CN108054922A - 一种燃料电池直流-直流变换器及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种燃料电池直流‑直流变换器及其控制方法，包括连接直流输入端的滤波储能电容，并联的第一BUCK释能复合电路和第二BUCK释能复合电路，第一BUCK释能复合电路后级的第一全桥电路，第二BUCK释能复合电路后级的第二全桥电路，以及与所述第一全桥电路和所述第二全桥电路串联的BOOST升压电路。该电路将BUCK电路和释能电路进行了复合，既可以减小燃料电池的输出电流纹波，又可以解决燃料电池内部电荷积聚占用输出容量的问题，使得主拓扑具有低损耗、高效率、小纹波的特点。
Description
技术领域
本发明涉及电动汽车领域，尤其涉及一种直流-直流变换器及其控制方法。
背景技术
进入21世纪以来，环境污染问题越来越得到社会各界的重视，能源变革是解决环境污染问题的重中之重。随着新能源的不断发展，污染剧烈的汽车行业也到了能源改革的转折点，目前已有多国推出了燃油车退出市场的计划表，包括我国预计数十年后燃油车将会全面禁售并被电动车所取代。在电动车发展的领域中，氢燃料电池因其零污染、零排放的特点，在电动汽车的应用中得到足够的重视和应用，但燃料电池输出功率时电压波动范围较大的特点，使得目前市场上的燃料电池DCDC变换器在给动力电池充电时效率较低且纹波较大，同时，当燃料电池正常工作时内部集聚电荷达到一定数值时，不能得到有效释放，导致其输出效率降低。
发明内容
为解决上述问题，本发明提出一种高效率宽范围低纹波的燃料电池直流-直流(DC-DC)变换器及其控制方法。
本发明提供一种燃料电池直流-直流变换器，包括：连接直流输入端的滤波储能电容，并联的第一BUCK释能复合电路和第二BUCK释能复合电路，第一BUCK释能复合电路后级的第一全桥电路，第二BUCK释能复合电路后级的第二全桥电路，以及与所述第一全桥电路和所述第二全桥电路串联的BOOST升压电路；
所述第一BUCK释能复合电路包括功率开关管Q1和Q2、电感L1和电容C1；所述功率开关管Q1的一端与所述滤波储能电容的正端连接，另一端与功率开关管Q2和电感L1连接，所述电感L1和所述电容C1串联后与所述功率开关管Q2并联，所述功率开关管Q2的另一端及所述电容C1的另一端与所述滤波储能电容的负端连接；
所述第二BUCK释能复合电路包括功率开关管Q3和Q4、电感L2和电容C2；所述功率开关管Q3的一端与所述滤波储能电容的正端连接，另一端与功率开关管Q4和电感L2连接，所述电感L2和所述电容C2串联后与所述功率开关管Q4并联，所述功率开关管Q4的另一端及所述电容C2的另一端与所述滤波储能电容的负端连接；
所述第一全桥电路和所述第二全桥电路包括：全桥逆变电路、隔离变压器、全桥整流电路，所述隔离变压器原边绕组的两端与全桥逆变电路连接，副边绕组的两端与全桥整流电路连接。
本发明还提供一种燃料电池直流-直流变换器的控制方法，该方法包括：所述并联的第一BUCK释能复合电路和第二BUCK释能复合电路采用PWM控制，所述功率开关管Q1和功率开关管Q3交错180°导通，；当燃料电池内部积聚电荷达到设定阈值时，控制功率开关管Q1和Q3在常通状态，再控制功率开关管Q2和Q4栅极电压，使其工作在线性放大区。
本发明的有益效果：本发明采用两个并联的BUCK释能复合电路，当功率开关管Q2和Q4不工作时，功率开关管Q1、电感L1、电容C1和功率开关管Q3、电感L2、电容C2形成双并联BUCK电路，能有效减小燃料电池的输出电流纹波，降低开关电路对燃料电池寿命的影响；当检测到燃料电池内部积聚电荷达到一定数值时，可控制功率开关管Q2和Q4工作，使其工作在线性放大区即可完成燃料电池积聚电荷的释放。通过这两个并联的BUCK释能复合电路，将BUCK电路和释能电路进行了复合，使得主拓扑具有低损耗、高效率、小纹波的特点。
附图说明
