CN208112510U - 一种双级输入逆变电源的恒压输出电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开一种双级输入逆变电源的恒压输出电路，包括推挽式变压器、转换开关K1，开关驱动电路、整流滤波电路，所述推挽式变压器通过转换开关K1连接整流滤波电路，所述推挽式变压器的输入绕组包括两个匝数相同的、带有中心抽头的绕组，其输出绕组为两个匝数相同的独立绕组，转换开关K1的常闭触点分别连接推挽式变压器的两输出绕组的B、C端口，常开触点连接A、D端口，使继电器衔铁在释放状态时，常闭触点连接的两输出绕组端口处于内部短接状态且未与整流滤波电路连接，从而将推挽式变压器两个输出绕组串联输出；而在继电器衔铁吸合状态时，推挽式变压器两个输出绕组并联输出。本实用新型对于12V或24V输入共用一个推挽式变压器，实现恒压输出。

Description

一种双级输入逆变电源的恒压输出电路

技术领域

本实用新型涉及恒压输出电路设计技术领域，尤其涉及的是一种双级输入逆变电源的恒压输出电路。

背景技术

随着光伏发电等绿色再生能源的兴起，逆变电源应用及相关研究日益广泛和深入。它广泛应用于家庭、公司服务器、卫星中继站甚至航空航天事业中。升压电路是逆变电源的一个关键部分，它的工作稳定性、安全性、响应灵敏性等的关键指标都影响着整个逆变电源系统的正常运行。

在升压电路中，普遍使用的方式有：Push-Pull(推挽式拓扑)、Weinberg Circuit(温伯格电路拓扑)、Half-Bridge(半桥式拓扑)、Full-Bridge(全桥式拓扑)等几种，其中最为常用的是Push-Pull(推挽式拓扑)。对于这几种拓扑而言，输入电压限定在比较窄的范围以便确保一个固定的变压比，当输入电压发生较大变化时，升压输出部分电压会过高，可能烧毁高压用电部分。虽然输出电压过高可以通过PWM调制达到设定电压输出的目的，但由此会降低电源转换效率(此时PWM驱动信号的脉冲宽度十分窄，导致电源转换率降低)。故在多输入开关变换器的耦合方案中，各输入对应各自的功率转换电路或者通过较复杂的控制电路，这样虽然适应了不同输入电压时的情况，但系统方案成本较高，经济性下降。

实用新型内容

本实用新型的目的在于通过研究基于推挽式拓扑的双电压输入的升压DC-DC恒压输出直流变换器的关键技术，提供一种双级输入逆变电源的恒压输出电路，以克服现有技术所存在的不足。

本实用新型解决其技术问题的技术方案是：一种双级输入逆变电源的恒压输出电路，包括推挽式变压器、转换开关K1，开关驱动电路，整流滤波电路，所述推挽式变压器通过转换开关K1连接整流滤波电路，其特征在于：所述推挽式变压器的输入绕组包括两个匝数相同的、带有中心抽头的绕组，其输出绕组为两个匝数相同的独立绕组，所述开关驱动电路包括三极管、稳压二极管、电阻、电容，稳压二极管的阳极端连接三极管基极，稳压二极管的阴极端通过电阻R2连接至直流电源；三极管的基极电路由电阻R1和电容C4并联构成，基极电路的一端接地；三极管的集电极端连接转换开关K1的继电器线圈，并在继电器线圈上并联一个续流二极管D7，续流二极管D7同继电器线圈连接至直流电源；转换开关K1是双刀双掷型继电器，其常闭触点分别连接推挽式变压器的两输出绕组的B、C 端口，常开触点连接A、D端口，使继电器衔铁在释放状态时，常闭触点连接的两输出绕组端口处于内部短接状态且未与整流滤波电路连接，从而将推挽式变压器两个输出绕组串联输出；而在继电器衔铁吸合状态时，推挽式变压器两个输出绕组并联输出。

所述稳压二极管的基准值在15V至21V之间选取。

所述稳压二极管包括串联连接的稳压二极管D5和D6，且满足：15V＜(VD5+VD6)＜21V。

所述整流滤波电路包括二极管D1-D4。

所述整流滤波电路包括两个并联的铝电解电容。

本实用新型的有益效果是：

1)本实用新型采用了纯硬件电路设计方案，响应快，可靠性高，在长期运行期间不存在软件中程序的“死机”问题。针对双输入状态，设计了双路复合型窗口电压比较器电路，实现了电位逻辑保护；改进了传统推挽式升压高频变压器的绕组结构，并设计了与之相匹配的恒压切换电路；并针对输出恒压切换方式，提出了串联\并联的解决方案。这些关键技术的设计方案可以为实际的工程应用提供借鉴作用。

2)以上设计方案应用到实际的逆变电源中，在不同输入电压下(12V和24V)进行严格的测试，通过了大功率负载时的瞬态响应测试。双输入功能降低了对输入电源的严格要求，具有实用性。

