CN208015596U - 一种dc恒压输出变换器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开一种DC恒压输出变换器，包括12V或24V低压电源输入、辅助电源电路、自动频率切换电路、PWM调控电路、升压输出整流滤波电路，还包括电位逻辑保护电路、推挽式升压拓扑电路、输出恒压自动切换电路。本实用新型对电位逻辑监测根据输入母线电压的不同状态(欠压、过压、正常)进行判断，从而通过控制PWM模块并控制整个电路的启停。输出恒压自动切换电路确保在不同输入电压下有安全稳定的电压输出。对推挽拓扑所接的高频升压变压器进行了特殊的绕组分布设计，以适应两种不同的输入电压。在升压变压器之后的自动切换的输出恒压电路可以确保不同输入时有恒定的电压输出。

Description

一种DC恒压输出变换器

技术领域

本实用新型涉及恒压输出电路设计技术领域，尤其涉及的是一种DC恒压输出变换器。

背景技术

随着光伏发电等绿色再生能源的兴起，逆变电源应用及相关研究日益广泛和深入。它广泛应用于家庭、公司服务器、卫星中继站甚至航空航天事业中。升压电路是逆变电源的一个关键部分，它的工作稳定性、安全性、响应灵敏性等的关键指标都影响着整个逆变电源系统的正常运行。

多输入升压型DC恒压输出变换器在逆变电源中是常见的组成部分。在升压电路中，普遍使用的方式有：Push-Pull(推挽式拓扑)、Weinberg Circuit(温伯格电路拓扑)、Half-Bridge(半桥式拓扑)、Full-Bridge(全桥式拓扑)等几种，其中最为常用的是Push-Pull(推挽式拓扑)。对于这几种拓扑而言，输入电压限定在比较窄的范围以便确保一个固定的变压比，当输入电压发生较大变化时，升压输出部分电压会过高，可能烧毁高压用电部分。虽然输出电压过高可以通过PWM调制达到设定电压输出的目的，但由此会降低电源转换效率(此时PWM驱动信号的脉冲宽度十分窄，导致电源转换率降低)。故在多输入开关变换器的耦合方案中，各输入对应各自的功率转换电路或者通过较复杂的控制电路，这样虽然适应了不同输入电压时的情况，但系统方案成本较高，经济性下降。

另一方面，为保证系统正常运行，需及时判断输入信号的状态以便做出响应。以电压信号作为输入的，需对输入电压的欠压、过压及正常这三种工作状态做出判断，当检测到输入电压异常，即为欠压或过压时，系统需停止运行或自动实施保护。多电压等级(以下简称多级)输入时也是同样的道理，任何一路输入处于异常，都需要启动相应的保护措施。就多级输入逻辑判断而言，目前常见微控制器通过软件设计实现功能，具有响应滞后，成本高等缺点。

检测多级输入电压的状态并进行逻辑判断一般有两种方法实现，即硬件电路法和单片机软件编程法。

采用硬件电路法时，一般通过比较器对电压信号进行比较检测得到逻辑电位，而后将检测得到的逻辑电位信号直接传递给逻辑复合电路进行逻辑判断，得出一个实际控制信号供给电位保护电路。纯硬件电路常用于单个输入电压状态检测。

采用单片机软件编程法时，必须先通过模数转换模块对电压信号进行采样检测，而后通过单片机软件编程进行逻辑判断，可以方便地进行多级输入信号的判断。

硬件电路法和单片机软件编程法的响应速度同时受半导体材料及工作环境等制约因素所影响，且单片机软件编程法还会受到单片机时钟信号以及模数转换模块的转换精度、采样电压范围等制约因数的影响。

虽然半导体器件在现如今的高速发展浪潮下，器件的响应速度越来越快，但由于单片机软件编程法相对于硬件电路法在性能上所到的受制约因素更多。故硬件电路法相比于软件编程法，对电压信号的直接逻辑判断的响应更及时、更灵敏，且电位测量范围广、误差范围小，整体电路的实现成本低。而在相同性能情况下，单片机软件编程法的响应会不如硬件电路法及时，且不易于集成化，整体电路的实现成本相对较高。

