CN116054361A - 一种减小母线电容体积的方法及移动电源 - Google Patents

一种减小母线电容体积的方法及移动电源 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种减小母线电容体积的移动电源，其特征在于：包括母线电容切换电路、整流桥、变换器和线电压检测电路；所述整流桥被配置为对交流侧的交流输入电压进行整流，用于生成经整流的交流电压；所述变换器连接到所述母线电容的输出端，用于接收输入电压，并将输入电压转换为经调节的输出电压；所述线电压检测电路连接到所述交流侧的交流电路，用于将交流侧的交流瞬时输入电压转化为交流电压有效值，与设定的阈值电压进行比较，并输出工作模式转换指令。另外，本发明还涉及一种减小母线电容体积的方法，该方法基于上述移动电源。本发明减小移动电源中母线电容的额定电压和电容值，因此缩小母线电容的体积，提高移动电源的功率密度。

Description

一种减小母线电容体积的方法及移动电源
技术领域
本发明涉及移动电源领域，具体涉及一种减小母线电容体积的方法及移动电源。
背景技术
近年来，随着便携电子设备市场规模不断增大，对移动适配器的功率密度显著改善需求日益增长。为了适应这种发展趋势，移动电源趋于高频化，使用平面变压器，磁性元件的体积得以减小。移动电源中母线电容的作用是平衡瞬时的输入输出功率，因此母线电容的体积无法随着高频化而减小。母线电容在移动电源中的占比随着高频化而逐渐增大，成为提高功率密度的阻碍。现有典型的移动电源电路中，母线电容与整流桥以及后级的变换器并联，既可以从经整流桥整流后的电压充电，又能够给后级变换器提供能量。
移动电源需要满足90V到265V 宽范围输入电压的需求，为满足宽范围内的功率平衡，需要高额定电压和高电容值的母线电容，母线电容的体积与额定电压和额定电容值都成正比，导致母线电容的体积在移动电源中的占比较大。此外，随着额定输出功率增加，母线电容的体积也会增大，阻碍提高移动电源的功率密度。
授权公告号为CN107888086B的专利公开了名称为“移动电源中的大容量电容器的电尺寸的减小”的发明专利，该专利采用两颗低耐压低容值母线电容以及一个开关的方案实现减小母线电容的体积，该方案在高输入电压的情况下，关断开关，使两颗母线电容从电路中移除，经整流桥整流后的输入电压直接输入到后级变换器，仅有反激变换器能够适应这种变化，无法拓展到更多变换器上。
因此，提供一种减小母线电容体积方法和移动电源，用来减小移动电源中母线电容的额定电压和电容值，因此缩小母线电容的体积，提高移动电源的功率密度成为人们亟待解决的问题。
发明内容
鉴于上述问题，提出了本发明提出一种移动电源中的母线电容切换电路，包括母线电容和切换电路，所述切换电路包括第一并联切换开关Sp1、第二并联切换开关Sp2、串联切换开关SS；所述母线电容为两个母线电容Cin1和 Cin2；
所述母线电容连接到整流桥的输出端，用于接收经整流的交流电压；
所述切换电路的输入端与线电压检测电路的输出端连接，输出端与母线电容连接，用于接收线电压检测电路发出的工作模式转换指令，并且控制母线电容的工作模式；
所述第一并联切换开关Sp1的漏极与母线电容Cin1的正极连接，源极与母线电容Cin2的正极连接，用于实现母线电容并联的工作模式；
所述第二并联切换开关Sp2的漏极与母线电容Cin1的负极连接，源极与母线电容Cin2的负极连接，用于实现母线电容并联的工作模式；
所述串联切换开关SS的漏极与母线电容Cin2的正极连接，源极与母线电容Cin1的负极连接，用于实现母线电容串联的工作模式，母线电容Cin2的负极接地。
本发明还提供一种减小母线电容体积的移动电源，包括母线电容切换电路、整流桥、变换器和线电压检测电路；
所述整流桥被配置为对交流侧的交流输入电压进行整流，用于生成经整流的交流电压；