附图说明

图1是本实用新型的推挽式变压器电路结构示意图。

图2是本实用新型的电路原理框图。

图3是本实用新型的串联或并联输出恒压转换电路图。

图4是本实用新型的串联或并联输出恒压转换电路等效原理示意图，其中，图4(a)是串联输出恒压转换电路等效原理图，图4(b)是并联输出恒压转换电路等效原理图。

具体实施方式

下面详细描述本实用新型的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本实用新型，而不能理解为对本实用新型的限制。

在本实用新型的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“横向”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本实用新型和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本实用新型的限制。除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

在本实用新型的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应作广义理解，例如，可以是固定连接；也可以是可拆卸连接，或一体式连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本实用新型的具体含义。

参见图1-4，本实用新型提供一种双级输入逆变电源的恒压输出电路，包括推挽式变压器、转换开关K1，开关驱动电路，整流滤波电路，所述推挽式变压器通过转换开关K1 连接整流滤波电路，其特征在于：所述推挽式变压器的输入绕组包括两个匝数相同的、带有中心抽头的绕组，其输出绕组为两个匝数相同的独立绕组，所述开关驱动电路包括三极管、稳压二极管、电阻、电容，稳压二极管的阳极端连接三极管基极，稳压二极管的阴极端通过电阻R2连接至直流电源；三极管的基极电路由电阻R1和电容C4并联构成，基极电路的一端接地；三极管的集电极端连接转换开关K1的继电器线圈，并在继电器线圈上并联一个续流二极管D7，续流二极管D7同继电器线圈连接至直流电源；转换开关K1是双刀双掷型继电器，其常闭触点分别连接推挽式变压器的两输出绕组的B、C端口，常开触点连接A、D端口，使继电器衔铁在释放状态时，常闭触点连接的两输出绕组端口处于内部短接状态且未与整流滤波电路连接，从而将推挽式变压器两个输出绕组串联输出；而在继电器衔铁吸合状态时，推挽式变压器两个输出绕组并联输出。具体描述如下：

多电压等级输入升压型DC恒压输出变换器在逆变电源中是常见的组成部分。本实用新型重点针对12V与24V双电压等级(以下简称双级)输入开关电源的自动恒压切换电路设计方案。输出恒压自动切换电路确保在不同输入电压下有安全稳定的电压输出。电位逻辑监测电路可以根据输入母线电压的不同状态(欠压、过压、正常)进行判断，从而通过控制PWM模块及控制整个电路的启停。

在推挽拓扑(Push-Pull)中，变压器输入、输出绕组一般由两组对称绕组构成，且中间带有抽头。对称的输入绕组，使得变压器铁芯工作在第三类工作状态，电源拓扑在变换过程中拥有良好的磁芯利用率。在输入直流电压为U_i的情况下，设变压比为K，则输出电压满足U_o＝U_i/K；若此时将新的直流电压U_i’＝2U_i作为输入，则此时新的输出电压满足 U_o’＝U_i’/K＝2U_o。可见，在不同输入电压情况下，将产生过压输出现象。

为了解决以上问题，将推挽拓扑电路的变压器的输出设计为两个独立绕组，如图1所示。并通过外围电路去切换两个独立的输出绕组的串联或并联方式，或者通过切换变压器输出绕组的交流电压所对应的整流方式，使得电路输出为恒压，从而解决过压现象。变压器的输入绕组为两个匝数相同的绕组构成，且带有中心抽头，分别用n₁₁、n₁₂表示匝数。输出绕组为两个匝数相同的独立绕组构成，分别用n₂₁、n₂₂表示匝数。假设匝数n₁₁＝n₁₂＝N₁，匝数n₂₁＝n₂₂＝N₂。根据已知的条件如输入电压U_i，输出电压U_o，输出功率P_o， PWM频率f及占空比D，预估转换效率η，可以求解线圈电流密度j，进而选取所需变压器铁芯规格和漆包线径等参数。N₁、N₂取值可以根据如下的公式求解：

在升压变压器之后的自动切换的输出恒压电路可以确保不同输入时有恒定的电压输出，应用于双级输入逆变电源的升压电路中，双级输入逆变电源的升压电路主要由推挽式升压拓扑电路、PWM调控电路、电位逻辑保护电路、自动频率调整电路、输出恒压自动切换电路、输出过压保护电路、开关管导通压降过电流保护电路、升压输出整流滤波电路及辅助电源等几部分组成。其总体设计方框图如图2。低压电源(12V或24V)作为整个电源电路的输入。通过辅助电源电路输出稳定的15V及5V提供给控制电路作为电源；自动频率调整电路可以根据输入电压等级调整振荡电路参数以确保PWM频率适应；推挽式升压电路由PWM信号驱动，与输出恒压自动调整电路相配合，根据输入电压自动判断(12V 或24V)进行电路切换，将不同的低压直流输入变换为输出电压恒定的380V(有效值)的方波高压，再通过输出整流滤波电路后得到一路380V的后级母线高压。