实用新型内容

本实用新型的目的在于通过研究基于推挽式拓扑的双电压输入的升压DC-DC恒压输出直流变换器的关键技术，提供一种DC恒压输出变换器，以克服现有技术所存在的不足。

本实用新型解决其技术问题的技术方案是：一种DC恒压输出变换器，包括12V或24V低压电源输入、辅助电源电路、自动频率切换电路、PWM调控电路、升压输出整流滤波电路，其特征在于：还包括电位逻辑保护电路、推挽式升压拓扑电路、输出恒压自动切换电路；所述辅助电源电路分别连接自动频率切换电路、电位逻辑保护电路，自动频率切换电路根据输入电压等级调整振荡电路参数以确保PWM频率适应，推挽式升压拓扑电路由PWM信号驱动并与输出恒压自动切换电路、升压输出整流滤波电路顺序连接；所述输出恒压自动切换电路包括推挽式变压器、转换开关K1，开关驱动电路，整流滤波电路，所述推挽式变压器通过转换开关K1连接整流滤波电路，所述推挽式变压器的输入绕组包括两个匝数相同的、带有中心抽头的绕组，其输出绕组为两个匝数相同的独立绕组，所述开关驱动电路包括三极管、稳压二极管、电阻、电容，稳压二极管的阳极端连接三极管基极，稳压二极管的阴极端通过电阻R2连接至直流电源；三极管的基极电路由电阻R1和电容C4并联构成，基极电路的一端接地；三极管的集电极端连接转换开关K1的继电器线圈，并在继电器线圈上并联一个续流二极管D7，续流二极管D7同继电器线圈连接至直流电源；转换开关K1是双刀双掷型继电器，其常闭触点分别连接推挽式变压器的两输出绕组的A、D端口，常开触点连接B、C端口，使继电器衔铁在释放状态时，推挽式变压器的A、D端口与二极管D1、D2、D3、D4连接构成桥式整流电路；而在继电器衔铁吸合状态时，推挽式变压器中心抽头与二极管D4、D3的负极相连接，推挽式变压器A、D端口分别与二极管D1、D2的正极相连接，构成全波整流电路。

所述稳压二极管的基准值在15V至21V之间选取。

所述稳压二极管包括串联连接的稳压二极管D5和D6，且满足：15V＜(VD5+VD6)＜21V。

所述整流滤波电路包括二极管D1-D4。

所述整流滤波电路包括两个并联的铝电解电容。

所述电位逻辑保护电路包括比较器电路、逻辑复合电路，所述比较器电路有n组比较器、n个阈值点电位U_set_1、...、U_set_n，每组比较器有两个比较器从而得到2n个比较输出电压U_out_1、...、U_out_2n，输入被比较电压U_in的欠压和过压采样分为两条独立的分压式支路，欠压采样分压式支路包括电阻R₁和R₂，过压采样分压式支路包括电阻R₃和R₄；偶数序号比较器的反相端连接并接入由R₁和R₂组成的分压电路，使R₁与R₂分压后得到的电压分别送入偶数序号比较器的反相端，并与同相端的阈值电位相比较，使得偶数序号比较器得到n路中每一路的欠压状态；奇数序号比较器的同相端连接并接入由R₃与R₄组成的分压电路，使R₃与R₄分压后得到的电压分别送入奇数序号比较器的同相端，并与反相端的阈值电位相比较，使奇数序号比较器得到n路中每一路的过压状态。

所述逻辑复合电路包括n组逻辑输入信号，每组逻辑输入信号输入由n个二输入或逻辑门得到n个运算输出信号，n个运算输出信号送入与逻辑门，最终得到复合输出信号U_out。

电阻R₁、R₂、R₃、R₄参数根据以下公式确定：

其中，

本实用新型的有益效果是：

1)本实用新型针对12V与24V双输入提出了功率转换一体的开关电源的方案，设计了电位逻辑监测电路，高频升压变压器的绕组分布以及与之对应的输出恒压自动切换电路。电位逻辑监测电路可以根据输入母线电压的不同状态(欠压、过压、正常)进行判断，从而通过控制PWM模块并控制整个电路的启停。输出恒压自动切换电路确保在不同输入电压下有安全稳定的电压输出。对推挽拓扑所接的高频升压变压器进行了特殊的绕组分布设计，以适应两种不同的输入电压。在升压变压器之后的自动切换的输出恒压电路可以确保不同输入时有恒定的电压输出。

