级绕组另一端为输出的低电位；

T2第三路输出次级绕组一端连接整流管D7；电阻R34和滤波电容C15 分别串联连接于整流管D7的正负极上；整流后与滤波电容C35相连；线性稳压器IC3A的输入端连接滤波电容C35的正极，线性稳压器IC3A的输出端和滤波电容C18的正极相连，线性稳压器IC3A的GND端和T2第三路输出次级绕组另一端相连为输出的低电位；

T2第四路输出次级绕组一端连接整流管D5；电阻R30与滤波电容C33 分别串联连接于整流管D5的正负极上；整流后与滤波电容C12相连；线性稳压器IC4A的输入端连接滤波电容C12的正极，线性稳压器IC4A的输出端和C23的正极相连，线性稳压器IC4A的GND端和T2第四路输出次级绕组另一端相连为输出的低电位。

如图3所示，所述初级PWM控制电路包括芯片，所述芯片的八脚HV 高压启动输入端通过电阻R47，电阻R48，电阻R49三个电阻的串联和输入输入电容C1的正极相连，所述芯片的六脚VCC的供电端和电解电容C4 的正极相连，电解电容C4的负极接地；所述芯片的五脚驱动端通过电阻 R14和二极管D3与三极管Q1 MOSFET的栅极相连；三极管Q1的源极通过过流电阻R13接地；三极管Q1的栅极和源极之间并接电阻R11和电阻 R12串联起来的电阻；所述芯片的四脚GND与输入电容C1的负极共接地；所述芯片的三脚CS端通过电阻R10连接在三极管Q1的源极上，所述芯片的三脚CS端对地加装滤波电容C5；所述芯片的二脚FB反馈端连接于光耦 PC1的4脚上，光耦PC1的3脚接地，FB端对地加装滤波电容C6；一脚 FAULT功能端直接和光耦PC2的四脚相连；当光耦PC2内的三极管导通时，直接将功能端的电位拉低锁定了驱动信号，电源不在工作，电源无输出。

如图4所示，所述芯片为NCP1239芯片。

采用反激拓扑的NCP1239 PWM的电源管理控制芯片；NCP1239是一款固定频率电流模式控制器，具有动态自供电功能。此功能可激活内部启动电流源使其在启动期间、瞬变、锁存、待机等期间为控制器供电，大大简化了辅助电源和Vcc电容器的设计。该控制器供电范围高达35V，具有带抖动的65kHz或100kHz开关电路，在峰值电流模式控制下运行。当辅助侧功率开始降低时，该控制器将其开关频率自动折回至最低26kHz 的水平。当功率进一步下降时，该零部件进入跳过周期，同时对峰值电流进行限制，确保轻型负载条件下的卓越能效。它具有基于计时器的故障检测可确保过载检测，还具有可调节补偿，有助于保持最大功率，而无论输入电压如何。

NCP1239脚位功能介绍

1:功能端将此端电压拉低到预定值后，该芯片将锁定驱动MOSFET的信号。

2：检测反馈端此端和光耦相连，接受次级端的信号，调整输出电压的变化。

3：电流信号端此端连接电阻在MOSFET的源和地之间检测电感电流。

4：地端，此端接地

5：驱动端此端外接功率MOSFET的栅极。

6：电源端此端为芯片供电。

7：高压启动端，通过电阻和输入电解电容的高电位相接。

如图5所示，反激开关转换电路由于具有拓扑简单输入输出电气隔离。升降压范围广，多路输出负载自动均衡等优点，而广泛用于多路输出机内电源中。在反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用。

反激变换器工作原理是：主开关管导通时，二次侧二极管关断，变压器储能；主开关管关断时，二次侧二极管导通，变压器储能向负载释放。它和正激变换器不同，正激变换器的变压器励磁电感储能一般很小，各绕组瞬时功率的代数和为零，变压器只起隔离、变压作用。而反激变换器的变压器比较特殊，它兼起储能电感的作用，称为储能变压器(或电感-变压器)。为防止负载电流较大时磁心饱和，反激变换器的变压器磁心要加气隙，降低了磁心的导磁率，这种变压器的设计是比较复杂的。

在开关管关断时，反激变换器的变压器储能向负载释放，磁心自然复位，因此反激变换器无需另加磁复位措施。磁心自然复位的条件是：开关导通和关断时间期间，变压器一次绕组所承受电压的伏秒乘积相等。

CCM条件下，反激变换器的输出-输入电压变换比为

Vo/Vi＝nD/(1-D)

式中n＝N2/N1。

反激变换器主开关管承受的最大电压为Vi+Vo/n。

可以证明，反激变换器和隔离式Cuk变换器互为对偶。反激的英文为 Flyback，也有回扫的意思。在电视接受器中，有一个产生很高直流电压的 DC-DC变换器，驱使显像管电子束回扫，屏幕上的光点Flies back(回扫) 到另一行水平线的起始点，因此这类隔离式DC-DC变换器称为Flyback变换器，译为反激变换器。优点显而易见、电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求。输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，无需切换而达到稳定输出的要求。转换效率高，损失小。