所述变换器连接到所述母线电容的输出端，用于接收输入电压，并将输入电压转换为经调节的输出电压；
所述线电压检测电路连接到所述交流侧的交流电路，用于将交流侧的交流瞬时输入电压转化为交流电压有效值，与设定的阈值电压进行比较，并输出工作模式转换指令。
可选的，所述变换器包括两个LLC谐振腔，所述的两个LLC谐振腔与所述的两个母线电容分别并联；
所述变换器的副边包括两个倍压整流电路，且两个倍压整流电路的输出端并联；
所述变换器的副边输出端与三电平降压电路连接，通过三电平降压电路将变换器输出端的电压调节为所需的输出电压。
可选的，所述第一并联切换开关、第二并联切换开关和串联切换开关均为低耐压器件。
可选的，开关周内有四个模态，其中模态t2~t3和模态t3~t4是模态t0~t1和模态t1~t2的正负半周互补形式；
t0，t1，t2，t3，t4为时间轴上连续的5个时间点。
本发明还提供一种减小母线电容体积的方法，该方法基于减小母线电容体积的移动电源，具体包括：
（1）对交流侧的交流瞬时输入电压进行检测并判断；
（2）根据判断结果通过切换开关进行电路结构切换；
（3）基于切换后的电路，在不同的工作阶段中，根据不同的工作模式控制母线电容进行充放电。
可选的，检测交流瞬时输入电压，将其转化为交流输入电压有效值，与设定的阈值电压进行比较，可根据实际需要进行设置，可根据切换开关耐压值进行设置。
可选的，当检测到交流瞬时输入电压时，发出驱动信号使串联切换开关导通，待母线电压稳定后，将交流输入电压有效值与阈值电压进行比较；若交流输入电压有效值小于阈值电压，则串联切换开关关断，第一并联切换开关与第二并联切换开关导通；若交流输入电压有效值大于阈值电压但第一误差信号小于阈值电压，则工作模式不变；若交流输入电压有效值大于阈值电压且第一误差信号大于等于阈值电压，则串联切换开关保持导通。
可选的，在低输入电压时，母线电容并联；在高输入电压时，母线电容串联，两颗母线电容各自承受一半的母线电压应力。
相较于已有技术方案，本发明的技术方案减小移动电源中母线电容的额定电压和电容值，因此缩小母线电容的体积，提高移动电源的功率密度，并且无需外加保护电路，只需选用的切换开关器件的额定电压稍低于母线电容的额定电压，任意一个切换开关短路，模态切换后，会使得输入端保险丝烧毁，达到保护电路的目的。
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，还可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述说明和其它目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举本发明的具体实施方式。
附图说明
图1为移动电源中母线电容切换电路示意图；
图2为减小母线电容体积的移动电源示意图；
图3为移动电源电路拓扑示意图；
图4为输入电压小于阈值电压时的母线电容切换电路工作波形图；
图5为串联切换开关导通时的母线电容切换电路模态图；
图6为并联切换开关导通时得母线电容切换电路模态图；
图7为输入电压大于阈值电压时的母线电容切换电路工作波形图；
图8-1为移动电源中两元胞DCX的简化等效电路图；
图8-2为移动电源中两元胞DCX的稳态工作波形图；
图8-3为移动电源中两元胞DCX的工作模态图；
图9-1为移动电源中三电平飞跨电容降压电路的简化等效电路图；
图9-2为0＜D＜0.5时的三电平飞跨电容降压电路的稳态波形图；
图9-3为D＞0.5时的三电平飞跨电容降压电路的稳态波形图；
图9-4为0＜D＜0.5时的三电平飞跨电容降压电路的工作模态图；
图9-5为D＞0.5时的三电平飞跨电容降压电路的工作模态图；
图10为移动电源中母线电容切换电路的控制策略；
图11-1为单个母线电容结构的移动电源示意图；