本实用新型采用了纯硬件电路设计方案，响应快，可靠性高，在长期运行期间不存在软件中程序的“死机”问题。针对双输入状态，设计了双路复合型窗口电压比较器电路，实现了电位逻辑保护；改进了传统推挽式升压高频变压器的绕组结构，并设计了与之相匹配的恒压切换电路；并针对输出恒压切换方式，提出了桥式\全波两种不同的解决方案。这些关键技术的设计方案可以为实际的工程应用提供借鉴作用。

本实用新型采用了改进型窗口比较器，针对多级电压输入的状态检测与逻辑判断电路采用了纯硬件设计方案，具有响应快，可靠性高，在长期运行期间不存在软件中程序的“死机”问题。基于简单基本的门限电压窗口比较器电路，分析了双级窗口电压比较器，设计了双级和多级的复合型窗口电压比较器，并应用到12V和24V两级电压输入的状态检测与逻辑判断电路上，通过仿真和实验证实了多级复合型电压窗口比较器合理性和实用性，可为实际的相关工程应用提供借鉴作用。

2)以上设计方案应用到实际的逆变电源中，在不同输入电压下(12V和24V)进行严格的测试，通过了大功率负载时的瞬态响应测试。双输入功能降低了对输入电源的严格要求，具有实用性。

附图说明

图1是本实用新型的推挽式变压器电路结构示意图。

图2是本实用新型的电路原理框图。

图3是本实用新型的桥式或全波整流恒压输出电路图。

图4是本实用新型的桥式或全波整流恒压转换电路等效原理图，其中，图4(a)是桥式整流输出恒压转换电路等效原理图，图4(b)是全波整输出恒压转换电路等效原理图。

图5是本实用新型的电路多级输出特性图。

图6是本实用新型的多级复合型窗口比较器电路图。

图7是本实用新型的逻辑复合电路图。

图8是本实用新型的输入双电压级别逻辑保护电路。

具体实施方式

下面详细描述本实用新型的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本实用新型，而不能理解为对本实用新型的限制。

在本实用新型的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“横向”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本实用新型和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本实用新型的限制。除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

在本实用新型的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应作广义理解，例如，可以是固定连接；也可以是可拆卸连接，或一体式连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本实用新型的具体含义。

参见图1-4，本实用新型提供一种DC恒压输出变换器，包括12V或24V低压电源输入、辅助电源电路、自动频率切换电路、PWM调控电路、升压输出整流滤波电路，其特征在于：还包括电位逻辑保护电路、推挽式升压拓扑电路、输出恒压自动切换电路；所述辅助电源电路分别连接自动频率切换电路、电位逻辑保护电路，自动频率切换电路根据输入电压等级调整振荡电路参数以确保PWM频率适应，推挽式升压拓扑电路由PWM信号驱动并与输出恒压自动切换电路、升压输出整流滤波电路顺序连接；所述输出恒压自动切换电路包括推挽式变压器、转换开关K1，开关驱动电路，整流滤波电路，所述推挽式变压器通过转换开关K1连接整流滤波电路，所述推挽式变压器的输入绕组包括两个匝数相同的、带有中心抽头的绕组，其输出绕组为两个匝数相同的独立绕组，所述开关驱动电路包括三极管、稳压二极管、电阻、电容，稳压二极管的阳极端连接三极管基极，稳压二极管的阴极端通过电阻R2连接至直流电源；三极管的基极电路由电阻R1和电容C4并联构成，基极电路的一端接地；三极管的集电极端连接转换开关K1的继电器线圈，并在继电器线圈上并联一个续流二极管D7，续流二极管D7同继电器线圈连接至直流电源；转换开关K1是双刀双掷型继电器，其常闭触点分别连接推挽式变压器的两输出绕组的A、D端口，常开触点连接B、C端口，使继电器衔铁在释放状态时，推挽式变压器的A、D端口与二极管D1、D2、D3、D4连接构成桥式整流电路；而在继电器衔铁吸合状态时，推挽式变压器中心抽头与二极管D4、D3的负极相连接，推挽式变压器A、D端口分别与二极管D1、D2的正极相连接，构成全波整流电路。具体描述如下：