图1为本发明实施例1的燃料电池DC-DC变换器的电路图。
图2为本发明实施例1的释能控制方法流程示意图。
图3为本发明实施例1的隔离变压偏磁控制方法流程示意图。
图4为本发明实施例1的三电平BOOST升压电路中点电压控制方法流程示意图。
图5为本发明实施例1的全桥与BOOST升压电路联合控制输出电压的控制方法流程示意图。
图6为本发明实施例1的自适应输入输出电压变化的系统控制方法流程示意图。
图7为本发明实施例1的板间均流控制方法流程示意图。
图8为本发明实施例2的两并联BUCK释能复合电路的电路图。
图9为本发明实施例2的全桥电路的电路图。
图10为本发明实施例2的三电平BOOST升压电路的电路图。
具体实施方式
下面结合具体实施方式并对照附图对本发明作进一步详细说明，应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本发明的范围及其应用。
实施例1
本实施例提供一种高效率宽范围低纹波的燃料电池DCDC变换器，如图1所示，包括连接直流输入端的滤波储能电容Cin、两并联的BUCK释能复合电路、BUCK释能复合电路后级的全桥电路、BOOST升压电路电路及各电路的控制方法。
第一BUCK释能复合电路包括功率开关管Q1和Q2、电感L1和电容C1；所述功率开关管Q1的一端与所述滤波储能电容Cin的正端连接，另一端与功率开关管Q2和电感L1连接，所述电感L1和所述电容C1串联后与所述功率开关管Q2并联，所述功率开关管Q2的另一端及所述电容C1的另一端与所述滤波储能电容Cin的负端连接；第二BUCK释能复合电路包括功率开关管Q3和Q4、电感L2和电容C2；所述功率开关管Q3的一端与所述滤波储能电容Cin的正端连接，另一端与功率开关管Q4和电感L2连接，所述电感L2和所述电容C2串联后与所述功率开关管Q4并联，所述功率开关管Q4的另一端及所述电容C2的另一端与所述滤波储能电容Cin的负端连接。
滤波储能电容Cin对燃料电池的输出做滤波储能；两并联的第一BUCK释能复合电路和第二BUCK释能复合电路中，当功率开关管Q2和Q4不工作时，功率开关管Q1、电感L1、电容C1和功率开关管Q3、电感L2、电容C2形成双并联BUCK电路，两并联的BUCK电路中功率开关管Q1和Q3交错180°导通，采用此控制方式有利于减小输入滤波电容容值和BUCK电路输出电压纹波，进而有效减小燃料电池的输出电流纹波，同时使得整个主拓扑的损耗降低、变换效率提高。燃料电池的电压电流输出曲线在正常情况下是固定的，当燃料电池内部积聚电荷达到一定数值时会影响它的输出曲线，占用燃料电池容量，降低其输出效率，此时需要将集聚的电荷放电释能，恢复燃料电池的满容量输出能力。本实施例中，如图2所示，通过检测燃料电池内部积聚电荷超过限定值时，控制功率开关管Q1和Q3常通，再通过控制功率开关管Q2和Q4的栅极电压使其工作在线性放大区即可完成燃料电池积聚电荷的释放。在电路改动不大的前提下，将BUCK和释能两个功能进行了复合，既可以减小燃料电池的输出电流纹波，又可以解决燃料电池内部电荷积聚占用输出容量的问题。
BUCK释能复合电路后级的第一全桥电路和所述第二全桥电路包括：全桥逆变电路、隔离变压器、全桥整流电路，所述隔离变压器原边绕组的两端与全桥逆变电路连接，副边绕组的两端与全桥整流电路连接。
第一全桥电路包括：由功率开关管S1、S2、S3、S4及其谐振电容Cs1、Cs2、Cs3、Cs4和功率开关管S4的LC支路Ca1、La1组成的全桥逆变电路、隔离变压器T1、由二极管DR1、DR2、DR3、DR4组成的全桥整流电路。第二全桥电路包括：由功率开关管S5、S6、S7、S8及其谐振电容Cs5、Cs6、Cs7、Cs8和功率开关管S8的LC支路Ca2、La2组成的全桥逆变电路、隔离变压器T2、由二极管DR5、DR6、DR7、DR8组成的全桥整流电路。
