CN205430581U

CN205430581U - 音频扬声器保护的电路和系统

Info

Publication number: CN205430581U
Application number: CN201520715282.3U
Authority: CN
Inventors: C·弗莱塞; A·纳加里
Original assignee: STMicroelectronics Alps SAS
Current assignee: STMicroelectronics International NV
Priority date: 2014-12-19
Filing date: 2015-09-15
Publication date: 2016-08-03
Anticipated expiration: 2025-09-15
Also published as: CN105721982A; EP3035704A1; US20170257701A1; CN105721982B; US10021482B2; FR3030983A1; EP3035704B1; US9693138B2; FR3030983B1; US20160182999A1

Abstract

提出了音频扬声器保护的电路和系统。本实用新型涉及电路，该电路包括：音频放大器(314)，该音频放大器(314)被适配为放大输入信号(S_音频)以产生适于驱动扬声器(316)的输出信号(S_OUT+、S_OUT?)；第一电路(318)，该第一电路(318)被适配为基于由扬声器(316)得出获取的电流电平产生第一模拟信号(S_I)；第二电路(320)，该第二电路(320)被适配为基于跨越扬声器(316)供应的电压产生第二模拟信号(S_V)；第三电路(322，312)，该第三电路(322，312)被适配为：基于第一模拟信号和第二模拟信号之间的差产生第三模拟信号(S_音频)；基于所述第三模拟信号修改所述输入信号(S_音频)。

Description

音频扬声器保护的电路和系统

技术领域

本公开涉及用于音频扬声器的保护系统的领域，且更具体地涉及用于保护音频扬声器免受不良振荡和过热的电路。

背景技术

移动设备装置(诸如移动电话，且具体地智能电话)越来越多地配置相对高功率音频放大器以驱动免提扬声器并提供高质量的音频功能。虽然一个实施方式可以使用AB类放大器作为音频放大器，这种放大器的效率一般不超过最通用情况的20-25％，导致高电流消耗，这是不希望的。D类放大器提供比AB类放大器具有显著地更高的效率的替代解决方案。

困难在于，通常用在移动设备装置上的微型扬声器是相对脆弱的并且很容易可被损坏。一个典型的微型扬声器一般可以处理小半瓦的连续功率。真实地，微型扬声器通常承受两个主要操作的限制。

首先，存在发生而不损坏膜的扬声器膜的偏移程度的限制。对于一个典型的微型扬声器来说，最大允许偏移大约是0.4毫米。然而，扬声器一般具有在1kHz左右的机械共振频率，并在此频率，扬声器的偏移极限可被相对的低功率信号超越。而高通滤波器可被用于在和低于该共振频率衰减信号能量，这将会对声音质量产生不利影响。此外，机械共振频率可以在不同的操作条件下显著改变，例如取决于温度、寿命和外力(诸如扬声器端口的阻塞)，这意味着过滤器必须抑制相对大的频带。

其次，过热可能损坏扬声器。过热发生在当被供给扬声器的电能超过消耗时。例如，如果环绕扬声器的空气运动被阻塞扬声器端口限制，扬声器的冷却就变得低效率，而过热可以发生在几秒钟相对低功率。

用于保护微型扬声器免于损害的现有方案趋于不充分的和/或复杂的。因此，在本领域中对于改进扬声器的保护系统和方法是必要的。

实用新型内容

在现有技术中至少部分地解决一个或多个需求是本公开实施例的目的。

根据一个方面，提供了一种电路，该电路包括：音频放大器，该音频放大器适于放大输入信号以产生适于驱动扬声器的输出信号；第一电路，该第一电路适于基于由扬声器的电流消耗电平产生第一模拟信号；第二电路，该第二电路适于基于跨扬声器的供给电压产生第二模拟信号；第三电路，该第三电路适于：基于第一模拟信号和第二模拟信号之间的差产生第三模拟信号；和基于第三个模拟信号修改输入信号。