图11-2为单个母线电容结构移动电源的母线电容稳态波形图。
具体实施方式
下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施例。虽然附图中显示了本公开的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施例所限制。相反，提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。
以下结合附图，详细说明本发明各实施例提供的技术方案。
本发明公开一种移动电源中的母线电容切换电路，如图1所示，包括：包括母线电容和切换电路，所述切换电路包括第一并联切换开关Sp1、第二并联切换开关Sp2、串联切换开关SS；所述母线电容为两个母线电容Cin1和 Cin2。
所述母线电容连接到所述整流桥的输出端，用于接收经整流的交流电压。
所述切换电路的输入端与所述线电压检测电路的输出端连接，输出端与母线电容连接，用于接收线电压检测电路发出的工作模式转换指令，并且控制母线电容的工作模式，满足不同输入电压下的电容滤波要求。
所述第一并联切换开关Sp1的漏极与母线电容Cin1的正极连接，源极与母线电容Cin2的正极连接，用于实现母线电容并联的工作模式。
所述第二并联切换开关Sp2的漏极与母线电容Cin1的负极连接，源极与母线电容Cin2的负极连接，用于实现母线电容并联的工作模式。
所述串联切换开关SS的漏极与母线电容Cin2的正极连接，源极与母线电容Cin1的负极连接，用于实现母线电容串联的工作模式，母线电容Cin2的负极接地。
本发明还提供一种减小母线电容体积的移动电源，如图2所示，包括母线电容切换电路，整流桥，变换器和线电压检测电路。
其中，所述整流桥被配置为对交流侧的交流输入电压进行整流，用于生成经整流的交流电压。
所述变换器连接到所述母线电容的输出端，用于接收输入电压，并将输入电压转换为经调节的输出电压。
所述线电压检测电路连接到所述交流侧的交流电路，用于将交流侧的交流瞬时输入电压转化为交流电压有效值，与设定的阈值电压进行比较，并输出工作模式转换指令，在具体实施中，所述阈值电压可分别设定为130V和5V，也可根据实际情况设置。
所述变换器如图3所示，包括两个LLC谐振腔，所述的两个LLC谐振腔与所述的两个母线电容分别并联，变换器可根据实际情况选择其他拓扑。
所述变换器的副边包括两个倍压整流电路，且两个倍压整流电路的输出端并联。
所述变换器的副边输出端与三电平降压电路连接，通过三电平降压电路将变换器输出端的电压调节为所需的输出电压。
所述线电压检测电路的输入端连接到交流侧的交流电路，输入端与所述线电压检测电路的输出端连接，输出端与切换电路连接，用于将交流侧的交流瞬时输入电压转化为交流电压有效值，与设定的阈值电压进行比较，并输出工作模式转换指令。
所述第一并联切换开关、第二并联切换开关和串联切换开关均可选用低耐压器件。
具体为：
当交流输入电压有效值Vac_rms小于阈值电压Vref1=130V时，请参阅图4所示，其中，VGS_Ss，VGS_Sp分别为串联切换开关与并联切换开关的驱动信号，Vac为交流输入电压，Vac_rms为交流输入电压有效值，VBUS为母线电压，Vref1为阈值电压，VCin1与VCin2分别为母线电容Cin1和 Cin2的电压：
当线电压检测电路检测到输入电压时，发出驱动信号VGS_Ss，串联切换开关SS导通，母线电容Cin1和 Cin2串联，电容上电压均为母线电压VBUS的1/2，此时变换器不工作，工作模态如图5所示，线电压检测电路将交流瞬时输入电压转化为交流电压有效值Vac_rms，待若干个工频周期后，母线电压VBUS稳定，与设定的阈值电压Vref1进行比较。
