CN204119031U - 一种大功率低损耗电流型升压电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种大功率低损耗电流型升压电路，包括输入滤波电路、储能电感、整流滤波电路、控制芯片UCC28C40、闭环控制电路、功率开关、取样电阻和振荡补偿器件。本实用新型采用UCC28C40作为控制芯片，结合升压拓扑结构，设计成电流型控制的大功率升压DC/DC电路，且外围元器件少，控制芯片空载吸收电流小，控制灵活，成本低，输出功率可以做到100W以上。本实用新型的有益效果是能够做到大功率升压变换，且瞬态电压调整率好，具有高可靠性的操作模式，能在任何条件下安全的启动与停止电路作业，还具备开关机响应速度快，环境适应能力强等特点。

Description

一种大功率低损耗电流型升压电路

技术领域

本实用新型涉及一种升压电路，具体地说，涉及一种大功率低损耗电流型控制的DC/DC升压电路。

背景技术

目前，在实际应用中经常会涉及到升压电路的设计，对于较大的功率输出，如50W以上的DC/DC升压电路，由于专用升压芯片内部开关管的限制，难于做到大功率升压变换，而且瞬态电压调整率较差，电感峰值电流的变化不能与平均电感电流变化相对应，在实际应用时受到很大限制。

实用新型内容

本实用新型正是为了解决上述技术问题而设计的一种大功率低损耗电流型升压电路。

本实用新型解决其技术问题所采用的技术方案是：

一种大功率低损耗电流型升压电路，包括输入滤波电路、储能电感、整流滤波电路、控制芯片UCC28C40、闭环控制电路、功率开关、取样电阻和振荡补偿器件。输入直流Vi经滤波电容C1滤波后，连接控制芯片UCC28C40的7脚和储能电感L的一脚，储能电感L的另一脚连接功率开关管S的漏极，同时经整流滤波电路后直流输出Vo；电阻R1和R2串接在直流输出Vo和地之间，从串联电阻R1和R2中间点取反馈连接到控制芯片UCC28C40的2脚；功率开关管S的源极通过电阻Rs与地相连，同时功率开关管S的源极经电阻R3与控制芯片UCC28C40的3脚相连，滤波电容C3连接在控制芯片UCC28C40的3脚与地之间；功率开关管S的栅极通过电阻R4与控制芯片UCC28C40的6脚相连，同时通过电阻R5接地；控制芯片UCC28C40的l脚与2脚之间外接由电阻Rf和电容Cf构成的补偿网络；控制芯片UCC28C40的4脚与3脚之间外接由电阻Rx和电容Cx构成的补偿网络，同时控制芯片UCC28C40的4脚通过电容CT接地，通过电阻RT连接控制芯片UCC28C40的8脚。

所述一种大功率低损耗电流型升压电路，其整流滤波电路由二极管D与电容C2构成，二极管D的阳极连接在储能电感L与功率开关管S源极的连接处，二极管D的阴极接直流输出Vo，电容C2的正极与二极管D的阴极相连，电容C2的负极接地。

所述一种大功率低损耗电流型升压电路，其功率开关管S采用漏极与源极间电阻Rds值较小的外置独立的大功率MOS开关管。

所述一种大功率低损耗电流型升压电路，其储能电感L为大功率储能电感。

本实用新型调试过程简单，技术容易控制，采用UCC28C40作为控制芯片，芯片内有一个频率可设置的振荡器；一个能够源出和吸入大电流的图腾式输出结构，特别适用于MoSFET的驱动；解决了因专用升压芯片内置开关管功率小，难于做到大功率变换的缺陷。由UCC28C40设计的DC/DC升压电路属于电流型控制，电路中可直接用误差信号控制电感峰值电流，然后间接地控制PWM脉冲宽度。输入电压的变化引起电感电流斜坡的变化，电感电流会自动调整，而不需要误差放大器输出变化，改善了瞬态电压调整率；电流型控制DC/DC升压电路检测电感电流和开关电流，并在逐个脉冲的基础上同误差放大器的输出比较，控制PWM脉宽，由于电感电流随误差信号的变化而变化，从而更容易设置控制环路，改善了线性调整率；本实用新型简化了限流电路，在保证电源工作可靠性的同时，电流限制使电感和开关管更有效地工作。