全桥逆变电路将前级BUCK电路的直流电压转化为高频脉冲电压，再经过隔离变压器升压和前后级电路的隔离，后级全桥整流电路将脉冲电压整流成直流电压。可以理解的是：普通的全桥逆变电路，不包含功率开关管S4的LC支路Ca1、La1和功率开关管S8的LC支路Ca2、La2也能完成如上的功能。但在本实施例中，全桥逆变电路使用移相软开关控制，功率开关管S4(或S8)并联的LC支路主要在低轻载状态下有利于实现滞后桥臂的软开关控制，其主要原理为在轻载状态下，由于谐振能量的不足，使得滞后臂下管S4(或S8)并联的谐振电容电压谐振不到0V，导致该开关管难以实现零电压开通，当并联有LC支路后，通过开关周期中LC的谐振，满足滞后桥臂下管谐振电容放电到0V时续流二极管的有效导通，实现滞后桥臂的零电压开通；第一全桥电路中的整流电路和第二全桥电路中的整流电路串联，为后级BOOST电路提供双倍于全桥整流电路整流后的电压。
在本实施例中，BOOST升压电路为三电平BOOST升压电路，包括储能电感L3、功率开关管Q5和Q6、电容C3和C4、二极管D1和D2；所述储能电感L3的一端与第一全桥电路连接，功率开关管Q5和Q6串联，二极管D1、电容C3、电容C4及二极管D2串联，功率开关管Q5和二极管D1的阳极共同接入储能电感L3的另一端，功率开关管Q6和二极管D2的阴极共同接入第二全桥电路；功率开关管Q5和Q6的中点与电容C3和电容C4的中点连接。
通过控制Q5和Q6的开关时序和时长可以实现电容C3和C4两端电压的升降和平衡，二极管D1和D2限制电容反向放电，三电平拓扑中串联的C3和C4电容使得单个输出电容的耐压等级降低和体积减小，并有效减小输出纹波大小。
在该燃料电池直流-直流变换器中，为了防止变压器偏磁使磁芯饱和损坏设备，需要进行偏磁控制，如图3所示，本方法通过采样偏磁电流，经过PI调节器对全桥移相角进行微调从而消除变压器原边偏磁量，若PI调节器多次达到限幅值，即表明偏磁量过大，触发系统偏磁故障。该控制方法可以免去变压器原边串联的隔直电容，减小系统体积及损耗。
在系统电压采样时需对输出电压及中点电压进行采样，如此会导致输出上电容及下电容出现不均压的情况。如图4所示，本实施例采用中点电压控制，可以免去硬件上上电容两端并联的均压电阻。控制方法原理是对输出电压及下电容电压采样并计算出上电容两端电压，分别将上电容电压U1及下电容电压U2与中点电压基准值U0作差输入P调节器，对三电平boost控制占空比进行微调，从而在控制方面实现输出上下电容的均压。
如图5所示，全桥与BOOST联合控制输出电压控制方法，后级电路可以工作在升压和降压两种工作模式，升压模式下，全桥开关管以0.5占空比工作，三电平Boost电路调节占空比来稳定输出电压；降压模式下，三电平Boost电路开关管常关，此时同过调节全桥电路的占空比来调节输出电压大小。
如图6所示，自适应输入输出电压变化的系统控制方法，由于输入电压范围较宽，当输入电压高于电压设定值时，前级BUCK电路通过调节占空比将输出控制在设定值，后级再通过PWM控制得到最终所需的输出电压；当输入电压低于设定值时，前级BUCK开关管常开，此时BUCK的输出电压与输入电压相同，通过调节后级PWM，实现输出电压的稳定。由于额定输入电压低于设定值，因此额定输入条件下，BUCK电路开关管常开，故此控制方案效率相对较高。
在多模块并联输出时，为了防止模块之间输出电流不均衡，使某一模块输出过大电流，对设备造成损伤，需对模块间进行均流控制，其控制流程图如图7所示。分别采样输出电流Iout及输出母线电流Io_bus，若输出电流小于母线电流，会在输出电压采样信号上叠加一个负的偏差值，输出电压控制算法中实际控制电压将增大，输出电流随之增大；若输出电流大于母线电流，此输出电流信号即为新的电流母线信号。
本实施例中的主拓扑具有低损耗、高效率、小纹波的特点，且为模块化设计，易于并联，便于扩展整机的功率等级，适应不同类型的应用场合；同时功率密度高、体积小，成本低。
