CN116488594B - 音频放大器系统 - Google Patents

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Abstract

描述一种音频放大器系统，其包括：用于处理数字音频信号的可变增益音频处理器、耦合到音频处理器并且被配置成接收经处理数字音频信号的数/模转换器、具有耦合到数/模转换器的输出端的输入端并且可操作地连接到电源的可变增益放大器、耦合到可变增益音频处理器和可变增益放大器并且被配置成使音频放大器系统在具有第一电源电压值的第一操作模式与具有第二较高电源电压值的第二操作模式之间切换的控制器；其中控制器在第一操作模式中可操作以将音频放大器系统增益设置为所期望的增益值，并且在第二操作模式中可操作以通过相对于第一操作模式增大可变增益放大器的增益并减小可变增益音频处理器的增益来保持所期望的增益值。

Description

音频放大器系统
本申请是申请日为2017年3月30日提交的、申请号为201710202190.9、名称为“音频放大器系统”的发明申请的分案。
技术领域
本公开涉及音频放大器系统。
背景技术
音频信号的采集和再现是电子电路的第一应用之一。当今，音频电子器件随处可见，并且可以在电视和高保真立体声系统、轿车音频系统中以及近年来在蜂窝式电话和许多其它便携式应用中找到。这些电子器件中的绝大部分呈集成电路的形式。音频放大器系统可以用于移动电话和其它移动装置。例子音频放大器系统还被称作智能扬声器驱动器，其最大化声输出同时确保扬声器不受损。这通过借助扬声器模型来预测膜偏移和估计音圈温度进行。膜偏移直接相关于声压级。通过反馈进入扬声器中的电流的实时测量，消除扬声器模型与现实世界之间的差别。
智能扬声器驱动器的核心是驱动实际扩音器的高效率D类放大器。该放大器由甚至在低电池电压下保证高输出功率的DC-DC升压转换器供电。DC-DC升压转换器受控于数字域，并且仅当在放大器输出处需要高功率时启用。通过进行音频信号的粗包络跟踪来优化DC-DC升压转换器和放大器的组合效率。
发明内容
本公开的各方面在所附权利要求书中定义。在第一方面，定义了一种音频放大器系统，其包括：可变增益音频处理器，该可变增益音频处理器被配置成接收数字音频信号并输出经处理数字音频信号；数/模转换器，该数/模转换器耦合到音频处理器并且被配置成接收经处理数字音频信号；可变增益放大器，该可变增益放大器具有耦合到数/模转换器的输出端的输入端并且可操作地连接到具有至少两个电源值的电源；以及控制器，该控制器耦合到可变增益音频处理器和可变增益放大器，并且被配置成使音频放大器系统在具有第一电源电压值的第一操作模式与具有第二较高电源电压值的第二操作模式之间切换；其中控制器在第一操作模式中可操作以将音频放大器系统增益设置为预定增益值，并且在第二操作模式中可操作以通过相对于第一操作模式增大可变增益放大器的增益并减小可变增益音频处理器的增益来将放大器系统增益保持在预定增益值。
在实施例中，控制器可以另外可操作以通过用增益因数改变可变增益放大器的增益并用增益因数的倒数改变可变增益音频处理器的增益来保持音频放大器系统增益。
通过保持增益，音频放大器系统的总增益在典型工程公差内相同，该典型工程公差在两个操作模式之间可为+-1％。当在两个模式之间切换时，保持增益使得用户不能察觉到音频输出的改变。
在实施例中，增益校正因数可以为二的整数幂。
在实施例中，数/模转换器可为可操作地被供应参考电流的电流模式数/模转换器。
在实施例中，控制器可以另外可操作以从第二操作模式切换到第一操作模式，并且通过相对于第二操作模式减小可变增益放大器的增益和增大可变增益音频处理器的增益将放大器系统增益保持在预定值。
在音频放大系统的实施例中，可变增益放大器可为D类放大器。可变增益D类放大器可包括一对差分输入端、一对差分输出端和一对可变电阻，每个可变电阻耦合在差分输出端中的相应一个差分输出端与差分输入端之间。可变电阻可耦合到控制器。控制器可以可操作以通过改变反馈电阻值来控制可变增益D类放大器的增益。
在实施例中，每个可变电阻可包括第一固定电阻和耦合到控制器的至少一个另外可切换电阻的串联和/或并联布置。
在音频放大器系统的实施例中，可变增益音频处理器可另外包括sigma-delta调制器，该sigma-delta调制器可以充当噪声整形器。
在音频放大器系统的实施例中，可变增益音频处理器可包括耦合到控制器的增益校正器，该增益校正器可选择以在第一操作模式中用增益因数增大数字音频信号的增益并在第二操作模式中将单位增益应用到数字音频信号。
在实施例中，sigma-delta调制器可包括布置在环路滤波器与量化器之间的增益校正器和布置在sigma-delta调制器的反馈路径中并且耦合到控制器的另一个增益校正器，其中该另一个增益校正器可选择以响应于电源电压变化到第二较低值来用增益因数使经处理数字音频信号衰减。其中所述另一个增益校正器可选择以在所述第一操作模式中用所述增益因数来衰减所述经处理数字音频信号，并且在所述第二操作模式中将单位增益应用到所述经处理数字音频信号
在实施例中，控制器可包括耦合到sigma-delta调制器的输出端的检测器。该控制器可以另外可操作以响应于在经处理数字信号中检测到预定数目的连续零来改变增益。其中所述控制器另外被配置成响应于在所述经处理数字信号中检测到预定数目的连续零而改变所述可变增益音频处理器和所述可变增益放大器的所述增益。
在实施例中，音频放大器系统可另外包括耦合到增益校正器的输出端的同步延迟元件和耦合到延迟元件的输出端的延迟误差校正器，该延迟误差校正器被配置成响应于电源电压从第一电源电压值变化到第二较高电源电压值，通过将来自延迟元件的信号在单个时钟周期除以增益校正因数来校正经延迟信号，以及响应于电源电压从第二电源电压值变化到第一电源电压值将来自延迟元件的信号在单个时钟周期乘以增益校正因数，并且将经延迟校正信号输出到数/模转换器。
在包括环路滤波器的音频放大器系统的实施例中，环路滤波器可包括延迟误差校正器。
在音频放大器系统的实施例中，第一操作模式可为低功率操作模式并且第二操作模式可为高功率操作模式，并且其中控制器耦合到dc-dc转换器，并且可操作以响应于数字音频信号的电平的增大而将音频放大器系统在低功率操作模式与高功率操作模式之间切换。
附图说明
在附图和描述中，相似的附图标号是指相似的特征。本发明的实施例现仅借助于通过附图示出的例子来详细地描述，在附图中：
图1示出根据实施例的音频放大器系统。
图2示出根据实施例的音频放大器系统。
图3示出根据实施例的音频放大器系统。
图4示出包括D类放大器的典型音频放大器系统。
图5示出用于图4放大器的等效电路，其示出可能的噪声源。
图6a示出根据实施例的在音频放大器系统的数字和模拟区段中的增益校正的例子布置。
图6b示出用于图6a的增益校正布置的在不同操作模式中的输出噪声电压的曲线图。