在推挽拓扑(Push-Pull)中，变压器输入、输出绕组一般由两组对称绕组构成，且中间带有抽头。对称的输入绕组，使得变压器铁芯工作在第三类工作状态，电源拓扑在变换过程中拥有良好的磁芯利用率。在输入直流电压为U_i的情况下，设变压比为K，则输出电压满足U_o＝U_i/K；若此时将新的直流电压U_i’＝2U_i作为输入，则此时新的输出电压满足U_o’＝U_i’/K＝2U_o。可见，在不同输入电压情况下，将产生过压输出现象。

为了解决以上问题，将推挽拓扑电路的变压器的输出设计为两个独立绕组，如图1所示。并通过外围电路去切换两个独立的输出绕组的串联或并联方式，或者通过切换变压器输出绕组的交流电压所对应的整流方式，使得电路输出为恒压，从而解决过压现象。变压器的输入绕组为两个匝数相同的绕组构成，且带有中心抽头，分别用n₁₁、n₁₂表示匝数。输出绕组为两个匝数相同的独立绕组构成，分别用n₂₁、n₂₂表示匝数。假设匝数n₁₁＝n₁₂＝N₁，匝数n₂₁＝n₂₂＝N₂。根据已知的条件如输入电压U_i，输出电压U_o，输出功率P_o，PWM频率f及占空比D，预估转换效率η，可以求解线圈电流密度j，进而选取所需变压器铁芯规格和漆包线径等参数。N₁、N₂取值可以根据如下的公式求解：

在升压变压器之后的自动切换的输出恒压电路可以确保不同输入时有恒定的电压输出，应用于双级输入逆变电源的升压电路中，双级输入逆变电源的升压电路主要由推挽式升压拓扑电路、PWM调控电路、电位逻辑保护电路、自动频率切换电路、输出恒压自动切换电路、输出过压保护电路、开关管导通压降过电流保护电路、升压输出整流滤波电路及辅助电源等几部分组成。其总体设计方框图如图2。低压电源(12V或24V)作为整个电源电路的输入。通过辅助电源电路输出稳定的15V及5V提供给控制电路作为电源；自动频率切换电路可以根据输入电压等级调整振荡电路参数以确保PWM频率适应；推挽式升压电路由PWM信号驱动，与输出恒压自动调整电路相配合，根据输入电压自动判断(12V或24V)进行电路切换，将不同的低压直流输入变换为输出电压恒定的380V(有效值)的方波高压，再通过输出整流滤波电路后得到一路380V的后级母线高压。

整个设计方案中还包括过流保护和过压保护电路，两路保护电路作为反馈信号引入PWM使能端。过流保护电路利用晶体管的内阻特性，通过监测晶体开关管的导通压降电压，判断升压过程中是否有过流、短路现象，如有则及时关断PWM输出；而过压保护电路是通过监测输出电压的情况，有过压情况立即关断PWM输出。

推挽式拓扑所接变压器的输入绕组为两个N₁匝线圈的绕组，输出绕组为两个独立的匝数为N₂的绕组构成。当输入电压为U_i时，两个输出绕组各自输出有效值为U_o的方波电压；当输入电压为2U_i时，每个输出绕组输出有效值为2U_o的方波电压。基于此，设计以下输出恒压自动切换的方案：

由桥式整流与全波整流的性质可知：一个桥式整流电路的整流对象仅为一个线圈绕组，整流滤波输出的电压由这个线圈的匝数决定；而一个全波整流电路的整流对象为两个对称的线圈绕组，且两个线圈构成一个中心带有抽头的组合线圈，整流滤波输出的电压由这两个对称线圈同时决定，又因为线圈的对称性(线圈匝数相等，两个线圈在中心抽头处极性互异)，所以其整流滤波输出的电压等效为一个线圈所决定。