本实用新型中，如图1所示，输入电压建立后，VCC供电系统为UCC28C40供电，UCC28C40输出端输出驱动矩形波，功率开关S在设定的频率周期开关，功率开关S导通时，电感开始充电，把能量储存在电感中。当功率开关S截止时，电感产生反向感应电压，通过输出整流二极管为输出滤波电容充电，从而输出直流电压。

整个稳压过程由二个闭环来控制，如图2所示。

闭环1输出电压通过取样后反馈给误差放大器，用于同放大器内部的2.5V基准电压比较后产生误差电压，误差放大器控制由于负载变化造成的输出电压的变化。

闭环2Rs为开关管源极到公共端间的电流检测电阻，开关管导通期间流经电感L的电流在Rs上产生的电压送至PWM比较器同相输入端，与误差电压进行比较后控制调制脉冲的脉宽，从而保持稳定的输出电压。误差信号实际控制着峰值电感电流。

本实用新型的有益效果是能够做到大功率升压变换，且瞬态电压调整率好，具有高可靠性的操作模式，能在任何条件下安全的启动与停止电路作业，还具备开关机响应速度快，环境适应能力强等特点。

附图说明

图1为本实用新型升压电路模块示意图。

图2为本实用新型实施例升压电路原理图。

图3为本实用新型升压电路主要节点电压、电流波形图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本实用新型进一步说明。

如图1、2所示，本实用新型一种大功率低损耗电流型升压电路，包括输入滤波电路、储能电感、整流滤波电路、控制芯片UCC28C40、闭环控制电路、功率开关、取样电阻和振荡补偿器件。输入直流Vi经滤波电容C1滤波后，连接控制芯片UCC28C40的7脚和储能电感L的一脚，储能电感L的另一脚连接功率开关管S的漏极，同时经整流滤波电路后直流输出Vo；电阻R1和R2串接在直流输出Vo和地之间，从串联电阻R1和R2中间点取反馈连接到控制芯片UCC28C40的2脚；功率开关管S的源极通过电阻Rs与地相连，同时功率开关管S的源极经电阻R3与控制芯片UCC28C40的3脚相连，滤波电容C3连接在控制芯片UCC28C40的3脚与地之间；功率开关管S的栅极通过电阻R4与控制芯片UCC28C40的6脚相连，同时通过电阻R5接地；控制芯片UCC28C40的l脚与2脚之间外接由电阻Rf和电容Cf构成的补偿网络；控制芯片UCC28C40的4脚与3脚之间外接由电阻Rx和电容Cx构成的补偿网络，同时控制芯片UCC28C40的4脚通过电容CT接地，通过电阻RT连接控制芯片UCC28C40的8脚。

所述一种大功率低损耗电流型升压电路，其整流滤波电路由二极管D与电容C2构成，二极管D的阳极连接在储能电感L与功率开关管S源极的连接处，二极管D的阴极接直流输出Vo，电容C2的正极与二极管D的阴极相连，电容C2的负极接地。

所述一种大功率低损耗电流型升压电路，其功率开关管S采用漏极与源极间电阻Rds值较小的外置独立的大功率MOS开关管。

所述一种大功率低损耗电流型升压电路，其储能电感L为大功率储能电感。

如图2所示，输入电压既供给芯片，又供给升压变换。开关管以UCC28C40设定的频率周期开闭，使电感L储存能量并释放能量。当开关管导通时，电感以Vi/L的速度充电，把能量储存在L中。当开关截止时，L产生反向感应电压，通过二极管D把储存的电能以(Vo-Vi)/L的速度释放到输出电容器C2中。输出电压由传递的能量多少来控制，而传递能量的多少通过电感电流的峰值来控制。