图6c示出用于图6a的增益校正布置的在不同操作模式中的另外细节的输出噪声电压的曲线图。
图7a示出根据实施例的在音频放大器系统的数字和模拟区段中的增益校正的例子布置。
图7b示出根据实施例的sigma-delta调制器噪声整形器和增益校正器。
图7c示出根据实施例的结合增益校正器的sigma-delta调制器噪声整形器。
图7d示出当切换用于图7a的例子增益布置的增益值时输出噪声电压的曲线图。
图8a示出结合增益校正器的噪声整形器，该增益校正器包括于音频放大器系统的一个或多个实施例中。
图8b示出当在包括图8a的噪声整形器的一些实施例中切换增益值时输出电压的曲线图。
图8c示出结合增益校正器的噪声整形器，该增益校正器包括于音频放大器系统的一个或多个实施例中。
图9示出在噪声整形器中的增益校正器和线性时不变元件的可替换布置，该噪声整形器包括于音频放大器系统的一个或多个实施例中。图9a示出用于增益校正器和加法器/减法器的布置。图9b示出用于增益校正器和增益元件的布置。图9c示出用于在分支拓扑中的增益校正的布置。
图10a示出在增益切换中导入延迟的效果。
图10b示出包括于音频放大器系统的一个或多个实施例中的延迟误差校正。
图10c示出包括图10b的延迟误差校正器的噪声整形器。
图11示出根据实施例的音频放大器系统。
图12a示出当注入量化噪声时D类放大器的模拟反馈环路的积分器输出，并且该积分器输出包括于图4的音频放大器系统中。
图12b示出当在D类放大器的模拟反馈环路中切换增益值时的输出噪声电压的曲线图。
图12c示出Σ延迟调制器的例子输出。
图12d示出在D类放大器的差分模拟反馈环路中的两个第一积分器与两个第二积分器之间的输出电压的差别。
图12e示出在不同操作模式中图11的音频放大器系统的噪声电压的模拟。
图13示出根据实施例的音频放大器系统。
具体实施方式
图1示出具有连接到可变增益数字音频处理器106的音频输入端104的音频放大器系统100。可变增益数字音频处理器106的输出端连接到数/模转换器108。数/模转换器108的输出端可连接到可变增益放大器110的输入端，该可变增益放大器110可为AB类或D类音频放大器。增益可连续地变化或在离散步长中变化。增益可在两个或更多个值之间变化。可变增益放大器110的输出端可连接到音频输出端112以用于当处于操作状态时连接到扩音器(未图示)。控制器102可通过第一控制线114连接到可变增益数字音频处理器106并且通过第二控制线116连接到可变增益音频放大器110。在其它例子中，第一控制线114和第二控制线116可组合。可变增益数字音频处理器106可在硬件、软件或硬件与软件的组合中实施。可变增益放大器110可被实施为模拟硬件电路。控制器102可在硬件、软件或硬件与软件的组合中实施。在数/模转换器之前的音频路径中的元件可共同称为数字前端或数字音频路径。在数/模转换器之后的音频路径中的元件可共同称为模拟后端或模拟音频路径。
在音频放大器系统100的操作中，供应到音频放大器的功率可在取决于输入信号电平的电压供应值之间变化。音频放大器系统100可包括DC-DC升压转换器(未图示)，该DC-DC升压转换器通过电池供电以临时增大通过可变增益放大器110供应的功率，以便处理较高输入信号值。当不需要增大的功率时，DC-DC升压转换器可以遵循电池电压。音频放大器系统100可具有第一操作模式(例如，低功率模式，其中供电电压Vp处于第一值)和第二操作模式(其中供电电压处于第二较高值)。在第一操作模式中，控制器可通过控制可变增益数字音频处理器106和可变增益放大器110的增益，将音频放大器系统100的增益设置为在数字音频输入端104与模拟音频输出端112之间的音频信号的所期望的总增益。如果可变增益音频放大器所需要的功率增加(其可例如根据音频输入端104的信号电平确定)，控制器可以用预定增益校正因数增大可变增益音频放大器110的增益，并且用相同的增益校正因数减小可变增益数字音频处理器的增益。以此方式可保持总的预定或期望的系统增益。在此上下文中，相同的增益因数是指在通常小于1％的公认的工程公差内的相同增益因数。在此例子中，控制器102在两个操作模式之间切换。如将了解，在其它例子音频放大器系统中，控制器可以在两个以上的操作模式之间切换。
通过在较低电源值处在数字域中具有较大比例的总增益，放大器系统中的总噪声可减小。在较高电源值处，噪声可增大，但由于高功率操作模式可以仅被选择在较大输入信号值处，音频放大器系统的总信噪比仍然可以改进。
图2示出音频放大器系统150。可变增益数字音频处理器164可包括增益校正器159，该增益校正器159包括增益校正模块156和复用器158。增益校正模块156可具有耦合到数字音频输入端104'的输入端和连接到复用器158的第一输入端的输出端。数字音频输入端104'可连接到复用器158的第二输入端。复用器158的控制输入端可具有到控制器152的连接154。增益校正模块156可将指示为G的增益因数应用到输入信号。增益校正模块156可例如将传入的数字音频信号与整数值相乘。在增益因数为二的幂的情况下，增益校正模块156可通过数字音频数据的移位运算实施，这样可简化实施方案。可变增益数字音频处理器164可另外包括噪声整形器160的串联布置，该噪声整形器160可为sigma-delta调制器和脉宽调制发生器162。噪声整形器160的输入端可连接到复用器158的输出端。数字脉宽调制器162可具有耦合到电流模式数/模转换器(iDAC)166的差分对输出端。电流模式数/模转换器可具有连接到D类放大器电路176的一对差分输出端，该D类放大器电路176具有一对差分输入端和一对差分输出端112'。
在操作中，差分输出端112'可用于驱动扬声器或扩音器(未图示)。在每个相应差分输出端与差分输入端之间的反馈路径具有与反馈开关170、170'和电阻172、172'的串联布置并联的固定电阻174、174'。电阻172、172'可被称为可切换电阻。相应开关170、170'和可切换电阻172、172'的串联布置还可被认为是可切换电阻器。应了解，例如开关170、170'可被实施为晶体管，例如MOS或双极晶体管。反馈开关170、170'具有通过控制线154连接到控制器152的控制输入端。在其它例子中，反馈路径可使用串联的电阻，并且通过用并联开关部分地短路反馈电阻器来改变反馈值。固定电阻174、174'中的每个固定电阻的值可彼此相等，并且被表示为RFB。可切换电阻172、172'中的每个可切换电阻的值可为RFB/(G-1)的值，其中G为可为整数值的增益因数的值。D类放大器电路176，固定电阻174、174'，开关170、170'和可切换电阻172、172'可形成可变增益D类放大器178。