根据一个实施例，第一模拟信号和所述第二模拟信号S_I，S_V中的至少一个信号相对于其他信号被归一化。

根据一个实施例，第二电路包括被适配为移位所述输出信号的所述相位以产生所述第二模拟信号S_V的模拟滤波器。

根据一个实施例，输入信号通过从输入信号中减去第三模拟信号来修改。

根据一个实施例，电路还包括压缩器，压缩器被适配为在从输入信号S_音频减去第三模拟信号之前部分地压缩所述第三模拟信号。

根据一个实施例，当第一模拟信号大于第二模拟信号时，压缩器适于使第三模拟信号置空。

根据一个实施例，压缩器包括在第三模拟信号的传导路径上的一个或多个可变电阻器，一个或多个可变电阻器的电阻基于所述差被迭代地选择。

根据一个实施例，音频放大器是D类音频放大器。

根据进一步的方面，提供了一种系统，该系统包括：扬声器；适于产生数字音频流的处理装置；适于基于所述数字音频流适于产生输入信号的到模拟转换器的数字；和基于输入信号适于驱动扬声器的以上电路。

附图说明

通过以下实施例的具体描述，以说明的方式给出但不限于参考附图，上述和其它特征和优点将变得显而易见，其中：

图1示意性地示例了扬声器的电等效电路；

图2A是示例扬声器中在电流电平和频率之间的典型关系的实例的曲线图；

图2B是示例扬声器中电流相位和频率之间的典型关系的实例曲线图。

图3示意性地示例了根据本公开的实例实施例包括扬声器保护系统的音频系统；

图4更详细地示意性地示例了根据实例实施例的图3的放大和保护系统；

图5更详细地示意性地示例了根据进一步的实例实施例的图3的放大和保护系统；

图6更详细地示意性地示例了根据实例实施例的图5的压缩器和控制电路；和

图7是根据实例实施例的基于图6的压缩器的控制表示反馈增益的曲线图。

具体实施方式

整个本说明书中，词语“连接”被用于指明两个元件之间的直接连接，而词语“耦合”被用于指明可能直接的在两个元件之间的连接，或者可能是经由一个或多个其它组件如电阻器、电容器或晶体管的连接。

由A.Nagari等出版命名为“82.5瓦1％-THD 10 4分贝(A)-用于扬声器保护的具有超低EMI系统和电流传感的动态范围D类音频放大器”，IEEE杂志的固体电路2012年12月，第12号，卷47描述了使用模拟-数字转换器将扬声器中的电流测量转换成数字值以及使用数字信号处理器(DSP)处理数字值并调节供应给扬声器的(以响应)数字信号的扬声器保护电路。例如，该出版物的内容是通过参照由法律允许的范围并入本文。

而在此出版物中描述的解决方案是相对有效的，DSP的使用要求相对高的功率消耗，消耗相对高的表面区域，并增加了复杂性。此外，用于提供具有用于执行DSP其他功能的厂商专用软件的扬声器的DSP的级联是一项复杂的任务。

图1示意性地示例了扬声器的电等效电路100，例如，其是移动电话的微扬声器，该微扬声器具有从放大器(图1中未示出)中接收信号S_OUT+和S_OUT-的两个输入端子102和104。电路100包括耦合到扬声器的输出端子102，表示在温度中的变化的等效电阻负载的电阻器106。电阻器106与电感器108串联耦合。扬声器还包括由电容器110、电阻器112和电感器114并联塑造的共振部分，各自在电感器108和端子104之间耦合。谐振部分表示围绕某个频率的扬声器的共振行为，其随温度变化并受其它影响。

假定扬声器具有约8欧姆的额定阻抗，例如，电阻器106具有约7.4欧姆的电阻，电感器108具有范围为40μH到100μH的电感，例如，约60μH，电容器110具有约160μF的电容，电阻器112具有约16欧姆的电阻，而电感114具有约200μH的电感。如本文所用的，词语“周围”被用于指明+/-10％的范围。当然，以上的数值仅仅是一个实例，且这样的模式取决于诸如扬声器的尺寸和阻抗的特性从一个扬声器到另一个扬声器将有很大的不同。

图2A示例了由图1的模型所表示的扬声器中的电流电平(当前电平)(按分贝计算)和频率(按对数(log)标度以kHz计算)的关系的实例。如在图2A中所示，例如，电流水平保持在0dB不变直到低频率上升接近扬声器的谐振频率f_R，此处电流电平急剧下降。在图2A的实例中，谐振频率f_R是在1kHz以下，并在该点，电流例如达到-10分贝的低点。上述的谐振频率，在跌落值之前，在约20kHz处作为接近扬声器的极限频率接近，当前电平再次上升到0dB电平。