大功率电流型升压电路，可以工作在电流断续工作模式(DCM)和电流连续工作模式(CCM)。CCM工作模式适合大功率输出电路，考虑到负载达到10％以上时，电感电流需保持连续状态，因此，按CCM工作模式来进行特性分析。

升压拓扑结构电路基本波形如图3所示。

ton时，开关管S为导通状态，二极管D处于截止状态，流经电感L和开关管的电流逐渐增大，电感L两端的电压为Vi，考虑到开关管S漏极对公共端的导通压降Vs，即为Vi-Vs。ton时通过L的电流增加部分△ILon满足式(1)。

$\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{Lon}}=\frac{(V_i-V_s)t_{\mathrm{on}}}{L}---\left(1\right)$

式中：Vs为开关管导通时的压降和电流取样电阻Rs上的压降之和，约0.6～0.9V。

toff时，开关管S截止，二极管D处于导通状态，储存在电感L中的能量提供给输出，流经电感L和二极管D的电流处于减少状态，设二极管D的正向电压为Vf，toff时，电感L两端的电压为Vo+Vf-Vi，电流的减少部分△ILoff满足式(2)。

$\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{Loff}}=\frac{(V_o+V_f-V_i)t_{\mathrm{off}}}{L}---\left(2\right)$

式中：Vf为整流二极管正向压降，快恢复二极管约0.8V，肖特基二极管约0.5V。

在电路稳定状态下，即从电流连续后到最大输出时，△ILon＝△ILoFf，由式(1)和(2)可得

$\frac{t_{\mathrm{off}}}{t_{\mathrm{on}}}=\frac{V_i-V_s}{V_o+V_f-V_i}---\left(3\right)$

因占空比D＝t_on/T，即最大占空比D_max

$D_{\max }=\frac{V_o+V_f-V_i}{V_o+V_f-V_s}\≈\frac{V_o-V_i}{V_o}---\left(4\right)$

如果忽略电感损耗，电感输入功率等于输出功率，即

V_i×I_L(ave)＝V_o×I_o      (5)

由式(4)和式(5)得电感器平均电流

$I_{L\left(\mathrm{ave}\right)}=\frac{I_o}{1-D}---\left(6\right)$

同时由式(1)得电感器电流纹波

$\mathrm{\Δ}{I}_L=\frac{(V_i-V_s)D}{\mathrm{Lf}}---\left(7\right)$

式中：f为开关频率。

为保证电流连续，电感电流应满足

I_L(ave)≥ΔI_L/2      (8)

考虑到式(6)、式(7)和式(8)，可得到满足电流连续情况下的电感值为

$L\≥\frac{2(V_i-V_s)D(1-D)}{I_{o}f}---\left(9\right)$

另外，由Boost升压电路结构可知，开关管电流峰值Is(max)＝二极管电流峰值Id(max)＝电感器电流峰值ILP，

I_LP＝I_L(ave)+(ΔI_L/2)     (10)

开关管耐压V_ds(off)＝V_o+V_f    (11)

二极管反向耐压V_r＝V_o-V_a   (12)

实施例：样机的电路图如图2所示，是基于UCC28C40控制的升压式DC/DC变换器。电路的技术指标为：输入Vi＝18V，输出Vo＝40V、Io＝2A，频率f≈49kHz，输出纹波噪声1％。根据技术指标要求，结合Boost电路结构的定性分析，对图2的样机电路设计与关键参数的选择进行具体的说明。

a)储能电感L

根据输入电压和输出电压确定最大占空比。由式(4)得

$D_{\max }\≈\frac{V_o-V_i}{V_o}=\frac{40-18}{40}=0.55$

当输出最大负载时至少应满足电路工作在CCM模式下，即必须满足式(9)，

$L\≥\frac{2(V_i-V_s)D(1-D)}{I_{o}f}=\frac{2\×(18-0.9)\×0.55\×(1-0.55)}{2\×49000}=86\mathrm{\μH}$