此时交流电压有效值Vac_rms小于阈值电压Vref1，即第一误差信号Verror1=Vref1-Vac_rms≥0，关闭驱动信号VGS_Ss，发出驱动信号VGS_Sp，串联切换开关SS关断，第一并联切换开关Sp1与第二并联切换开关Sp2导通，母线电容Cin1与 Cin2并联，母线电容Cin1与 Cin2通过电源Vac充电，待若干个工频周期后，母线电压VBUS稳定，变换器开始工作，工作模态如图6所示。
当交流输入电压有效值Vac_rms大于Vref1=130V时，将第一误差信号Verror1=Vref1-Vac_rms与Vref2=5V进行比较，得到第二误差信号Verror2=Vref2-Verror1，若Verror2≥0，分析如下：
当线电压检测电路检测到输入电压时，发出驱动信号VGS_Ss，串联切换开关SS导通，母线电容Cin1与 Cin2串联，电容上电压均为母线电压VBUS的1/2，此时变换器不工作，线电压检测电路将交流瞬时输入电压转化为交流电压有效值Vac_rms，待若干个工频周期后，母线电压VBUS稳定，与设定的阈值电压Vref1进行比较。
此时交流电压有效值Vac_rms大于阈值电压Vref1，但第一误差信号Verror1小于阈值电压Vref2，则母线电容切换电路工作模式保持不变，避免因为交流电压有效值Vac_rms在单一阈值电压上下振荡时导致切换开关不断切换。
当交流输入电压有效值Vac_rms大于Vref1=130V时，将第一误差信号Verror1=Vref1-Vac_rms与Vref2=5V进行比较，得到第二误差信号Verror2=Vref2-Verror1，若Verror2＜0，请参阅图7所示，其中，VGS_Ss为串联切换开关的驱动信号，Vac为交流输入电压，Vac_rms为交流输入电压有效值，VBUS为母线电压，Vref1为阈值电压，VCin1与VCin2分别为母线电容Cin1和 Cin2的电压：
当线电压检测电路检测到输入电压时，发出驱动信号VGS_Ss，串联切换开关SS导通，母线电容Cin1与 Cin2串联，电容上电压均为母线电压的1/2，此时变换器不工作，工作模态如图5所示，线电压检测电路将交流瞬时输入电压转化为交流电压有效值Vac_rms，待若干个工频周期后，母线电压VBUS稳定，与设定的阈值电压Vref1进行比较。
此时交流电压有效值Vac_rm大于阈值电压Vref1，将第一误差信号Verror1与阈值电压Vref2进行比较，得到第二误差信号Verror2＜0，则保持驱动信号VGS_Ss，串联开关SS保持导通，待若干个工频周期后，母线电压VBUS稳定，变换器开始工作，工作模态如图5所示。
变换器由两级电路组成，前级为两元胞DCX（直流变压器），后级为TL BUCK（三电平降压变换器）。
便于分析，将与两元胞并联的母线电容等效为两个电压源VI1=VI2，将后级三电平降压变换器等效为负载，等效电路图如图8-1所示，前级两元胞DCX的稳态工作波形图如图8-2所示，其中VGS_S1,4，VGS_S2,3分别为开关管S1，和S2，S3的驱动信号，VDS_S1，VDS_S2，VDS_S3，VDS_S4分别为S1，S2，S3，S4的漏极-源极电压，ip1，ip2分别为两个谐振腔的电流，iLm1，iLm2分别为两个谐振腔的励磁电流，iSR1，iSR2，iSR3，iSR4分别为流过同步整流管SR1，SR2，SR3，SR4的电流，现分析如下：
模态t0~t1：t0时刻，发出驱动信号VGS_S1,4，开关管S1，S4开通，等效电路图如图8-3(a)所示。励磁电感Lm1与充电，励磁电流iLm1与iLm2线性上升，漏感Lr1与谐振电容Cr1发生谐振，漏感Lr2与谐振电容Cr2发生谐振，谐振腔电流ip1与ip2以正弦形式变化，此时副边同步整流管SR1与SR3开通，副边电流 ，。直至t1时刻谐振电流等于励磁电流，变压器副边电流下降到零，副边同步整流管SR1与SR3关断，此模态结束。