在操作中，可变增益D类放大器178可连接到扬声器(未图示)。可变增益D类放大器178可连接到具有电压Vp的电源，该电压Vp可依据可变增益D类放大器178所需要的功率而改变。iDAC 166可通过恒定电流基准IDACREF供应，该恒定电流基准IDACREF具有可根据供电电压Vp的最大值确定的值。应了解，放大器系统150中的另一个电路系统可在电压Vp或不同的较低的供电电压下被供应，这取决于功率需求。
在可被称为低功率操作模式的第一操作模式中，电压Vp可处于第一电平，该第一电平可例如为来自电池电源的电压。在此第一低功率操作模式中，控制器152可控制增益校正器159以将噪声整形器160的输入端连接到增益校正模块156的输出端，该增益校正模块156将增益因数G应用到数字音频输入信号。控制器152可通过控制相应开关170、170'来闭合相应的开关170、170'、可切换电阻172、172'。在此情况下，有效反馈电阻值为与相应可切换电阻器172、172'的电阻值并联的固定电阻174、174'(RFB)的电阻值(RFB/(G-1))，换句话说，RFB/g的有效值。D类放大器增益线性地取决于反馈电阻值，并且因此可变增益D类放大器178的增益减小到因数G分之一。
在可被称为高功率操作模式的第二操作模式中，电压Vp可处于第二较高电平，该第二较高电平可例如为来自电池电源的升压供电电压。供电电压可通过DC升压转换器(未图示)升压。在此第二高功率操作模式中，控制器152可控制增益校正器159以将噪声整形器160的输入端直接连接到数字音频输入端。从而，相比于第一低功率操作模式，在此阶段处应用的增益减小到因数G分之一。控制器152可通过控制相应的开关170、170'将可切换电阻172、172'断路。在此情况下有效反馈电阻值为固定电阻174、174'的电阻值，换句话说，RFB，其为与第一操作模式进行比较的增益增大到因数G倍。从而，放大器系统150的总增益保持与第一低功率操作模式相同。
通过在较低电源值处在数字域中具有较大比例的总增益，放大器系统150中的总噪声可减小。在较高电源值处，噪声可增大，但由于高功率操作模式可以仅在较大输入信号值处被选择，音频放大器系统的总信噪比仍然可以相同。
图3示出音频放大器系统200。可变增益数字音频处理器214可包括形成增益校正器209的两个增益校正模块206、206'和复用器。增益校正模块206、206'中的每个增益校正模块具有耦合到数字音频输入端104”的输入端和连接到复用器208的相应输入端的输出端。数字音频输入端104”可连接到复用器208的另一个输入端。复用器208的控制输入端可连接到控制器202。增益校正模块206、206'可将表示为G1和G2的相应增益因数应用到输入信号。增益校正模块206、206'可例如将传入的数字音频信号与整数值相乘。在增益因数为二的幂的情况下，增益校正模块206、206'可实施数字音频数据的移位运算。可变增益数字音频处理器214可另外包括噪声整形器210的串联布置，该串联布置可为sigma-delta调制器和脉宽调制发生器212。噪声整形器210的输入端可连接到复用器208的输出端。数字脉宽调制器212可具有耦合到电流模式数/模转换器(iDAC)216的差分对输出端。电流模式数/模转换器216可具有连接到D类放大器电路226的一对差分输出端，该D类放大器电路226具有一对差分输入端和一对差分输出端112”。在操作中，差分输出端112”可用于驱动扬声器或扩音器(未图示)。在每个相应差分输出端与差分输入端之间的反馈路径具有以下的并联布置：(i)固定电阻224、224'，(ii)相应反馈开关220、220'和电阻222、222'的第一串联布置，以及(iii)相应反馈开关230、230'和电阻232、232'的第二串联布置，该电阻232、232'在本文中可被称作可切换电阻。固定电阻224、224'中的每个固定电阻的值彼此相等，并且被表示为RFB。在其它例子中，电阻的值可不同。第一可切换电阻222、222'中的每个第一可切换电阻的值可为RFB/(G1-1)的值，其中G1为可为整数值的增益因数。第一可切换电阻232、232'中的每个第一可切换电阻的值可为RFB/(G2-1)的值，其中G2为增益因数，该增益因数可为小于G1但大于一的整数值。反馈开关220、220'、230、230'具有通过控制线204连接到控制器202的控制输入端。D类放大器电路226，固定电阻224、224'、开关220、230、220'、230'和可切换电阻222、222'、232、232'可认为是可变增益D类放大器228。
在操作中，可变增益D类放大器228可连接到扬声器(未图示)。可变增益D类放大器228可连接到具有电压Vp的电源，该电压Vp可依据可变增益D类放大器228所需要的功率而改变。iDAC 216可通过恒定电流基准IDACREF供应，该恒定电流基准IDACREF具有可根据供电电压Vp的最大值确定的值。应了解，放大器系统150中的另一个电路系统可取决于功率需求在电压Vp或不同的较低供电电压下被供电。
放大器系统200以类似于放大器系统150的方式操作，除该放大器系统具有三个操作模式的情况外。
在第一操作模式中，供电电压Vp可处于最小值。控制器202可选择具有增益因数G1的第一增益校正模块206的输出作为到噪声整形器210的输入，闭合开关220、220'并且断开开关230、230'，这引起可变增益D类放大器228的有效反馈电阻减小到因数G1分之一直到RFB/G1。
在第二操作模式中，供电电压Vp可处于中间值。控制器202可选择具有增益因数G2的第二增益校正模块206'的输出，该增益因数G2可为小于G1但大于一的整数值，并且闭合开关230、230'并断开开关220、220'，这引起可变增益D类放大器228的有效反馈电阻减小到因数G2分之一直到RFB/G2。
在供电电压Vp处于最大值的第三操作模式中，控制器202可通过控制复用器208选择音频输入端直接布设到噪声整形器210的输入端，并且开关220、220'、230、230'可为开路或断开，使得通过固定电阻224、224'的值，换句话说，RFB，确定有效反馈电阻。
放大器系统200的总增益将在三个操作模式之间的过渡之后保持相同。通过在较低电源值处在数字域中具有较大比例的总增益，放大器系统200中的总噪声可减小。在较高电源值处，噪声可增大，但由于高功率操作模式仅可在较大输入信号值处被选择，音频放大器系统的总信噪比仍然可相同。通过考虑在图4和图5中示出的典型D类放大系统可另外理解上述内容，该图4和图5示出D类放大器的等效电路，该等效电路示出噪声源。
首先参照图4的典型放大器系统，数字输入信号可例如为24位脉冲编码调制(PCM)信号过采样8x，并且在8×48KHz＝384KHz处采样。此8x过采样率匹配所期望的脉宽调制(PWM)载波频率。数字输入信号可通过第四阶sigma-delta调制器302接收，该第四阶sigma-delta调制器302将数字输入信号降低到8位PCM信号，该8位PCM信号随后被馈入至数字PWM调制器304中。数字PWM调制器(DPWM)然后产生两个1位DPWM流。DPWM流然后被馈入至IDAC306中，该IDAC 306包括将数字DPWM信号转换为双向电流IPWMA/B的两个电流数/模转换器308、310。这些电流IPWMA/B具有与DPWM信号相同的形状但在±IDACREF之间切换，其中IDACREF为参考电流。