整个设计方案中还包括过流保护和过压保护电路，两路保护电路作为反馈信号引入 PWM使能端。过流保护电路利用晶体管的内阻特性，通过监测晶体开关管的导通压降电压，判断升压过程中是否有过流、短路现象，如有则及时关断PWM输出；而过压保护电路是通过监测输出电压的情况，有过压情况立即关断PWM输出。

推挽式拓扑所接变压器的输入绕组为两个N₁匝线圈的绕组，输出绕组为两个独立的匝数为N₂的绕组构成。当输入电压为U_i时，两个输出绕组各自输出有效值为U_o的方波电压；当输入电压为2U_i时，每个输出绕组输出有效值为2U_o的方波电压。基于此，设计以下输出恒压自动切换的方案：

参见图3，在输入电压为U_i＝12V时，两个输出绕组互异串联形成一个2N₂的新输出绕组，这样由变压器原理公式可以得到2U_o的高压输出；在输入电压为2U_i＝24V时，两个输出绕组对应并联形成一个N₂匝的新输出绕组，同样由变压器原理公式可以得到其输出为2U_o的高压。因此，恒压的原理在于设计出一款串并联切换电路。

图3中，升压变压器的两个输出绕组接到了一个双刀双掷继电器，继电器线圈K1通过R2、D6、D5、R1、C4、Q1构成的17.1V电压状态翻转电路进行控制。

在输入端电压(V-BAT)低于17.1V时(输入12V情况)，Q1基极驱动电压近似为0V，未能满足三极管导通条件，于是继电器衔铁处于释放状态(图3中继电器的状态)，由电路分析可知，此时端口‘OUT B’和‘OUT C’处于内部短接状态，且未与整流电路有连接，而端口‘OUTA’和‘OUT D’作为输出，也就是将变压器两个输出绕组串联输出，即串联后形成的线圈的匝数为2N₂，故输出有效值为2U_o的方波电压，其等效原理如图4(a)所示；同理可知，当输入端电压(V-BAT)高于17.1V时(输入24V情况)，Q1基极驱动电压近似为0.7V(三极管PN结箝位作用，相当于基极到发射极串联一个二极管)，满足三极管导通条件，于是继电器衔铁处于吸合状态，由电路分析可知，此时端口‘OUT A’和‘OUT C’以及‘OUT B’和‘OUT D’双双内部短接输出，也就是将变压器两个输出绕组同名并联输出，即并联后形成的线圈的匝数为N₂，也就是输出有效值为2U_o的方波电压，其等效原理如图4 (b)所示。这样一来，也就实现了恒压转换的目的。

该方案针对两个不同的输入电压实现了恒压输出的切换，在后续整流电路部分，采用桥式整流电路。此处使用了四个快恢复二极管RHRP8120(图中的D4、D3、D1、D2)。在输出滤波环节，采用两个并联的铝电解电容(470uF/400V)，从而得到稳定的直流电压输出。

尽管已经示出和描述了本实用新型的实施例，本领域的普通技术人员应当理解：在不脱离本实用新型的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本实用新型的范围由权利要求及其等同替换所限定，在未经创造性劳动所作的改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种双级输入逆变电源的恒压输出电路，包括推挽式变压器、转换开关K1，开关驱动电路，整流滤波电路，所述推挽式变压器通过转换开关K1连接整流滤波电路，其特征在于：所述推挽式变压器的输入绕组包括两个匝数相同的、带有中心抽头的绕组，其输出绕组为两个匝数相同的独立绕组，所述开关驱动电路包括三极管、稳压二极管、电阻、电容，稳压二极管的阳极端连接三极管基极，稳压二极管的阴极端通过电阻R2连接至直流电源；三极管的基极电路由电阻R1和电容C4并联构成，基极电路的一端接地；三极管的集电极端连接转换开关K1的继电器线圈，并在继电器线圈上并联一个续流二极管D7，续流二极管D7同继电器线圈连接至直流电源；转换开关K1是双刀双掷型继电器，其常闭触点分别连接推挽式变压器的两输出绕组的B、C端口，常开触点连接A、D端口，使继电器衔铁在释放状态时，常闭触点连接的两输出绕组端口处于内部短接状态且未与整流滤波电路连接，从而将推挽式变压器两个输出绕组串联输出；而在继电器衔铁吸合状态时，推挽式变压器两个输出绕组并联输出。

2.根据权利要求1所述双级输入逆变电源的恒压输出电路，其特征在于：所述稳压二极管的基准值在15V至21V之间选取。

3.根据权利要求2所述双级输入逆变电源的恒压输出电路，其特征在于：所述稳压二极管包括串联连接的稳压二极管D5和D6，且满足：15V＜(VD5+VD6)＜21V。

4.根据权利要求1或2或3所述双级输入逆变电源的恒压输出电路，其特征在于：所述整流滤波电路包括二极管D1-D4。

5.根据权利要求4所述双级输入逆变电源的恒压输出电路，其特征在于：所述整流滤波电路包括两个并联的铝电解电容。