根据本文描述的实施例，例如，为了避免损坏扬声器，在约谐振频率fR处的信号能量是衰减的。

图2B示例了由图1的模型表示的扬声器中的电流的相位(CURRENT PHASE)(按度计算)和频率(按对数(log)标度以kHz计算)的关系的实例。在图2B中虚线曲线202示例了其中扬声器不会承受具有谐振频率的情况，并且在这样的情况下，例如，实例相位逐步随频率偏移，例如达到在20kHz处-30度的相位偏移。然而，如图2B中由实曲线所示，在扬声器确实具有谐振频率f_R的情况下，相位偏移例如迅速降落靠近此频率。刚好小于谐振频率f_R时，相位偏移例如达到大约-30度的峰值，然后突然翻转到在30度处的峰值的正向相位偏移，正好在谐振频率f_R上方。然后，相移随着频率的增加逐渐下降，变为负并且达到在20kHz处的-30度的电平。

图3示意性示例了根据公开的实例实施例的音频系统300。

例如，数字音频信号AUDIO从数字信号处理器(DSP)304被提供在连接302上，例如，基于从存储在存储器(图3中未示出)的音频文件的音频流306(在图3中未示出)。连接302被耦合到音频放大器方框(音频AMP)308，和特别地到数字-模拟转换器(DAC)310，其将信号AUDIO转换成模拟电压信号S_音频。在一些实施例中，模拟信号S_音频'可以替代地或附加地通过音频放大器方框308的来自与模拟源的输入311提供。

模拟信号S_音频被提供给功率限制元件312，其基于上述的反馈路径将所提供的信号的功率调节到扬声器。例如，在图3中标记为RESIDUE(余项)的反馈信号对应于扬声器的电流I_SPKR和电压V_SPKR的时间卷积和适当的加权和相位调节。特别是，V_SPKR-I_SPKR的时间卷积对应于频域中的阻抗Z_SPKR。例如，反馈信号RESIDUE由元件312从信号S_音频中减去。来自信号路径的阻抗Z_SPKR的减法导致路径的实时均等，由扬声器阻抗的频率响应自身加权。

功率限制元件312的输出被提供到音频放大器314，例如，其是D类放大器，虽然在替代实施例中，其他类型的放大器也可以使用，例如AB类放大器。放大器314提供的差分输出信号S_OUT+、S_OUT-到扬声器316，例如，其是微扬声器。

取自音频放大器314的输出线中的一个线的电流测量，并提供给电路318，其产生模拟电流信号S_I，例如，通过扬声器基于电流的电平由电压信号表示。此外，跨音频放大器314的输出线路取得的电压测量并且被提供到电路320，其基于S_OUT+和S_OUT-之间的电压差V_OUT提供了模拟信号S_V。

例如，电流测量是扬声器的DC(直流)电阻的独立，换言之，它被标准化为假设整体的电阻。例如，在一个实施例中，电流测量是基于在音频放大器314的输出线路中的一条跨越电阻的电压降。例如，这个电阻器具有等于扬声器的DC(直流)电阻的部分G_SENSE的电阻R_SENSE。因此DC(直流)的条件下，电流测量将等于G_SENSE*V_OUT。此外，例如，电流和电压信号S_I，S_V中的至少一个信号是由电路318或320标准化，以抵消应用到电流测量的增益G_SENSE，使得在DC(直流)条件下的电流和电压信号将基本上相等。

然后，例如，电流和电压信号之间的差S_I，S_V是由电路322产生,例如通过从电压信号减去电流信号。结果形成了由元件312从输入信号S_AUDIO中待被减去的信号RESIDUE(余项)。

在一些实施例中，余项信号可以通过应用产生，电流和电压信号之间的差的增益通过电路322产生。此外，在一些实施例中，在电压信号S_V大于当前信号S_I的情况下，显示RESIDUE(余项)信号，并且在替代方案的情况下，RESIDUE(余项)信号为空。

在操作中，由电路318，320和322和元件312形成的模拟反馈回路提供信号的能量电平的邻近瞬时校正,如果扬声器316的阻抗增加被检测到，换言之,如果电压信号S_V变为比当前信号S_I更高。

图4更详细地示意性地示例了根据实施实施例的图4的音频放大器方框308。

如图4所示，例如，图3的模拟音频信号S_音频是提供在相应的音频放大器314的输入节点403和404的差分信号S_音频 ₊和S_音频 _-。信号S_音频可通过DAC310(图4中未示出)的差分输出来提供，或经由输入线路形成图3的输入311(也未在图4中示出)。