电流IPWMA/B被注入到D类放大器电路320的差分放大器0A1和OB1的相应非反相输入端中，该非反相输入端为在操作中的虚拟接地节点。
D类放大器电路320包括差分放大器OA1、OA2、OA3。电容C1A连接在OA1的输出端与OA1的反相输入端之间。电阻RA和电容C2A的串联布置连接在差分放大器OA1的输出端与差分放大器OA2的输出端之间。在电阻RA与电容C2A之间的公共节点连接到差分放大器OA2的反相输入端。OA2的输出端连接到OA3的反相输入端。OA1的输出端连接到OA3的非反相输入端。在操作中，一半供电电压VP/2的偏压电压被供应到差分放大器OA1、OA2的非反相输入端。OA3的输出端连接到预驱动器322，该预驱动器322驱动包括PMOS晶体管PT1和NMOS晶体管NT1的反相器INV1。MOS反相器的输出端经由反馈电阻RFBA连接到OA1的反相输入端并且连接到扬声器330的第一端。
D类放大器电路320另外包括差分放大器OB1、OB2、OB3。电容C1B连接在OB1的输出端与OB1的反相输入端之间。电阻RB和电容C2B的串联布置连接在差分放大器OB1的输出端与差分放大器OB2的输出端之间。在电阻RB与电容C2B之间的公共节点连接到差分放大器OB2的反相输入端。OB2的输出端连接到OB3的反相输入端。OB1的输出端连接到OB3的非反相输入端。在操作中一半供电电压VP//的偏压电压被供应到差分放大器OB1、OB2的非反相输入端。OB3的输出端连接到预驱动器324，该预驱动器324驱动包括PMOS晶体管PT2和NMOS晶体管NT2的反相器INV2。MOS反相器的输出端经由反馈电阻RFBB连接到OV1的反相输入端并且连接到扬声器330的第二端。
通过包括反馈路径的两个二阶模拟反馈环路经由电阻RFBA和RFBB确定D类放大器的增益，该电阻RFBA和RFBB在一半供电电压VP/2处偏置。
反馈环路的输出信号为驱动扩音器330的BD调制差分PWM信号VOUTA-VOUTB。输出电压VOUTA/B通过反馈电阻器RFBA/B反馈到虚拟接地节点，并且所得反馈电流IRFBA/B与来自IDAC的PWM输入电流IPWMA/B求和。
模拟反馈环路的稳定性需要通过IDAC注入到环路中的电流IPWMA/B的幅值大于通过反馈电阻器RFBA/B反馈的电流IRFBA/B。
放大器的供电电压VP可具有广泛范围的值，例如当放大器通过DC-DC升压器供电时。此最大供电电压可确定IDAC参考电流IDACREF。一旦IDACREF被设置，音频路径的(转换)增益固定并且独立于供电电压VP。
用于音频功率放大器的关键性能度量标准为在20Hz到20kHz的音频频率范围中的输出噪声电压。图5示出包括在音频路径中的不同噪声促成因素的典型放大器300'。放大器300'包括sigma-delta调制器302、均衡器330、DPWM模块304、IDAC306和D类放大器电路320的串联布置，该D类放大器电路320具有从D类放大器电路320的相应差分输出端中的每个差分输出端到相应差分输入端的反馈电阻RFBA和RFBB。所指示的噪声源为IDAC噪声电路334、输入噪声电压Vn 336和反馈噪声电压Vn,Rfb 332、338。
在音频路径的输入端处的sigma-delta调制器302将24位输入信号减小到8位信号。此分辨率减小可以导致量化噪声的相当大的电平。此量化噪声通过sigma-delta调制器302中的环路滤波器在带外成形(即在音频频率范围以外)。保持在音频频率范围中的量化噪声可通过增大sigma-delta调制器中的环路滤波器的过采样率或阶而减小。但是，由于PWM载波频率，过采样率限于8x，然而增大环路滤波器阶仅是有益的，直到量化噪声贡献相对于模拟后端中的另一个(热量的和1/f)噪声贡献不显著。反馈电阻器RFB的噪声和模拟反馈环路的第一级的等效输入噪声被分别示出为噪声电压源vn,RFB 332、338和in,DAC336。这些噪声源跨输出端呈现而无放大。通过IDAC产生的噪声被示出为噪声电流源in,DAC 334。此噪声电流与参考电流IDACREF的平方根呈成原理比例。此噪声电流乘以反馈电阻器RFBA/B以在输出端处产生噪声电压。在典型D类放大器设计中，此最后噪声贡献可以是最主要的。
通过减小反馈电阻器的值RFBA/B并减小IDAC参考电流IDACREF，可减小来自IDAC 334的电流噪声。但是，这将违反等式(1)并导致在高供电电压下的不稳定性。
本公开的发明人明白，输出噪声通常仅在不应用或应用极小输入信号时相关。通常，在DAC和ADC中的噪声测量使用-60dBFS输入信号进行。音频放大器例如智能扬声器驱动器可使用DC-DC升压器以在大信号需要放大的情况下增大音频放大器的供电电压。但是，大部分时间DC-DC升压器处于所谓的跟随器模式，其中转换器不切换，而仅仅将电池电压VBAT传送到输出端VBST。
对于音频放大器系统150、200，确定IDACREF的参考值使得对于升压供电电压Vbst满足等式1的稳定性标准。在较低电源电压下，等式1的稳定性标准可以放松。从而输出噪声可通过减小反馈电阻器的值而减小，同时保持电流基准IDACREF无不稳定性的风险。减小反馈电阻器改变音频路径的增益，因此可在音频路径的数字前端中被校正，该数字前端包括可变增益数字音频处理器。在包括可变增益D类放大器的模拟后端中的增益减小不仅减小来自IDAC的电流噪声，并且减小来自反馈电阻器RFB的噪声和sigma-delta调制器的量化噪声。因此放大器系统150、200可允许在供电电压的较低电平处的改进噪声性能。
图6A示出例子音频放大器系统的音频路径440的模拟模型。数字增益校正器包括用于将增益因数G应用到输入信号的增益校正模块442，和用于在应用增益因数的输入信号与不应用增益因数的输入信号之间进行选择的复用器444。数字增益校正器可具有连接到数字音频输入端的输入端和连接到sigma-delta调制器446的输出端。模拟部包括模拟增益校正器，该模拟增益校正器包括用于将增益因数1/G应用到输入信号的增益校正模块448和复用器450，该复用器450具有连接到sigma-delta调制器446的输出端的输入端、连接到增益校正模块448的第二输入端和连接到理想增益级452的输出端。理想增益级452的输出端可连接到ITU-R 468滤波器454。音频路径440的行为示出在用于增益因数G为2的图6A和图6B中。
图6B示出音频路径440的响应的曲线图400，该曲线图400具有示出在模拟后端中的增益值的第一y轴402。第二y轴404示出在-15mV与+15mv之间改变的输出噪声电压。x轴406为被示出为每区段5ms的时间。线408示出在模拟增益因数为1(高功率操作模式)与1/G(低功率操作模式)之间的增益切换波形。线410示出在音频路径440的输出端处的噪声电压Vout。