参见图3，升压变压器的两个输出绕组接到了一个双刀双掷继电器，继电器线圈K1通过R2、D6、D5、R1、C4、Q1构成的17.1V电压状态翻转电路进行控制。

在输入端电压(V-BAT)低于17.1V时(输入12V情况)，继电器衔铁处于释放状态(图3中继电器的状态)，由电路分析可知，此时端口‘OUT B’和‘OUT C’处于短接状态(此时输出绕组相当于串联输出)，且与整流电路未有连接关系，而端口‘OUTA’和‘OUT D’作为输出，与四个二极管(图中的D4、D3、D1、D2)构成桥式整流方式，其整流对象为两个相同的N₂匝线圈串联组成的2N₂匝线圈，故整流滤波后的电压为2U_o，其等效原理如图4(a)所示；同理可知，当输入端电压(V-BAT)高于17.1V时(输入24V情况)，继电器衔铁处于吸合状态，由电路分析可知，此时端口‘OUT B’和‘OUT C’处于短接状态，端口‘OUT C’和‘OUT B’构成的变压器中心抽头与二极管D4、D3的负极相连接，而端口‘OUTA’和‘OUT D’分别与二极管D1、D2的正极相连接，一同构成了全波整流方式，其整流对象为两个相同的N₂匝线圈串联组成中心带抽头的线圈，其实际整流对象等效为一个N₂匝的线圈，故整流滤波后的电压为2U_o，其等效原理如图4(b)所示。这样一来，同样也就实现了恒压转换的目的。

参见图5-8，电位逻辑保护电路包括比较器电路、逻辑复合电路，其特征在于：所述比较器电路有n组比较器、n个阈值点电位U_set_1、...、U_set_n，每组比较器有两个比较器从而得到2n个比较输出电压U_out_1、...、U_out_2n，输入被比较电压U_in的欠压和过压采样分为两条独立的分压式支路，欠压采样分压式支路包括电阻R₁和R₂，过压采样分压式支路包括电阻R₃和R₄。将R₁与R₂分压后得到的电压分别送入图2中偶数序号(A2、A4、...、A 2n)比较器的反相端，并与同相端的阈值电位相比较，此时偶数序号比较器得到n路中每一路的欠压状态(输出高电平时为欠压状态，输出低电平时为非欠压状态)；将R₃与R₄分压后得到的电压分别送入奇数序号(A1、A3、...、A(2n-1))比较器的同相端，并与反相端的阈值电位相比较，此时奇数序号比较器得到n路中每一路的过压状态(输出高电平时为过压状态，输出低电平时为非过压状态)。具体描述如下：

本电路的设计分为两部分，一部分是多级复合型窗口比较器电路，另一部分是逻辑复合电路。且其电路输出特性图如图5所示。

图5中U_low_1、U_high_1、U_low_2、U_high_2、…、U_low_n、U_high_n分别表示多级输入电压的第一级低阈值电位点、第一级高阈值点电位、第二级低阈值点电位、第二级高阈值点电位、第n级低阈值点电位、第n级高阈值点电位(其间还有其它级别的高低阈值点电位未标出)。同时，阈值点电位满足U_high_n＞U_low_n＞…＞U_high_2＞U_low_2＞U_high_1＞U_low_1。若U_in＜U_low_x，则称为对应第x级下的欠压情况；若U_low_x＜U_in＜U_high_x，则称为对应第x级下的正常情况；若U_in＞U_high_x，则称为对应第x级下的过压情况。

多级复合型窗口比较器电路的结构如图6所示，逻辑复合电路的结构如图7所示。

多级复合型窗口比较器电路有2n个比较器(A1、A2、A3、A4、...、A(2n-1)、A 2n)，n个阈值点电位(U_set_1、U_set_2、...、U_set_n)，2n个比较输出电压(U_out_1、U_out_2、U_out_3、U_out_4、...、U_out_(2n-1)、U_out_2n)。

在此，由阈值点电位上限与下限值的性质可知，在n级输入中每一级电位的上限与下限值满足U_high_n＞U_low_n＞U_high_(n-1)＞U_low_(n-1)＞...＞U_high_1＞U_low_1。同时，多级复合型窗口比较器电路的各个阈值点电位应满足U_set_n＞U_set_(n-1)＞...＞U_set_1。