在图4的实例中，音频放大器314是包括积分器405的D类音频放大器。积分器405的正极输出406被耦合到比较器408的一个输入，其另一个输入被耦合以接收双斜坡信号(D-RAMP)。类似地，积分器405的负极输出407被耦合到比较器409的一个输入，其另一个输入被耦合成接收双斜坡信号。每个比较408,409的输出被耦合到H桥410。

H桥410包括耦合到音频放大器方框308的输出413的导体412，和耦合到音频放大器方框308的输出415的导体414。导体412和414经由各自的开关被耦合到电源电压VDD。导体412还经由另一开关被耦合到节点416，以及导体414也经由另一开关被耦合到节点418。节点416经由电阻420被耦合到地，以及节点418经由电阻422被耦合到地。每个电阻器420的，422具有电阻Rsense。比较器408，409的输出控制H桥中的开关，使得输出413被耦合到电源电压V_DD以及输出415经由电阻422被耦合到地，或使得输出413经由电阻器420被耦合到地以及输出415被耦合到电源电压V_DD。

电路318具有耦合到节点416和418的输入端。在一个实施例中，电路318的放大器级的增益G_I等于：

G_I＝G_trim+G_RDC

例如，其中G_trim是选自查找表中的数值，用于补偿每个电阻420和422之间的任何差以及它们的额定值之间的任何差，以及，例如G_RDC是选自另一个查找表中的数值，用于补偿扬声器316的实际DC(直流)电阻和其额定值之间的任何差。例如，电路318还包括用于滤波模拟电流信号的第一阶滤波器。例如，第一阶滤波器是足够的，因为电流还由负载过滤。

例如，用于产生模拟电压信号S_V的电路320包括诸如具有约0.125 的增益GV的放大器级320A。例如，电路320A还包括用于滤波模拟电压信号的第二阶滤波器。

例如，电路320还包括由在差分放大器级320A和节点426之间耦合的可变电阻器424构成的可变RC滤波器320B，在差分放大器级320A其他输出和节点430之间耦合的可变电阻428，和在节点426和430之间耦合的电容器432。

例如，选择可变电阻器424，428的电阻使得RC滤波器320B补偿跨输出端子413，415上的电压之间的相位差，并且电流通过扬声器316，其可作为扬声器316的电感的函数而变化。例如，调用每个电阻器424，428Rle的电阻，Rle的值例如是适于等于：

Rle＝Le/(40x10-12*Rdc),

其中Le是由图1中的电感器108表示的扬声器316的电感，以及Rdc是扬声器316的RDC电阻。举例Le等于60μH以及Rdc等于7.4欧姆，例如电阻Rle被选为202.7千欧。在一个实施例中，例如，每个电阻器424，428是约203千欧可变的值，以及电容器465例如是具有大约20pF的电容。

图5更详细地示意性地示例了根据图4的可替代实施例的图3中的音频放大器方框308。图5的电路的许多元件与图4的那些电路的元件是相同的，且已经被标为类似的参考数字并且将不再次对其进行详细说明。

图5示例了根据一个实例的积分器405，在积分器405中其包括具有经由电阻器502耦合到一个功率限制元件312输出的正极输入的差分放大器501以及经由电阻器504耦合到功率限制元件312的其他输出的积分器405的负极输入。差分放大器501通过电容器506还具有耦合到其负极输出的其正极输入，以及经由电阻器508耦合到音频放大器方框308的输出节点413。类似地，例如，差分放大器通过电容器510具有耦合到其正极输出的其负极输入，以及通过电阻器512耦合到音频放大器方框308的输出节点415。

此外，在图5的实施例中，电路322的输出线路经由压缩器514 被耦合到功率限制元件312，例如由控制方框(CTRL)516控制。例如，控制方框516基于余数信号、在电路318的输出端提供的模拟电流信号S_I、以及在电路320的输出端提供的模拟电压信号S_V选择压缩器514的电阻值。

图6示更详细地意性地示例了根据实例实施例的压缩器514和控制方框516。

例如，压缩器514包括选择电路601，和耦合到节点603的由一系列602的电阻63构成的可变电阻器，和耦合到节点605的由一系列604的电阻63构成的另一可变电阻器。例如，节点603经由电阻器607被耦合到压缩器514的输出606，和例如节点605经由电阻器609被耦合到压缩器514的输出608。而在一些实施例中，每个系列602、604的电阻器彼此具有相同的电阻，在图6的实例中，例如，最靠近节点603，604的每个系列的电阻器具有相对低的电阻，而其他元件的电阻从他们的节点603，605逐步地进一步上升。在压缩器514的输入端的节点610(其被耦合到电路322的一个输出)可由一系列64开关中的一个开关选择性地耦合到电阻器系列602中的任意节点。这些开关由1位COMP01到COMP64的控制信号分别地控制。类似地，在压缩器514的输入端的节点611(其被耦合到电路322的其他输出端)可被选择性地通过一系列64开关耦合到电阻器604系列的任意节点。这些开关也分别由COMP1到COMP64的控制信号分别地控制。