图6C以较大尺寸示出与图6B相同的响应的曲线图420，以示出量化噪声电压。第一y轴422示出在模拟后端中的增益值，并且第二y轴424示出在-100uV与+100uv之间改变的输出噪声。x轴426为被示出为每区段5ms的时间。线428示出在模拟增益因数为1(高功率操作模式)与1/G(低功率操作模式)之间的增益切换波形。线436示出在音频路径440的输出端处的电压Vout。可以看出，通过校正在sigma-delta调制器之前的数字域中的增益，在此情况下的量化噪声在区域434中相比于在区域430中近似减半。一些暂态假象432发生在可>10mV的切换期间。
在音频放大器系统的实施例的数字前端中的增益校正的可替换布置示出在图7A、图7B和图7C中。
图7A示出例子音频放大器系统的音频路径460的模拟模型。可变增益数字音频处理器480可包括增益校正模块442、复用器444和sigma-delta调制器446。sigma-delta调制器446可具有连接到数字音频输入端的输入端。sigma-delta调制器446的输出端可连接到数字增益校正器，该数字增益校正器包括增益校正模块442和复用器444。模拟部包括增益校正模块448和复用器450，该复用器450具有经由DAC(未图示)连接到复用器444的输出端的输入端和连接到理想增益级452的输出端。理想增益级452的输出端可连接到ITU-R 468滤波器454。
图7B示出可变增益数字音频处理器480的例子实施方案。sigma-delta调制器446具有加法器/减法器470、环路滤波器472和均衡器474以及量化器476的串联布置，该量化器476可例如为8位量化器。sigma-delta调制器446具有从量化器476的输出端到加法器/减法器470的第一输入端的反馈连接。sigma-delta调制器可具有从加法器/减法器470的第二输入端到均衡器474的前馈连接。sigma-delta调制器446的输出端可连接到数字增益校正器，该数字增益校正器包括用于应用增益因数G的增益校正模块442和用于在增益校正信号与未校正信号之间进行选择的复用器444。
图7C示出并入有增益校正器的sigma-delta调制器500的可替换实施方案。sigma-delta调制器500具有到可变增益数字音频处理器480的等效功能。sigma-delta调制器500具有加法器/减法器470、环路滤波器472和均衡器474、量化器476(其可例如为8位量化器)以及数字增益校正器的串联布置，该数字增益校正器包括用于应用增益因数G的增益校正模块442和复用器444。sigma-delta调制器500具有从数字增益校正器的输出端到第二数字增益校正器的反馈连接，该第二数字增益校正器包括用于应用增益因数1/G的增益校正模块502和复用器504。当数字增益校正器应用增益因数G时，第二数字增益校正器在反馈路径中应用增益校正因数的倒数1/G。第二数字增益校正器的输出端连接到加法器/减法器470的第一输入端。sigma-delta调制器可具有从加法器/减法器470的第二输入端到均衡器474的前馈连接。
音频路径460的噪声电压响应示出在图7D中，该图7D具有在不同模式中的输出噪声电压的模拟结果520的曲线图。曲线图520具有示出在音频路径460中的增益切换的第一y轴522和示出在-100uV与+100uv之间改变的输出噪声的第二轴524。x轴526为被示出为每区段5ms的时间。线528示出在模拟增益因数为1(高功率操作模式)与1/G(低功率操作模式)之间的增益切换波形。线530示出在音频路径的输出端处的电压Vout。在此情况下不存在切换期间的瞬变，但量化噪声在这两个模式中保持恒定。
图8A示出sigma-delta调制器600的另一个可替换实施方案。sigma-delta调制器600具有加法器/减法器602、环路滤波器604、均衡器606、数字增益校正器(其可包括用于应用增益因数G的增益校正模块608和复用器610)以及量化器612(其可例如为8位量化器)的串联布置。sigma-delta调制器600具有从量化器612的输出端到第二数字增益校正器的反馈连接，该第二数字增益校正器包括用于应用增益因数1/G的增益校正模块614和复用器616。当数字增益校正器应用增益因数G时，第二数字增益校正器在反馈路径中应用增益校正因数的倒数1/G。第二数字增益校正器的输出端连接到加法器/减法器602的第一输入端。sigma-delta调制器可具有从加法器/减法器602的第二输入端到均衡器606的前馈连接。
具有可变增益数字音频处理器的音频放大器系统的行为在图8B中示出，该可变增益数字音频处理器包括sigma-delta调制器600。图8B示出使用增益因数G为2的在不同操作模式中的输出噪声电压的曲线图620。曲线图620具有示出增益切换的第一y轴622和示出在-100uV与+100uv之间改变的输出噪声的第二y轴624。x轴626为被示出为每区段5ms的时间。线628示出在模拟增益因数为1(高功率操作模式)与1/G(低功率操作模式)之间的增益切换波形。线630示出在音频路径的输出端处的电压Vout。在此情况下在各模式之间在切换期间不存在瞬变，并且相比于对应于高功率操作模式的区域634，量化噪声在对应于低功率操作模式的区域632中近似减半。
图8C示出sigma-delta调制器650的另一个可替换实施方案。sigma-delta调制器650具有加法器/减法器652、环路滤波器654、数字增益校正器(其包括用于应用增益因数G的增益校正模块658和复用器660)以及量化器662(其可例如为8位量化器)的串联布置。sigma-delta调制器650具有从量化器662的输出端到第二数字增益校正器的反馈连接，该第二数字增益校正器包括用于应用增益因数1/G的增益校正模块664和复用器656。当数字增益校正器应用增益因数G时，第二数字增益校正器在反馈路径中应用增益校正因数的倒数1/G。第二数字增益校正器的输出端连接到加法器/减法器652的第一输入端。sigma-delta调制器650可具有与sigma-delta调制器600类似的改进量化噪声性能和瞬态切换。
通过在量化器之前移动增益校正，如图8A和图8C中示出，当增益校正被启用或禁用时环路转移保持不变，但现在在两个模式中量化噪声也保持不变并且不再乘以增益因数G。因此，当模拟增益改变被同时启用时，量化噪声对音频路径的输出噪声的贡献除以G。
sigma-delta调制器的另外的可替换实施方案可朝向环路的输入端将增益校正的位置移位。一般而言，环路滤波器H(Z)用加法器、乘法器和延迟元件构造。增益校正块可朝向任何线性时间恒定(LTI)元件(例如，加法器)的输入端、增益或如图所示的分支被转移。应了解，这些等效拓扑的传递函数相同。