同时考虑在10％额定负载以上电流连续的情况，实际设计时可以假设电路在额定输出时，电感纹波电流为平均电流的20％～30％，因增加△IL可以减小电感L，但为不增加输出纹波电压而须增大输出电容C2，取30％为平衡点，即

$\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{I}_L=30\%\×I_{L\left(\mathrm{ave}\right)}=30\%\×\frac{I_o}{1-D}\\ =30\%\×\frac{2}{1-0.55}=1.33A\end{array}---\left(13\right)$

由式（7）、式（13）可得

$L=\frac{(V_i-V_s)D}{\mathrm{\Δ}{I}_{L}f}=\frac{(18-0.9)\×0.55}{1.33\×49000}\≈144\mathrm{\μH}$

流过电感L的峰值电流由式（10）得

$\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{LP}}=I_{L\left(\mathrm{ave}\right)}+(\mathrm{\Δ}{I}_L/2)=1.15\×\frac{I_o}{1-D}\\ =1.15\×\frac{2}{1-0.55}=5.11A\end{array}$

L可选用电感量为140～200μH且通过5A以上电流不会饱和的电感器。电感的设计包括磁芯材料、尺寸、型号选择及绕组匝数计算、线径选用等。电路工作时重要的是避免电感饱和、温升过高。磁芯和线径的选择对电感性能和温升影响很大，材质好的磁芯如环形铁粉磁芯，承受峰值电流能力较强，EMI低。而选用线径大的导线绕制电感，能有效降低电感的温升。

b)输出电压取样电阻R1、R2

因UCC28C40的脚2为误差放大器反向输入端，芯片内正向输入端为基准2.5v，可知输出电压Vo＝2.5(1+R1/R2)，根据输出电压可确定取样电阻R1、R2的取值。

由于储能电感的作用，在开关管开启和关闭时会形成大的尖峰电流，在检测电阻Rs上产生一个尖峰脉冲，为防止造成UCC28C40的误动作，在Rs取样点到UCC28C40的脚3间加入R3、C3滤波电路，R3、C3时间常数约等于电流尖峰的持续时间。

c)开关管S

开关管的电流峰值由式(10)得

Iv(max)＝ILP＝5.11A

开关管的耐压由式(11)得

Vds(off)＝Vo+Vf＝40+0.8＝40.8V

按20％的余量，可选用6A/50V以上的开关管。为使温升较低，应选用Rds较小的MOS开关管，要考虑的是通态电阻Rds会随PN结温度T1的升高而增大。

d)输出二极管D和输出电容器C2

升压电路中输出二极管D必须承受和输出电压值相等的反向电压，并传导负载所需的最大电流。二极管的峰值电流Id(max)＝ILP＝5.11A，本电路可选用6A/50V以上的快恢复二极管，若采用正向压降低的肖特基二极管，整个电路的效率将得到提高。

输出电容C2的选定取决于对输出纹波电压的要求，纹波电压与电容的等效串联电阻ESR有关，电容器的容许纹波电流要大于电路中的纹波电流。

电容的ESR<△Vo/△IL＝40x1％/1.33＝O.3Ω。

另外，为满足输出纹波电压相对值的要求，滤波电容量应满足

$C_2\&GreaterEqual;\frac{{V_o}^2\mathrm{DT}}{\mathrm{\&Delta;}{V}_o{I}_o}=\frac{{40}^2\&times;0.55}{40\&times;1\%\&times;2\&times;49000}=561\mathrm{\&mu;F}---\left(14\right)$