实施例2
本实施例为一台燃料电池40kW DCDC变换器，要求能够实现宽范围90V—240V输入、400V—750V输出，效率达到93％以上，采用10kW功率单模块四并联设计，其各模块如图9-10所示。
本实施例与实施例1的区别在于：在BUCK释能复合电路中输入端滤波储能电容Cin选用三个10uF/500VDC的C3D电容并联实现，以满足使用要求；Q1、Q2、Q3、Q4功率开关管选用低损耗的SiC-MOSFET管，考虑到SiC-MOSFET目前单个通流能力较小，每个开关管通过两个额定电压600V、额定电流130A的SiC-MOSFET管并联实现；电感L1和L2选用额定电感量为4.5uH、额定电流90A的铁硅铝磁芯电抗器；电容C1、C2选用三个22uF/500VDC的C3D电容并联实现，以满足容值、耐压与体积的适配要求。
在全桥电路中功率开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8选用低损耗的SiC-MOSFET管，考虑到SIC MOSFET目前单个通流能力较小，每个开关管通过两个额定电压200V、额定电流130A的N沟道SiC-MOSFET管并联实现；每个MOS管对应的谐振电容选用皮乏级贴片电容；S4(或S8)的LC支路电容选用皮乏级贴片电容，电感选用，变压器T1和T2选用功率等级5kW、频率65kHz、原次边匝数比1:3的升压隔离变压器，以满足后级需要输出高电压的需求；全桥整流二极管DR1、DR2、DR3、DR4、DR5、DR6、DR7、DR8选用1200V/2×10A的共阴极肖特基碳化硅二极管，以满足低压降低功耗的要求。
在三电平BOOST升压电路中电感L3选用双路电抗器；功率开关管Q5、Q6选用额定电压600V、额定电流130A的N沟道SiC-MOSFET管；二极管D1、D2选用650V/2×20A的共阴极肖特基碳化硅二极管，以满足低压降低功耗的要求；输出滤波储能电容C3、C4分别选用三个10uF/600VDC的C3D电容并联实现，以满足容值、耐压与体积的适配要求。
以上内容是结合具体/优选的实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，其还可以对这些已描述的实施方式做出若干替代或变型，而这些替代或变型方式都应当视为属于本发明的保护范围。
Claims (10)
1.一种燃料电池直流-直流变换器，其特征在于，包括：连接直流输入端的滤波储能电容，并联的第一BUCK释能复合电路和第二BUCK释能复合电路，第一BUCK释能复合电路后级的第一全桥电路，第二BUCK释能复合电路后级的第二全桥电路，以及与所述第一全桥电路和所述第二全桥电路串联的BOOST升压电路；
所述第一BUCK释能复合电路包括功率开关管Q1和Q2、电感L1和电容C1；所述功率开关管Q1的一端与所述滤波储能电容的正端连接，另一端与功率开关管Q2和电感L1连接，所述电感L1和所述电容C1串联后与所述功率开关管Q2并联，所述功率开关管Q2的另一端及所述电容C1的另一端与所述滤波储能电容的负端连接；
所述第二BUCK释能复合电路包括功率开关管Q3和Q4、电感L2和电容C2；所述功率开关管Q3的一端与所述滤波储能电容的正端连接，另一端与功率开关管Q4和电感L2连接，所述电感L2和所述电容C2串联后与所述功率开关管Q4并联，所述功率开关管Q4的另一端及所述电容C2的另一端与所述滤波储能电容的负端连接；
所述第一全桥电路和所述第二全桥电路包括：全桥逆变电路、隔离变压器、全桥整流电路，所述隔离变压器原边绕组的两端与全桥逆变电路连接，副边绕组的两端与全桥整流电路连接。
2.如权利要求1所述的直流-直流变换器，其特征在于，
所述第一全桥电路包括：由功率开关管S1、S2、S3、S4及其谐振电容Cs1、Cs2、Cs3、Cs4和功率开关管S4的LC支路Ca1、La1组成的全桥逆变电路，隔离变压器T1、由二极管DR1、DR2、DR3、DR4组成的全桥整流电路；