图9a示出第一例子LTI元件680，其包括加法器652(其在加法器652的输出端处具有增益校正模块658和复用器660)，和第二等效LTI元件680'，其在加法器652之前的信号路径中包括加法器652、增益校正模块658、658'和复用器660、660'。
图9b示出包括增益元件670(其在增益元件670的输出端处具有增益校正模块658和复用器660)的第一例子LTI元件690和第二等效LTI元件690'(其在增益元件670之前的信号路径中包括增益元件670、增益校正模块658和复用器660)。
图9c示出第一例子LTI元件700和第二等效LTI元件700'，该第一例子LTI元件700包括从一个输入端到两个输出端的分支，该第一例子LTI元件700在分支之后包括增益校正模块658和复用器660，该第二等效LTI元件700'包括增益校正模块658、在分支之前的复用器660和增益校正模块658'，以及在分支之后的复用器660'。
现参照图10a，对于非LTI元件，例如时序延迟元件672(例如，闩锁或触发器)，由于行为依据增益校正是否通过增益校正模块658执行而不同以及复用器660在延迟元件672之前或之后，因此增益校正无法仅通过元件移位。曲线图710、710'示出当增益来回切换同时应用单位输入信号时两个拓扑的输出。在曲线图710'中，增益切换的效果延迟一个时钟周期。
此误差可以通过包括图10B中所示出的延迟误差校正器720来校正。增益误差校正器720包括连接到“与”门664的反相输入端和第二“与”门666的非反相输入端的增益控制线。延迟元件672'具有连接到增益控制线的输入端以及连接到“与”门664的非反相输入端和第二“与”门666的反相输入端的输出端。“与”门664、666的输出端连接到复用器670的控制输入端，该复用器670在将增益因数G应用到输入信号的增益校正模块662、将增益因数1/G应用到输入信号的增益校正模块668的输出与输入信号之间进行选择。在操作中，延迟误差校正器乘以在增益过渡之后的仅一个时钟周期的延迟元件的输出。向上和向下信号在增益信号的低到高或高到低过渡之后的一个时钟周期为高。从而，增益校正可以全部移位到图10C中所示出的sigma-delta调制器750的输入端。
sigma-delta调制器750具有数字增益校正器(其包括用于应用增益因数G的增益校正模块658和复用器660)、加法器/减法器752、环路滤波器754、均衡器756和量化器758(其可例如为8位量化器)的串联布置。sigma-delta调制器750具有从量化器758的输出端到加法器/减法器752的输入端的反馈连接。加法器减法器752的第二输入端具有到均衡器756的前馈连接。环路滤波器754具有增益控制输入端。延迟校正器720可包括在环路滤波器754中的每个延迟元件之后。
应了解，sigma-delta调制器500、600、650、750中的任一个sigma-delta调制器可包括在用于本文描述的音频放大器系统的实施例的可变增益数字音频处理器中。
图11示出音频放大器系统800。可变增益数字音频处理器814可包括增益校正模块806，该增益校正模块806具有耦合到数字音频输入端104”'的输入端和连接到复用器808的第一输入端的输出端。数字音频输入端104”'可连接到复用器808的第二输入端。复用器808的控制输入端可通过控制线804连接到控制器802。增益校正模块806和复用器808可被认为是数字增益校正器809。增益校正模块可将表示为G的增益因数应用到输入信号。增益校正模块806可例如将传入的数字音频信号与整数值相乘。在增益因数为二的幂的情况下，增益校正模块806可通过数字音频数据的移位运算实施。可变增益数字音频处理器814可包括噪声整形器810(其可为sigma-delta调制器)和脉宽调制发生器812的串联布置。噪声整形器810的输入端可连接到复用器808的输出端。噪声整形器810的输出端可连接到检测器830。检测器830的输出端可连接到控制器802。数字脉宽调制器812可具有耦合到电流模式DAC(iDAC)816的差分对输出端。电流模式数/模转换器可具有连接到D类放大器电路826的一对差分输出端，该D类放大器电路826具有一对差分输入端和连接到音频输出端112”'的一对差分输出端。音频输出端112”'可连接以驱动扬声器或扩音器(未图示)。在每个相应差分输出端与差分输入端之间的反馈路径具有与反馈开关820、820'和电阻822、822'的串联布置并联的固定电阻824、824'的布置。电阻822、822'可被称为可切换电阻。相应开关820、820'和可切换电阻822、822'的串联布置可被认为是可切换电阻器。反馈开关820、820'具有通过控制线804'连接到控制器802的控制输入端。应了解，例如开关820、820'可被实施为晶体管，例如MOS或双极晶体管。固定电阻824、824'中的每个固定电阻的值可彼此相等，并且被表示为RFB。可切换电阻822、822'中的每个可切换电阻的值可为RFB/(G-1)的值，其中G为可为整数值的增益因数的值。D类放大器电路826，固定电阻，开关820、820'和可切换电阻822、822'可为可变增益D类放大器828。
在操作中，可变增益D类放大器828可连接到扬声器(未图示)。可变增益D类放大器828可连接到具有电压Vp的电源，该电压Vp可依据可变增益D类放大器828所需要的功率而改变。iDAC 816可通过恒定电流基准IDACREF被供电，该恒定电流基准IDACREF具有可根据供电电压Vp的最大值确定的值。应了解，放大器系统800中的另一个电路系统可取决于功率需求在电压Vp或不同的较低供电电压下被供电。
在可被称为低功率操作模式的第一操作模式中，电压Vp可处于第一电平，该第一电平可例如为来自电池电源的电压。在此第一低功率操作模式中，控制器802可控制增益校正器809以将噪声整形器810的输入端连接到增益校正模块806的输出端，该增益校正模块806将增益因数G应用到数字音频输入信号。控制器802可闭合相应开关820、820'，通过控制相应开关820、820'闭合可切换电阻822、822'。在此情况下，有效反馈电阻值为与相应可切换电阻器822、822'(RFB/(G-1))的电阻值并联的固定电阻824、824'(RFB)的电阻值，换句话说，RFB/g的有效值。由于D类放大器的增益线性地取决于电阻值，可变增益D类放大器828的增益减小到因数G分之一。
在可被称为高功率操作模式的第二操作模式中，电压Vp可处于第二较高电平，该第二较高电平可例如为来自电池电源的升压供电电压。供电电压可通过DC升压转换器(未图示)升压。在此第二高功率操作模式中，控制器802可控制增益校正器809以将噪声整形器810的输入端直接连接到数字音频输入端。从而，相比于第一低功率操作模式，在此阶段处应用的增益减小到因数G分之一。控制器802可通过控制相应的开关820、820'将可切换电阻822、822'断路。在此情况下有效反馈电阻值为固定电阻824、824'的电阻值，换句话说，RFB，其为与第一操作模式进行比较的因数G的增益增大。从而，放大器系统800的总增益保持与第一低功率操作模式相同。