本电路将输入被比较电压U_in的欠压和过压采样分为两条独立的分压式支路。欠压采样分压式支路由图中的R₁和R₂组成，过压采样分压式支路由图中的R₃和R₄组成。将R₁与R₂分压后得到的电压分别送入偶数序号(A2、A4、...、A 2n)比较器的反相端，并与同相端的阈值电位相比较，此时偶数序号比较器得到n路中每一路的欠压状态(输出高电平时为欠压状态，输出低电平时为非欠压状态)；将R₃与R₄分压后得到的电压分别送入图2中奇数序号(A1、A3、...、A(2n-1))比较器的同相端，并与反相端的阈值电位相比较，此时奇数序号比较器得到n路中每一路的过压状态(输出高电平时为过压状态，输出低电平时为非过压状态)。在此，2n路比较器得到的比较输出电压(U_out_1、U_out_2、U_out_3、U_out_4、...、U_out_(2n-1)、U_out_2n)通过图2逻辑电路进行电压的逻辑复合，即可得到一路多级输入电位逻辑判断信号输出。可见，n路电压输入的下限值U_low_1、U_low_2、...、U_low_n和上限值U_high_1、U_high_2、...、U_high_n成为对应输入下的等效欠压状态和过压状态下的阈值点电位。输入电压通过分压电路取值后与U_set_1、U_set_2、...、U_set_n比较，等效于输入电压直接与U_low_1、U_high_l、U_low_2、U_high_2...、U_low_n、U_high_n比较。此种方法把欠压与过压区转化成两路，在电路中只需要使用n个比较阈值点电位即可构成所需的电位鉴别，这也正是该电路比常规多限比较器电路在阈值点电位上所需个数少的原理所在。

设计的参数根据以下公式确定：

其中

在设计确定参数的过程中，要明确U_low_1、U_high_1、U_low_2、U_high_2...、U_low_n、U_high_n。然后可以先确定设定好U_set_1、U_set_2、...、U_set_n的值，进而运用以上公式确定好R₁、R₂、R₃、R₄，实现对整个电路的参数设定。

把多级复合型窗口比较器电路方案应用于12V和24V这两种不同输入电压级别的电子电路。得到如图8所示的输入双电压级别逻辑保护电路。如图所示，将输入电压(V-BAT)的欠压和过压采样分为两条独立的分压式支路。欠压采样分压式支路由图中的R₁和R₂组成，过压采样分压式支路由图中的R₃和R₄组成。

同时，在12V输入等级下，其欠压及过压值分别为10.5V和15V；在24V输入等级下，其欠压及过压值分别为21V和30V。

通过计算，四个电阻可取值：

R₁＝24K ohm，R₂＝11K ohm，R₃＝39K ohm，R₄＝11K ohm。两路分压式采样信号分别送入LM339芯片的四个比较器单元A、B、C、D。两个稳压二极管(齐纳二极管，BZV55-B3V3)串联组成四个比较器的比较基准电压，其中每个稳压二极管都并联了一个容量为10nF的瓷介电容作为高频旁路电容，滤除比较基准电压来自电路内外的干扰信号。因为LM339比较器属于“开漏”输出型，在每个比较器单元的输出端加了一个阻值为2Kohm的“上拉”电阻，以确保能输出正确的状态。

四个比较器的输出接到后续的逻辑门电路。因为该CMOS逻辑芯片的工作特性，且其工作在5V模式下，所以在每个比较器的输出端再加了一级分压电路，使输入电压达到该CMOS逻辑芯片的输入标准。按图2电路连接，当比较器输出为高电平时，表示输入电压在欠压或过压状态；当比较器输出低电平时，表示输入电压在合理的工作范围内。

可以分析出，比较器单元A、B的输出端OA和OB输出高电平时，对应于12V蓄电池输入时的过压与欠压保护输出；而比较器单元C、D的输出端OC和OD输出高电平时，分别对应24V蓄电池输入时的过压与欠压保护输出。

四路逻辑信号OA、OB、OC、OD一同送入一个符合逻辑表达式“Control_out＝OA.OD+OB+OC”的逻辑复合电路中，最终得到复合输出信号Control_out。