所述第二全桥电路包括：由功率开关管S5、S6、S7、S8及其谐振电容Cs5、Cs6、Cs7、Cs8和功率开关管S8的LC支路Ca2、La2组成的全桥逆变电路、隔离变压器T2、由二极管DR5、DR6、DR7、DR8组成的全桥整流电路。
3.如权利要求1所述直流-直流变换器，其特征在于，所述BOOST升压电路包括三电平BOOST升压电路，所述三电平BOOST升压电路包括：储能电感L3、功率开关管Q5和Q6、电容C3和C4、二极管D1和D2；所述储能电感L3的一端与第一全桥电路连接，功率开关管Q5和Q6串联，二极管D1、电容C3、电容C4及二极管D2串联，功率开关管Q5和二极管D1的阳极共同接入储能电感L3的另一端，功率开关管Q6和二极管D2的阴极共同接入第二全桥电路；功率开关管Q5和Q6的中点与电容C3和电容C4的中点连接。
4.如权利要求1所述的直流-直流变换器，其特征在于，所述滤波储能电容包括至少2个并联的电容；所述功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4各包括至少2个并联的SiC-MOSFET管。
5.一种燃料电池直流-直流变换器的控制方法，其特征在于，采用如权利要求1-4任一所述的直流-直流变换器，所述并联的第一BUCK释能复合电路和第二BUCK释能复合电路采用PWM控制，所述功率开关管Q1和功率开关管Q3交错180°导通；当燃料电池内部电荷积聚达到设定阈值，控制功率开关管Q1和功率开关管Q3常通，再控制控制功率开关管Q2和Q4栅极电压，使其工作在线性放大区。
6.如权利要求5所述的控制方法，其特征在于，采样流经隔离变压器的电流并整成直流，将电流基准值与采样值作差，输入PI调节器并作输出；若输出值达到限幅值超过设定的次数，则触发偏磁故障；若输出值未达到限幅值或达到限幅值未超过设定的次数，则PI调节器将输出值叠加至全桥控制移相角。
7.如权利要求5所述的控制方法，其特征在于，所述三电平BOOST升压电路采用中点电压控制，采样输出电压Uout及下电容电压U2，并计算出上电容两端电压U1，分别将上电容电压U1及下电容电压U2与中点电压基准值U0作差输入PI调节器，对三电平BOOST控制占空比进行微调，从而在控制方面实现输出上下电容的均压。
8.如权利要求5所述的控制方法，其特征在于，采样输出电压Uout并进行滤波，将电压基准值与输出采样值作差，输入增量式PI调节器，并对PI调节器输出值进行限幅；若PI调节器输出值大于1，则所述直流-直流变换器进入升压模式，全桥控制给定最小移相角，PI调节器输出值减1后给定BOOST升压电路控制，实现全桥电路与BOOST升压电路的层叠控制；若PI调节器输出值不大于1，则所述直流-直流变换器进入降压模式，PI调节器输出值给定全桥控制移相角，BOOST升压电路开关管常关。
9.如权利要求5所述的控制方法，其特征在于，采样输入电压及BUCK释能复合电路的输出电压并进行滤波；若输入电压大于电压临界值，则电压临界值与BUCK释能复合电路的输出采样值作差，输入PI调节器并对PI调节器输出值进行限幅，将BUCK释能复合电路的输出电压控制在电压临界值；若输入电压不大于电压临界值，则BUCK释能复合电路的MOS管常通，BUCK释能复合电路的输出电压为所述直流-直流变换器的输入电压。
10.如权利要求5所述的控制方法，其特征在于，采样输出电流Iout及输出母线电流Io_bus；若输出电流Iout小于母线电流Io_bus，则在输出电压采样信号上叠加一个负的偏差值，输出电压控制实际输出电压增大，输出电流增大；若输出电流Iout不小于母线电流Io_bus，则此输出电流即为新的输出母线电流。
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