通过在较低电源值处在数字域中具有较大比例的总增益，换句话说，在音频路径的数字前端或数字部中，在放大器系统800中的总噪声可减小。在较高电源值处，噪声可增大，但由于高功率操作模式可仅在较大输入信号值处被选择，音频放大器系统的总信噪比仍然可相同。
检测器830可从Σ延迟调制器810检测0值输出。控制器802可延迟在第一操作模式与第二操作模式之间的切换或反之亦然，直到已经检测到预定数目的连续0值。通过延迟在操作模式之间的切换直到已经检测到数个0值，由于瞬时切换的任何噪声可另外减小。这在图12A到12E中另外示出。
图12A示出典型模拟D类反馈环路320的积分器输出端OA1、OB1、OA2、OB2的响应的曲线图850。y轴852为在-400mV与+400Mv之间的电压。x轴858为被示出为每区段2us的时间。线854、854'示出在量化噪声被注入到模拟D类反馈环路320中的情况下，在OA3和OB3的非反相输入端上的输入波形。线856示出OA2的响应并且线860示出OB2的响应。可以看出，信号类似，但在大部分时间值不同，这导致当增益切换时瞬态响应的不同。
瞬态响应的此差别例如在图12B中示出。图12B示出曲线图860，该曲线图860具有示出增益切换的第一y轴862和示出在-15mV与+15mv之间改变的输出噪声的第二y轴866。x轴868为每区段以5ms单位示出的时间。线864示出在模拟增益因数为1(高功率操作模式)与1/G(低功率操作模式)之间的增益切换波形。线870示出ITU-R 468滤波器对增益切换的输出噪声电压Vout响应。
图12C示出在y轴870上的最低有效位(LSB)的sigma-delta输出对在x轴876上的每区段50us的时间的曲线图880。线878示出输出的变化，其中在872处指示4个连续零的点并在874处指示6个连续零的点。
图12D示出模拟D类反馈环路320中的第一积分器Vap-Vbp的输出电压之间的差别Vp和模拟D类反馈环路320中的第二积分器Vam-Vbm的输出电压之间的差别Vm中的对应变化的曲线图890，该曲线图890针对如图12C中的相同时间间隔所示。y轴892在-60mV与+60mV之间变化。x轴894表示每区段50us的时间。线896示出随时间的Vp变化并且线898示出随时间的Vm变化。可以看出，当sigma-delta调制器在点872'和874'处产生连续0输出样本时，这些电压差别趋于零。
延迟过渡直到已经在所得滤波器响应上检测到连续零为止的效果示出在图12E中，该图12E示出曲线图900，该曲线图900示出同步到连续零的低噪声与高功率模式之间的切换。
曲线图900具有示出增益切换的第一y轴910和示出在-100UV与+100uv之间改变的输出噪声的第二y轴904。x轴908表示每区段5ms的时间。线912示出在模拟增益因数为1(高功率操作模式)与1/G(低功率或代噪声操作模式)之间的增益切换波形。线906示出在音频路径的输出端处的电压Vout。
可以看出，仅小模式过渡响应可以见于从高功率模式到低噪声模式的最后过渡中。在模式过渡之后的最不利情况响应可小于500V。在模式过渡命令与对应序列的连续零的第一次出现之间的平均时延对于低噪声到高功率过渡可为100s，并且对于高功率到低噪声过渡可为2ms。
图13示出可被实施为集成电路的放大器系统950。控制器982可包括I2C接口960和I2S接口958、数字信号处理器(DSP)956、低通上采样滤波器954和可包括RAM和/或ROM的存储器952。技术人员将理解，在控制器982中描述的元件可经由控制和/或数据总线连接在一起。控制器982的输出端可连接到DC-DC升压电路962。DC-DC升压电路962可将升压电压供应到可变增益D类放大器964。
可包括sigma-delta调制器和数字脉宽调制器的可变增益数字音频处理器966可具有连接到低通上采样滤波器710的输出端的输入端。可变增益数字音频处理器966的输出端可连接到数/模转换器984。数/模转换器984的输出端可连接到可变增益D类放大器964。
可变增益D类放大器964可包括D类放大器电路980，该D类放大器电路980具有一对差分输入端和一对差分输出端。在操作中，差分输出端可用于驱动扬声器或扩音器978。可变增益D类放大器964可另外包括在每个相应差分输出端与差分输入端之间的反馈路径，该反馈路径具有固定电阻972、972'的并联布置与MOS电晶体968、968'和电阻970、970'的串联布置，该电阻970、970'将被称作可切换电阻。MOS晶体管968、968'的栅极可连接到控制器982。固定电阻972、972'中的每个固定电阻的值可彼此相等，并且被表示为RFB。可切换电阻970、970'中的每个可切换电阻的值可为RFB/(G-1)的值，其中G为可为整数值的增益因数的值。
可变增益D类放大器964的输出端可连接到和保持电路976。采样和保持电路976的输出端可连接到模数转换器974的输入端。模数转换器974的输出端可连接到控制器982。
在可被称为低功率操作模式的第一操作模式中，控制器982可在跟随器模式中配置DC-DC升压器962，其中输出跟随来自电池Vbat的供应，因此升压器输出电压Vbst与电池电压供应Vbat近似相等。在此第一低功率或低噪声操作模式中，控制器982可控制可变增益处理器966以将增益因数G应用到音频信号。控制器982可接通MOS晶体管968、968'。在此情况下有效反馈电阻值为与相应可切换电阻器970、970'的电阻值RFB/(G-1))并联的固定电阻972、972'(RFB)的电阻值，换句话说，RFB/g的有效值。由于D类放大器的增益线性地取决于电阻值，反馈电阻的有效值已减小到因数G分之一，可变增益D类放大器178的增益减小到因数G分之一。
在可被称为高功率操作模式的第二操作模式中，控制器可控制DC-DC升压器962以递送升压电压Vbst>Vbat。这可以例如响应于控制器在I2S输入模块958上检测较高输入信号来完成。在此第二高功率操作模式中，控制器982可控制可变增益处理器966以将单位增益因数应用到音频信号。从而相比于第一低功率操作模式，在此阶段处应用的增益减小到因数G分之一。控制器982可断开MOS电晶体968、968'。在此情况下，有效反馈电阻值为固定电阻972、972'的电阻值，换句话说RFB，该RFB为与第一操作模式进行比较的因数G的增益增大。从而，放大器系统950的总增益保持与第一低功率操作模式相同。
通过在较低电源值处在数字域中具有较大比例的总增益，放大器系统950中的总噪声可减小。在较高电源值处，噪声可增大，但由于高功率操作模式可以仅在较大输入信号值处被选择，音频放大器系统的总信噪比仍然可以相同。