根据计算出的ESR值和容量值选择电容器，由于低温时ESR值增大，故应按低温下的ESR来选择电容，因此，选用560μF/50V以上频率特性好的电解电容可满足要求。

e)外补偿网络

UCC28C40误差放大器的输出端脚l与反相输入端脚2之间外接补偿网络Rf、Cf。Rf、Cf的取值取决于UCC28C40环路电压增益、额定输出电流和输出电容，通过改变Rf、Cf的值可改变放大器闭环增益和频响。为使环路得到最佳补偿，可测试环路的稳定度，测量Io脉动时输出电压Vo的瞬态响应来加以判断。

f)斜坡补偿

在实用电路中，增加斜坡补偿网络，一般有二种方法，一是从斜坡端脚4接补偿网络Rx、Cx至误差放大器反相输入端脚2，使误差放大器输出为斜坡状，再与Rs上感应的电压比较。二是从斜坡端脚4接补偿网络Rx、Cx到电流感应端脚3，将在Rs的感应电压上增加斜坡的斜率，再与平滑的误差电压进行比较，作用是防止谐波振荡现象，避免UCC28C40工作不稳定，同时改善电流型控制开关电压的噪声特性。本实用新型采用方法二。

g)保护电路

当UCC28C40的脚3电压升高超过1V或脚1电压降到1V以下，都可使PWM比较器输出高电平，造成PWM锁存器复位。根据UCC28C40关闭特性，可以很容易在电路中设置过压保护和过流保护。本电路中Rs上感应出的峰值电流形成逐个脉冲限流电路，当脚3达到1V时就会出现限流现象，所以，整个电路中的电感磁性元件和功率开关管不必设计较大的余量，就能保证稳压电路工作可靠，降低成本。

按以上原理和计算设计，输入18V，输出40V的80W升压DC/DC电路，整个电路调试容易，工作稳定，可靠性高，效率达85％以上，特别是成本低，已应用于实际设备中。另外，可根据具体的电路指标要求，对电路灵活控制、变动，设计出其他的应用电路。

本实用新型不局限于上述最佳实施方式，任何人在本实用新型的启示下得出的其他任何与本实用新型相同或相近似的产品，均落在本实用新型的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种大功率低损耗电流型升压电路，包括输入滤波电路、储能电感、整流滤波电路、控制芯片UCC28C40、闭环控制电路、功率开关、取样电阻和振荡补偿器件；其特征在于：输入直流Vi经滤波电容C1滤波后，连接控制芯片UCC28C40的7脚和储能电感L的一脚，储能电感L的另一脚连接功率开关管S的漏极，同时经整流滤波电路后直流输出Vo；电阻R1和R2串接在直流输出Vo和地之间，从串联电阻R1和R2中间点取反馈连接到控制芯片UCC28C40的2脚；功率开关管S的源极通过电阻Rs与地相连，同时功率开关管S的源极经电阻R3与控制芯片UCC28C40的3脚相连，滤波电容C3连接在控制芯片UCC28C40的3脚与地之间；功率开关管S的栅极通过电阻R4与控制芯片UCC28C40的6脚相连，同时通过电阻R5接地；控制芯片UCC28C40的l脚与2脚之间外接由电阻Rf和电容Cf构成的补偿网络；控制芯片UCC28C40的4脚与3脚之间外接由电阻Rx和电容Cx构成的补偿网络，同时控制芯片UCC28C40的4脚通过电容CT接地，通过电阻RT连接控制芯片UCC28C40的8脚。

2.根据权利要求1所述的一种大功率低损耗电流型升压电路，其特征在于：整流滤波电路由二极管D与电容C2构成，二极管D的阳极连接在储能电感L与功率开关管S源极的连接处，二极管D的阴极接直流输出Vo，电容C2的正极与二极管D的阴极相连，电容C2的负极接地。

3.根据权利要求1所述的一种大功率低损耗电流型升压电路，其特征在于：功率开关管S采用漏极与源极间电阻Rds值较小的外置独立的大功率MOS开关管。

4.根据权利要求1所述的一种大功率低损耗电流型升压电路，其特征在于：储能电感L为大功率储能电感。