基于由控制电路516提供的选择信号S，选择方框601激活了COMP1到COMP64的控制信号中的一个信号，或者没有这些信号。

由每个控制信号的选择提供的反馈增益的实例在图7中被示出。

图7是基于应用到压缩器的控制信号(CONTROL)按分贝计算的表示反馈增益(FEEDBACK GAIN)的曲线图。在COMP01到COMP64的控制信号没被激活的情况下，例如，回路是开放的。例如，对应于信号COMP01的激活的最低可选增益约32分贝，而对应于控制信号COMP64的激活的最高增益是例如约为+6dB。例如，增益相对于 COMP64到COMP20的控制信号线性跌落，然后以指数的方式落到最小值。如何选择在电路中的压缩器和其他电阻器的电阻值以实现图7表示的反馈真增益，这将对于本领域的技术人员将是显而易见的。此外，这对于本领域的技术人员将是显而易见的，如何具有类似于图7的曲线的类似的压缩器法则如何用控制信号的更多或更少的数量可被实现。

再次参照图6，例如，控制电路516包括转换级612，其从输入节点610、611中接收余数信号，并提供差分到单端的转换。例如，级612包括由将线路610耦合到节点615的电阻器614的RC滤波器，将线611耦合到节点617的电阻器616，和在节点615和617之间耦合的电容器618构成。例如，电阻器614和616具有约400千欧的电阻，和例如电容器618具有约15pF的电容。节点615经由电阻器622(例如，具有约400千欧的电阻)耦合到差分放大器620的负极输入端。差分放大器620(例如，在其输出端和其负级输入之间具有反馈回路)包括具有约800千欧姆的电阻。类似地，例如，节点617经由具有约400千欧姆的电阻的电阻器626被耦合到差分放大器624的负极输入。差分放大器624(例如，在其输出和其负极输入之间具有反馈回路)包括具有约800千欧姆的电阻。

差分放大器620，624的正极输入端被耦合到参考电压电平(例如，等于差分信号的共模电压VCM的约一半。)例如，差分放大器620，624的输出端经由各自的电阻器627,628互相耦合到节点630。例如，节点630被耦合到差分放大器632的正极输入，差分放大器632具其通过电阻器633对的系列连接耦合到地的输出端，例如，分别具有约1200和400千欧的电阻。在电阻器633和634之间的中间点被耦合到差分放大器632的负极输入。放大器632提供绝对值，例如，方框612的差分输入余差的rms(均方根)。

方框612的输出端被耦合到比较器636的正极输入端，其比较信号和由电阻637的连接串和在电源电压V_DD和地之间耦合的可变电阻638产生的参考电压V_REF。在一个实施例中，电源电压V_DD约为2V，电阻器637具有约63千欧的电阻，以及电阻器638具有约27千欧的电阻，使得基准V_REF约为0.54V(伏特)。比较器636在其输出端提供二进制值，其例如，如果来自方框612的信号高于V_REF，那么为高，且如果来自方框612的信号比V_REF低，那么为低。

比较器636的输出端被耦合到累加器640，其例如是12位。例如，累加器640包括12位加法器641，其从比较器636中接收输出二进制信号，并在累加器640的输出端将二进制信号累加到信号S以产生提供给触发器642的修复值S'。触发器642通过时钟信号CLK被定时，例如，其具有约48kHz的频率。例如，触发器642在其输出端提供选择信号S。

在一个实施例中，选择电路601基于12位值S的六个最显著位(MSB)产生COMP01到COMP64的控制信号。例如，当6个MSB都低时，判断提示没有COMP1到COMP64的信号，而当所有的6个MSB都很高时，选择信号COMP64。例如，加法器641适于将32添加到12位数值，换言之，二进制“0000 00100000”，如果比较器636的输出为高时，那么并从12位数值减去1，换言之以减去二进制的“0000 00000001”，如果比较器636的输出为低。