模态t1~t2：t1时刻，开关管S1，S4关断，副边同步整流管SR1与SR3关断，变压器不再向副边传递能量，在死区时间内励磁电流iLm1与iLm2对开关管的结电容进行充放电，等效电路图如图8-3(b)所示。此模态内励磁电感不再被钳位，参与电路谐振。将励磁电流iLm1与iLm2视为一个恒流源，开关管结电容电压线性变化，直至t2时刻，VDS_S2，VDS_S4下降至零，驱动信号VGS_S2,3到来，此模态结束。
图8-3所示开关周内有四个模态，其中模态t2~t3和模态t3~t4是模态t0~t1和模态t1~t2的正负半周互补形式，等效电路图分别如图8-3(c)和图8-3(d)所示，这里不再赘述。
为了便于分析，将三电平降压电路的输入等效为两个电压源VA1=VA2=E，等效电路图如图9-1所示。后级三电平降压电路工作模态可根据占空比D分为D＜0.5和D≥0.5两种情况，稳态工作波形图分别如图9-2和图9-3所示，其中VGS_S11，VGS_S12，VGS_S21，VGS_S22分别为开关管S11，S12，S21，S22的驱动信号，iL为流过电感L的电感电流。
当D＜0.5时，根据图9-2可将一个周期分为4个模态，等效电路图如图9-4所示，现分析如下：
模态t0~t1：t0时刻，开关管S11与S21开通，开关管S12与S22关断，如图9-4(a)所示。此模态内电感L充电，电感电流iL线性增长，直至t1时刻，开关管S11关断，S22开通，此模态结束。
模态t1~t2：t1时刻，开关管S11与S12关断，S21和S22开通，如图9-4(b)所示。此模态内电感L放电，电感电流iL线性下降，直至t2时刻，开关管S21关断，S12开通，此模态结束。
模态t2~t3：t2时刻，开关管S11与S21关断，S12与S22开通，如图9-4(c)所示。此模态内，电感L充电，电感电流iL线性增长，直至t3时刻，开关管S12关断，S21开通，此模态结束。
模态t3~t4：t3时刻，开关管S11与S12关断，S21和S22开通，如图9-4(d)所示。此模态内电感L放电，电感电流iL线性下降，直至t4时刻，开关管S22关断，S11开通，进入下一个周期。
当D≥0.5时，同样的，根据图9-3可将一个周期分为4个模态，等效电路图如图9-5所示，现分析如下：
模态t0~t1：t0时刻，开关管S11与S12开通，开关管S21和S22关断，如图9-5(a)所示。此模态内电感L充电，电感电流iL线性增长，直至t1时刻，开关管S11关断，S22开通，此模态结束。
模态t1~t2：t1时刻，开关管S11与S21关断，S12与S22开通，如图9-5(b)所示。此模态内电感L放电，电感电流iL线性下降，直至t2时刻，开关管S22关断，S11开通，此模态结束。
模态t2~t3：t2时刻，开关管S21与S22关断，S11与S12开通，如图9-5(c)所示。此模态内，电感L充电，电感电流iL线性增长，直至t3时刻，开关管S12关断，S21开通，此模态结束。
模态t3~t4：t3时刻，开关管S12与S22关断，S11和S21开通，如图9-5(d)所示。此模态内电感L放电，电感电流iL线性下降，直至t4时刻，开关管S21关断，S12开通，进入下一个周期。
通过三电平降压电路，可将两元胞直流变压器的不控输出电压调节为所需的输出电压，且控制策略简单。
本发明还提供一种减小母线电容体积的方法，该方法基于本发明的母线电容切换电路以及移动电源，如图 10所示，包括：
（1）对交流侧的交流瞬时输入电压进行检测并判断。
具体为：检测交流瞬时输入电压，将其转化为交流输入电压有效值Vac_rms，与设定的阈值电压Vref1和Vref2进行比较。Vref1可根据实际需要进行设置，Vref2可根据切换开关耐压值进行设置。
（2）根据判断结果通过切换开关进行电路结构切换。