本实用新型中变压器的设计和绕制结构说明：采用新型反激多路精确动态调整变压器特殊结构方法，是由主路5V绕组和初级绕组紧挨着，加强耦合程度，减少漏感的产生。用反馈绕组将初级绕组和次级的小功率的绕组隔开，用来增加漏感的产生。而+15V和-15V的绕组采用堆叠并绕的方式来平衡它们的漏感。不同位置的绕组产生的漏感不同，变压器实际变换中动态平衡了次级各组的漏感，调整匹配好各个绕组漏感，达到精确输出调整率的目的。减小线圈体积，还可以增加绕组之间的互感量，加强耦合程度。以本电源为例，当15V输出满载而24V-15V和5V输出轻载时，减小这些绕组的漏感，可以避免因漏感使24V、-15V和5V输出电路中的滤波电容被尖峰电压充电到峰值，即产生所谓的峰值充电效应，从而引起输出电压不稳定。这里将5V绕组作为次级的始端。

匝数的计算说明：对于多输出高频变压器，各输出绕组的匝数可以取相同的每伏匝数。每伏匝数nO可以由下式确定：其单位是匝/VO将NS 取3匝，UO1＝5V，UF1＝0.4V(肖特基整流管导通压降)代入上式得到nO＝0.6 匝/V。

对于24V输出，已知UO2＝24V，UF2＝1V，则该路输出绕组匝数为 NS2＝0.6匝/V×(24V十0.6V)＝15.7匝，实取16匝。

对于15V输出，已知UO3＝15V，UF3＝1V，则该路输出绕组匝数为 NS2＝0.6匝/V×(12V+1V)＝9.7匝，实取10匝。

对于-15V输出，已知UO4＝15V，UF4＝1V，则该路输出绕组匝数为 NS2＝0.6匝/V×(12V+1V)＝10.8匝，实取11匝。

对于反馈绕组，已知UF＝15V，UF3＝0.7V(硅快速恢复整流二极管导通压降)，则该路输出绕组匝数为NS2＝0.6匝/V×(15V+0.4V)＝10.2匝，实取 10匝。

以上所述仅为本实用新型的较佳实施例而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种新型四路自调整输出反激开关电源，其特征在于：包括反激开关转换电路、输入整流滤波电路、多路输出整流滤波电路、初级PWM控制电路以及次级反馈检测放大电路；

所述多路输出整流滤波电路包括由T2主路输出次级绕组、T2第二路输出次级绕组、T2第三路输出次级绕组以及T2第四路输出次级绕组组成的T2次级绕组；

其中：T2主路输出次级绕组一端连接整流管D8和整流管D8A；电阻R36和滤波电容C18分别串联连接于整流管D8的正负极上；整流后与滤波电容C21相连；滤波电感L5连接于电解电容C20和电解电容C22之间；T2主路输出次级绕组另一端为输出的低电位；

T2第二路输出次级绕组一端连接整流管D6；电阻R33和滤波电容C14分别串联连接于整流管D6的正负极上；整流后与电解电容C19相连；滤波电感L4连接于电解电容C19和电解电容C20之间；T2第二路输出次级绕组另一端为输出的低电位；

T2第三路输出次级绕组一端连接整流管D7；电阻R34和滤波电容C15分别串联连接于整流管D7的正负极上；整流后与滤波电容C35相连；线性稳压器IC3A的输入端连接滤波电容C35的正极，线性稳压器IC3A的输出端和滤波电容C18的正极相连，线性稳压器IC3A的GND端和T2第三路输出次级绕组另一端相连为输出的低电位；

T2第四路输出次级绕组一端连接整流管D5；电阻R30与滤波电容C33分别串联接于整流管D5的正负极上；整流后与滤波电容C12相连；线性稳压器IC4A的输入端连接滤波电容C12的正极，线性稳压器IC4A的输出端和滤波电容C23的正极相连，线性稳压器IC4A的GND端和T2第四路输出次级绕组另一端相连为输出的低电位。

2.根据权利要求1所述的一种新型四路自调整输出反激开关电源，其特征在于：所述初级PWM控制电路包括芯片，所述芯片的八脚通过电阻R47，电阻R48，电阻R49三个电阻的串联和输入电容C1的正极相连，所述芯片的六脚和电解电容C4的正极相连，电解电容C4的负极接地；所述芯片的五脚通过电阻R14和二极管D3与三极管Q1的栅极相连；三极管Q1的源极通过过流电阻R13接地；三极管Q1的栅极和源极之间并接电阻R11和电阻R12串联起来的电阻；所述芯片的四脚与输入电容C1的负极共接地；所述芯片的三脚通过电阻R10连接在三极管Q1的源极上，所述芯片的三脚对地加装滤波电容C5；所述芯片的二脚连接于光耦PC1的4脚上，光耦PC1的3脚接地，FB端对地加装滤波电容C6；一脚FAULT功能端直接和光耦PC2的四脚相连。

3.根据权利要求2所述的一种新型四路自调整输出反激开关电源，其特征在于：所述芯片为NCP1239芯片。

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