本文所述的音频放大器系统包括：用于处理数字音频信号的可变增益音频处理器；耦合到音频处理器并且被配置成接收经处理数字音频信号的数/模转换器；具有耦合到数/模转换器的输出端并且可操作地连接到电源的输入端的可变增益放大器；耦合到可变增益音频处理器和可变增益放大器并且被配置成使音频放大器系统在第一操作模式与第二操作模式之间切换的控制器，该第一操作模式具有第一电源电压值，该第二操作模式具有第二较高电源电压值；其中控制器在第一操作模式中可操作以将音频放大器系统增益设置为所期望的增益值，并且在第二操作模式中另外可操作以通过相对于第一操作模式增大可变增益放大器的增益和减小可变增益音频处理器的增益来保持所期望的增益值。
本文描述的放大器系统的例子可并入到移动设备(例如，移动电话、智能手表和其它可穿戴设备、膝上型计算机、平板计算机、助听器、便携式医疗设备以及便携式音频播放器)中。
尽管所附权利要求书是针对特定特征组合，但应理解，本发明的公开内容的范围还包括本文中明确地或隐含地公开的任何新颖特征或任何新颖特征组合或其任何一般化，而不管其是否涉及与当前在任何权利要求中主张的本发明相同的发明或其是否缓解与本发明所缓解的任一或全部技术问题相同的技术问题。
在单独实施例的上下文中描述的特征也可以组合地提供于单个实施例中。相反，为了简洁起见，在单个实施例的上下文中描述的多种特征也可以分开提供或以任何合适的子组合形式提供。
申请人特此提醒，在审查本申请案或由此衍生的任何另外的申请案期间，可根据此类特征和/或此类特征的组合而制订新的权利要求。
为完整性起见，还规定术语“包括”不排除其它元件或步骤，术语“一”不排除多个，单个处理器或其它单元可实现在权利要求中所述的若干装置的功能，且权利要求中的附图标记不应被解释为限制权利要求的范围。

Claims (13)

1.一种音频放大器系统，其特征在于，包括：
可变增益音频处理器，所述可变增益音频处理器被配置成接收数字音频信号并输出经处理数字音频信号，
数/模转换器，所述数/模转换器耦合到所述音频处理器并且被配置成接收所述经处理数字音频信号，
可变增益放大器，所述可变增益放大器具有耦合到所述数/模转换器的输出端的输入端并且可操作地连接到具有至少两个电源值的电源，以及
控制器，所述控制器耦合到所述可变增益音频处理器和所述可变增益放大器，并且被配置成使所述音频放大器系统在具有第一电源电压值的第一操作模式与具有第二较高电源电压值的第二操作模式之间切换；
其中，所述控制器在所述第一操作模式中可操作以将所述音频放大器系统的增益设置为预定增益值，并且在所述第二操作模式中可操作以通过相对于所述第一操作模式增大所述可变增益放大器的所述增益并减小所述可变增益音频处理器的所述增益使所述放大器系统的增益保持在所述预定增益值；
其中，所述可变增益音频处理器另外包括sigma-delta调制器；
所述控制器另外包括耦合到sigma-delta调制器的所述输出端的检测器，并且其中所述控制器另外被配置成响应于在所述经处理数字音频信号中检测到预定数目的连续零而改变所述可变增益音频处理器和所述可变增益放大器的所述增益。
2.根据权利要求1所述的音频放大器系统，其特征在于，所述控制器另外可操作以通过用增益因数改变所述可变增益放大器的所述增益和用所述增益因数的倒数改变所述可变增益音频处理器的所述增益来保持所述音频放大器系统的增益。
3.根据权利要求2所述的音频放大器系统，其特征在于，所述增益因数为二的整数幂。
4.根据权利要求1所述的音频放大器系统，其特征在于，所述数/模转换器为可操作地被供应参考电流的电流模式数/模转换器。
5.根据权利要求1所述的音频放大器系统，其特征在于，所述控制器另外可操作以从所述第二操作模式切换到所述第一操作模式，并通过相对于所述第二操作模式减小所述可变增益放大器的所述增益和增大所述可变增益音频处理器的所述增益使所述音频放大器系统的增益保持在预定值。
6.根据权利要求1所述的音频放大器系统，其特征在于，所述可变增益放大器为D类放大器。
7.根据权利要求6所述的音频放大器系统，其特征在于，所述可变增益D类放大器另外包括一对差分输入端、一对差分输出端和一对可变反馈电阻，每个可变反馈电阻耦合在所述差分输出端中的相应一个差分输出端与所述差分输入端之间，并且其中所述可变电阻耦合到所述控制器，并且其中所述控制器可操作以通过改变反馈电阻值来控制所述可变增益D类放大器的增益。
8.根据权利要求7所述的音频放大器系统，其特征在于，每个可变电阻可包括第一固定电阻和耦合到控制器的至少一个另外可切换电阻的串联和/或并联布置。
9.根据权利要求1所述的音频放大器系统，其特征在于，所述可变增益音频处理器包括耦合到所述控制器的增益校正器，所述增益校正器包括增益校正模块和复用器，所述增益校正模块具有耦合到数字音频输入端的输入端和连接到所述复用器的第一输入端的输出端，所述数字音频输入端连接到所述复用器的第二输入端，所述复用器的控制输入端具有到所述控制器的连接，所述增益校正模块用于将指示为G的增益因数应用到输入信号，所述增益校正器可选择以在所述第一操作模式中用增益因数增大所述数字音频信号的所述增益，并在所述第二操作模式中将单位增益应用到所述数字音频信号。
10.根据权利要求9所述的音频放大器系统，其特征在于，所述sigma-delta调制器包括布置在环路滤波器与量化器之间的所述增益校正器和布置在所述sigma-delta调制器的反馈路径中并且耦合到所述控制器的另一个增益校正器，其中所述另一个增益校正器可选择以在所述第一操作模式中用所述增益因数来衰减所述经处理数字音频信号，并且在所述第二操作模式中将单位增益应用到所述经处理数字音频信号。
11.根据权利要求10所述的音频放大器系统，其特征在于，另外包括耦合到所述增益校正器的所述输出端的同步延迟元件和耦合到所述同步延迟元件的所述输出端的延迟误差校正器，所述延迟误差校正器被配置成通过以下操作来校正经延迟信号：
响应于电源电压从所述第一电源电压值变化到所述第二较高电源电压值，将来自所述同步延迟元件的信号在单个时钟周期除以增益校正因数，
响应于电源电压从所述第二较高电源电压值变化到所述第一电源电压值，将来自所述同步延迟元件的信号在单个时钟周期乘以所述增益校正因数，
以及将经延迟校正信号输出到所述数/模转换器。
12.根据权利要求11所述的音频放大器系统，其特征在于，所述环路滤波器包括延迟误差校正器。
13.根据权利要求1所述的音频放大器系统，其特征在于，所述第一操作模式为低功率操作模式并且所述第二操作模式为高功率操作模式，所述控制器耦合到DC-DC转换器，并且可操作以响应于数字音频信号的电平的增大而将音频放大器系统从所述低功率操作模式切换到所述高功率操作模式。
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