具体为：当检测到交流瞬时输入电压时，发出驱动信号VGS_Ss使串联切换开关导通，待母线电压VBUS稳定后，将交流输入电压有效值Vac_rms与阈值电压Vref1进行比较。若交流输入电压有效值Vac_rms小于阈值电压Vref1，即Verror1=Vref1-Vac_rms≥0，则串联切换开关SS关断，第一并联切换开关Sp1与第二并联切换开关Sp2导通；若交流输入电压有效值Vac_rms大于阈值电压Vref1但第一误差信号Verror1＜Vref2，则工作模式不变；若交流输入电压有效值Vac_rms大于阈值电压Vref1且第一误差信号Verror1≥Vref2，则串联切换开关SS保持导通。
（3）基于切换后的电路，在不同的工作阶段中，根据不同的工作模式控制母线电容进行充放电。
具体为：
当交流输入电压有效值Vac_rms小于阈值电压Vref1=130V时，请参阅图4所示，其中，VGS_Ss，VGS_Sp分别为串联切换开关与并联切换开关的驱动信号，Vac为交流输入电压，Vac_rms为交流输入电压有效值，VBUS为母线电压，Vref1为阈值电压，VCin1与VCin2分别为母线电容Cin1和 Cin2的电压：
当线电压检测电路检测到输入电压时，发出驱动信号VGS_Ss，串联切换开关SS导通，母线电容Cin1和 Cin2串联，电容上电压均为母线电压VBUS的1/2，此时变换器不工作，工作模态如图5所示，线电压检测电路将交流瞬时输入电压转化为交流电压有效值Vac_rms，待若干个工频周期后，母线电压VBUS稳定，与设定的阈值电压Vref1进行比较。
此时交流电压有效值Vac_rms小于阈值电压Vref1，即第一误差信号Verror1=Vref1-Vac_rms≥0，关闭驱动信号VGS_Ss，发出驱动信号VGS_Sp，串联切换开关SS关断，第一并联切换开关Sp1与第二并联切换开关Sp2导通，母线电容Cin1与 Cin2并联，母线电容Cin1与 Cin2通过电源Vac充电，待若干个工频周期后，母线电压VBUS稳定，变换器开始工作，工作模态如图6所示。
当交流输入电压有效值Vac_rms大于Vref1=130V时，将第一误差信号Verror1=Vref1-Vac_rms与Vref2=5V进行比较，得到第二误差信号Verror2=Vref2-Verror1，若Verror2≥0，分析如下：
当线电压检测电路检测到输入电压时，发出驱动信号VGS_Ss，串联切换开关SS导通，母线电容Cin1与 Cin2串联，电容上电压均为母线电压VBUS的1/2，此时变换器不工作，线电压检测电路将交流瞬时输入电压转化为交流电压有效值Vac_rms，待若干个工频周期后，母线电压稳定，与设定的阈值电压Vref1进行比较。
此时交流电压有效值Vac_rm大于阈值电压Vref1，但第一误差信号Verror1小于阈值电压Vref2，则母线电容切换电路工作模式保持不变，避免因为交流电压有效值Vac_rms在单一阈值电压上下振荡时导致切换开关不断切换。
当交流输入电压有效值Vac_rms大于Vref1=130V时，将第一误差信号Verror1=Vref1-Vac_rms与Vref2=5V进行比较，得到第二误差信号Verror2=Vref2-Verror1，若Verror2＜0，请参阅图7所示，其中，VGS_Ss为串联切换开关的驱动信号，Vac为交流输入电压，Vac_rms为交流输入电压有效值，VBUS为母线电压，Vref1为阈值电压，VCin1与VCin2分别为母线电容Cin1和 Cin2的电压：
当线电压检测电路检测到输入电压时，发出驱动信号VGS_Ss，串联切换开关SS导通，母线电容Cin1与 Cin2串联，电容上电压均为母线电压VBUS的1/2，此时变换器不工作，工作模态如图5所示，线电压检测电路将交流瞬时输入电压转化为交流电压有效值Vac_rms，待若干个工频周期后，母线电压VBUS稳定，与设定的阈值电压Vref1进行比较。