例如，触发器642通过由现在将要描述的符号验证方框提供的复位信号R被复位到零。例如，此方框判断提示复位信号R，如果电流信号S_I大于电压信号S_V，那么使得在压缩块508的输出端的信号被拉低。

例如，差动电流信号S_I被提供到差分到单端转换方框643，其例如类似于方框612，并且将不再次对其进行详细描述。类似地，例如，差分电压信号S_V被从差分到绝对值(例如，rms)转换方框644提供，例如，其也是类似于方框612，并且将不再次对其进行详细描述。经由各个电阻器646和648，提供方框643和644的输出到比较器650的各自的正极和负极输入。例如，正级和负级输入也分别通过电容器652和654分别耦和到地。例如，每个电阻器646，648具有约64000千欧的电阻，以及例如，每个电容器652，654具有约40pF的电容。

例如，比较器650比较输入信号，并断言复位信号R电流信号是否比电压信号高。

在图5中描述的压缩系统的一个优点是，它往往会降低在系统中的信噪比。例如，这允许放大器314在输入参考噪声方面被放宽，从而降低功耗和芯片面积。

通过压缩和控制电路514，516提供的6位的控制限制谐振频率约36dB的SNDR(信噪失真比)，其对应于46分贝的动态范围，例如，这对于提供高声压级心理声学掩蔽效应是足够的。在可替代的实施例，可以应用基于更多或更少的比特的压缩。例如，7位压缩器将提供46dB的SNDR和52分贝的动态范围。

本文所述实施例的一个优点是，该电路提供了简单而有效的控制机构用于保护扬声器免受与过热和/或超过其最大安全偏移极限的移位有关的损伤。本发明人已经发现，这种电路的实施增加了相对低的电流消耗和有限的额外的电路面积。

虽然本实用新型的一些具体的实施例已经在附图中被详细地描述和表示，对本领域的技术人员显而易见的是，可以应用许多修改和变更。

例如，虽然附图包括多个电阻、电容和电感的实例，但对于本领域的技术人员显而易见的是，取决于具体的应用，可以使用许多不同的数值。

此外，对于本领域技术人员将显而易见的是，在本文中所描述的实施例可适于单端而不是差分实施。

Claims

1.一种电路，其特征在于，所述电路包括：

音频放大器(314)，所述音频放大器(314)被适配为放大输入信号S_音频以产生适于驱动扬声器(316)的输出信号S_OUT+、S_OUT-；

第一电路(318)，所述第一电路(318)被适配为基于由所述扬声器(316)获取的电流电平产生第一模拟信号S_I；

第二电路(320)，所述第二电路(320)被适配为基于跨所述扬声器(316)供应的电压产生第二模拟信号S_V；

第三电路(322，312)，所述第三电路(322，312)被适配为：

-基于所述第一模拟信号和所述第二模拟信号之间的差产生第三模拟信号；和

-基于所述第三模拟信号修改所述输入信号S_音频。

2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述第一模拟信号和所述第二模拟信号S_I，S_V中的至少一个信号相对于其他信号被归一化。

3.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述第二电路(320)包括被适配为移位所述输出信号的所述相位以产生所述第二模拟信号S_V的模拟滤波器(320B)。

4.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述输入信号S_音频通过从所述输入信号减去所述第三模拟信号来修改。

5.根据权利要求4所述的电路，其特征在于，进一步包括：压缩器(514)，所述压缩器(514)被适配为在从所述输入信号S_音频减去所述第三模拟信号之前部分地压缩所述第三模拟信号。

6.根据权利要求5所述的电路，其特征在于，所述压缩器(514)被适配为当所述第一模拟信号大于所述第二模拟信号时使所述第三模拟信号置空。

7.根据权利要求5所述的电路，其特征在于，所述压缩器(514)包括在所述第三模拟信号的传导路径中的一个或多个可变电阻器 (602、604)，所述一个或多个可变电阻器的电阻基于所述差被迭代地选择。

8.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述音频放大器(314)为D类音频放大器。

9.一种系统，其特征在于，所述系统包括：

扬声器(316)；

处理装置(304)，所述处理装置(304)被适配为产生数字音频流(音频)；

数字至模拟转换器(310)，所述数字至模拟转换器(310)被适配为基于所述数字音频流产生输入信号S_音频；以及

权利要求1所述的电路，所述电路被适配为基于所述输入信号S _音频驱动所述扬声器(316)。