尽管已经示出和描述了本实用新型的实施例，本领域的普通技术人员应当理解：在不脱离本实用新型的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本实用新型的范围由权利要求及其等同替换所限定，在未经创造性劳动所作的改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种DC恒压输出变换器，包括12V或24V低压电源输入、辅助电源电路、自动频率切换电路、PWM调控电路、升压输出整流滤波电路，其特征在于：还包括电位逻辑保护电路、推挽式升压拓扑电路、输出恒压自动切换电路；所述辅助电源电路分别连接自动频率切换电路、电位逻辑保护电路，自动频率切换电路根据输入电压等级调整振荡电路参数以确保PWM频率适应，推挽式升压拓扑电路由PWM信号驱动并与输出恒压自动切换电路、升压输出整流滤波电路顺序连接；

所述输出恒压自动切换电路包括推挽式变压器、转换开关K1，开关驱动电路，整流滤波电路，所述推挽式变压器通过转换开关K1连接整流滤波电路，所述推挽式变压器的输入绕组包括两个匝数相同的、带有中心抽头的绕组，其输出绕组为两个匝数相同的独立绕组，所述开关驱动电路包括三极管、稳压二极管、电阻、电容，稳压二极管的阳极端连接三极管基极，稳压二极管的阴极端通过电阻R2连接至直流电源；三极管的基极电路由电阻R1和电容C4并联构成，基极电路的一端接地；三极管的集电极端连接转换开关K1的继电器线圈，并在继电器线圈上并联一个续流二极管D7，续流二极管D7同继电器线圈连接至直流电源；转换开关K1是双刀双掷型继电器，其常闭触点分别连接推挽式变压器的两输出绕组的A、D端口，常开触点连接B、C端口，使继电器衔铁在释放状态时，推挽式变压器的A、D端口与二极管D1、D2、D3、D4连接构成桥式整流电路；而在继电器衔铁吸合状态时，推挽式变压器中心抽头与二极管D4、D3的负极相连接，推挽式变压器A、D端口分别与二极管D1、D2的正极相连接，构成全波整流电路。

2.根据权利要求1所述DC恒压输出变换器，其特征在于：所述稳压二极管的基准值在15V至21V之间选取。

3.根据权利要求2所述DC恒压输出变换器，其特征在于：所述稳压二极管包括串联连接的稳压二极管D5和D6，且满足：15V＜(VD5+VD6)＜21V。

4.根据权利要求1或2或3所述DC恒压输出变换器，其特征在于：所述整流滤波电路包括二极管D1-D4。

5.根据权利要求4所述DC恒压输出变换器，其特征在于：所述整流滤波电路包括两个并联的铝电解电容。

6.根据权利要求1所述DC恒压输出变换器，其特征在于：所述电位逻辑保护电路包括比较器电路、逻辑复合电路，所述比较器电路有n组比较器、n个阈值点电位U_set_1、...、U_set_n，每组比较器有两个比较器从而得到2n个比较输出电压U_out_1、...、U_out_2n，输入被比较电压U_in的欠压和过压采样分为两条独立的分压式支路，欠压采样分压式支路包括电阻R₁和R₂，过压采样分压式支路包括电阻R₃和R₄；偶数序号比较器的反相端连接并接入由R₁和R₂组成的分压电路，使R₁与R₂分压后得到的电压分别送入偶数序号比较器的反相端，并与同相端的阈值电位相比较，使得偶数序号比较器得到n路中每一路的欠压状态；奇数序号比较器的同相端连接并接入由R₃与R₄组成的分压电路，使R₃与R₄分压后得到的电压分别送入奇数序号比较器的同相端，并与反相端的阈值电位相比较，使奇数序号比较器得到n路中每一路的过压状态。

7.根据权利要求6所述DC恒压输出变换器，其特征在于：所述逻辑复合电路包括n组逻辑输入信号，每组逻辑输入信号输入由n个二输入或逻辑门得到n个运算输出信号，n个运算输出信号送入与逻辑门，最终得到复合输出信号U out。

8.根据权利要求6或7所述DC恒压输出变换器，其特征在于：电阻R₁、R₂、R₃、R₄参数根据以下公式确定：

其中，