此时交流电压有效值Vac_rms大于阈值电压Vref1，将第一误差信号Verror1与阈值电压Vref2进行比较，得到第二误差信号Verror2＜0，则保持驱动信号VGS_Ss，串联开关SS保持导通，待若干个工频周期后，母线电压VBUS稳定，变换器开始工作，工作模态如图5所示。
传统的单母线电容电路结构如图11-1所示，其稳态工作波形图如图11-2所示，Vac为交流输入电压，VBUS为母线电容电压，iC为输入电容电流，Vac_rms为交流输入电压有效值，VCmin为输入电容最低电压，tc为输入电容放电时间，分析如下：
模态t0~t1：t0时刻，此时VCmin＜Vac，整流桥开通，母线电容Cin开始充电，此模态内，变换器由交流输入电压提供能量，直至t1时刻，母线电容电压VBUS上升到最大值，VBUS≥Vac,整流桥关断。
模态t1~t2：t1时刻，VBUS≥Vac，整流桥关断，母线电容Cin开始放电，变换器由母线电容Cin提供能量，直至t2时刻，母线电容电压VBUS下降到最小值VCmin，VCmin＜Vac，整流桥开通，进入下一个周期。
由能量守恒，可得，其中Po为输出功率，η为效率。根据该公式可知，Vac_rms越小，所需的电容容值越大，移动适配器电源设计中通常要求宽输入电压范围85~265Vac，只需计算输入电压为85Vac时所需母线电容的容值，即可满足整个电压范围，例如当输出功率Po=65W时，所需输入电容容值为120μF左右。
母线电容的耐压值由最大输入电压决定，适配器通常要求宽输入电压范围85~265Vac，当输入电压为265Vac时，最大峰值电压为375V，因此可选择耐压400V及以上的母线电容。
本设计中通过两颗母线电容去替代单母线电容，在低输入电压时，母线电容并联，等效容值Cin=Cin1+Cin2，故选择容值为60μF的母线电容即可满足整个电压范围。在高输入电压时，母线电容串联，两颗母线电容各自承受一半的母线电压应力，即VCin1=VCin2=。当输入电压为最高输入电压265Vac时，最大峰值电压为375V，母线电容上电压应力则为187.5V，可选择耐压200V及以上的母线电容。
电容的体积与电容耐压值和容值成正比，同时将母线电容的耐压和容值减半后，母线电容的总体积能够减少50%左右。
综上，阈值电压设定合理的情况下，本设计的两个母线电容的额定电压和额定电容值均为传统单母线大电容的一半，总体积能够减少50%左右。此外，并联切换开关Sp导通时，串联切换开关SS的电压应力等于母线电容上的电压，小于阈值电压；串联切换开关SS导通时，并联切换开关Sp上的电压应力等于母线电容上的电压，即输入电压的一半，移动适配器电源中最大输入电压在370V左右，并联切换开关Sp最大电压应力为185V左右。因此切换开关可以选用低耐压器件，相较高耐压器件，低耐压器件体积更小，能够选择更小的导通电阻，从而降低切换开关上的导通损耗，同时切换开关工作在工频下，驱动损耗可忽略不计，有利于整体效率的提升。
并联切换开关导通时，输入电压较低，输入电流较大，母线电容并联分流，并联切换开关上的电流为输入电流的一半，降低了并联切换开关的导通损耗。串联切换开关导通时，输入电压较高，输入电流较小，导通损耗较低。因此，在宽范围输入电压下，切换开关的导通损耗较小，对电路整体效率影响较小。
应该注意的是上述实施例对本发明进行说明而不是对本发明进行限制，并且本领域技术人员在不脱离所附权利要求的范围的情况下可设计出替换实施例。在权利要求中，不应将位于括号之间的任何参考符号构造成对权利要求的限制。单词“包含”不排除存在未列在权利要求中的元件或步骤。位于元件之前的单词“一”或“一个”不排除存在多个这样的元件。本发明可以借助于包括有若干不同元件的硬件以及借助于适当编程的计算机来实现。在列举了若干装置的单元权利要求中，这些装置中的若干个可以是通过同一个硬件项来具体体现。单词第一、第二、以及第三等的使用不表示任何顺序。可将这些单词解释为名称。

Claims (9)

1.一种移动电源中的母线电容切换电路，其特征在于：包括母线电容和切换电路，所述切换电路包括第一并联切换开关Sp1、第二并联切换开关Sp2、串联切换开关SS；所述母线电容为两个母线电容Cin1和Cin2；
所述母线电容连接到整流桥的输出端，用于接收经整流的交流电压；
所述切换电路的输入端与线电压检测电路的输出端连接，输出端与母线电容连接，用于接收线电压检测电路发出的工作模式转换指令，并且控制母线电容的工作模式；
所述第一并联切换开关Sp1的漏极与母线电容Cin1的正极连接，源极与母线电容Cin2的正极连接，用于实现母线电容并联的工作模式；
所述第二并联切换开关Sp2的漏极与母线电容Cin1的负极连接，源极与母线电容Cin2的负极连接，用于实现母线电容并联的工作模式；
所述串联切换开关SS的漏极与母线电容Cin2的正极连接，源极与母线电容Cin1的负极连接，用于实现母线电容串联的工作模式，母线电容Cin2的负极接地。
2.一种减小母线电容体积的移动电源，其特征在于：包括权利要求1中所述的母线电容切换电路、整流桥、变换器和线电压检测电路；
所述整流桥被配置为对交流侧的交流输入电压进行整流，用于生成经整流的交流电压；
所述变换器连接到所述母线电容的输出端，用于接收输入电压，并将输入电压转换为经调节的输出电压；
所述线电压检测电路连接到所述交流侧的交流电路，用于将交流侧的交流瞬时输入电压转化为交流电压有效值，与设定的阈值电压进行比较，并输出工作模式转换指令。
3.根据权利要求2所述的移动电源，其特征在于：所述变换器包括两个LLC谐振腔，所述的两个LLC谐振腔与所述的两个母线电容分别并联；
所述变换器的副边包括两个倍压整流电路，且两个倍压整流电路的输出端并联；
所述变换器的副边输出端与三电平降压电路连接，通过三电平降压电路将变换器输出端的电压调节为所需的输出电压。
4.根据权利要求2所述的移动电源，其特征在于：所述第一并联切换开关、第二并联切换开关和串联切换开关均为低耐压器件。
5.根据权利要求2所述的移动电源，其特征在于：开关周内有四个模态，其中模态t2~t3和模态t3~t4是模态t0~t1和模态t1~t2的正负半周互补形式；
t0，t1，t2，t3，t4为时间轴上连续的5个时间点。
6.一种减小母线电容体积的方法，该方法基于权利要求2-5任一项所述的移动电源，具体包括：
（1）对交流侧的交流瞬时输入电压进行检测并判断；
（2）根据判断结果通过切换开关进行电路结构切换；
（3）基于切换后的电路，在不同的工作阶段中，根据不同的工作模式控制母线电容进行充放电。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于：检测交流瞬时输入电压，将其转化为交流输入电压有效值，与设定的阈值电压进行比较，可根据实际需要进行设置，可根据切换开关耐压值进行设置。
8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于：当检测到交流瞬时输入电压时，发出驱动信号使串联切换开关导通，待母线电压稳定后，将交流输入电压有效值与阈值电压进行比较；若交流输入电压有效值小于阈值电压，则串联切换开关关断，第一并联切换开关与第二并联切换开关导通；若交流输入电压有效值大于阈值电压但第一误差信号小于阈值电压，则工作模式不变；若交流输入电压有效值大于阈值电压且第一误差信号大于等于阈值电压，则串联切换开关保持导通。
9.根据权利要求6所述的方法，其特征在于：在低输入电压时，母线电容并联；在高输入电压时，母线电容串联，两颗母线电容各自承受一半的母线电压应力。
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