CN203827310U - 功率晶体管的开启驱动电路、关断驱动电路及开关电路 - Google Patents

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Abstract

本实用新型公开了一种功率晶体管的开启驱动电路、关断驱动电路及开关电路。开启驱动电路包括：第一电路，所述第一电路包括互相并联的电阻和电容，以及第二电路，所述第二电路包括电阻，所述第二电路与所述第一电路串联，其中，所述第一电路的电阻的阻值控制所述功率晶体管的输出电压的上升率，所述第二电路控制所述功率晶体管的输出瞬态电流，并且其中所述第一电路的电阻的阻值比所述第二电路的电阻的阻值大。本实用新型的功率晶体管的关断驱动电路包括第一电路和第二电路，所述第一电路包括串联在所述功率晶体管中的驱动路径中的第一电阻和第二电阻，所述第二电路包括电容，该电容和第一电路的第一电阻或第二电阻并联。

Description

功率晶体管的开启驱动电路、关断驱动电路及开关电路
技术领域
本实用新型涉及功率晶体管的一种改进的驱动电路，特别涉及一种限制功率晶体管（如绝缘栅双极晶体管(IGBT)）在开关过程中能耗的方法，尤其是当功率晶体管开通或关断时通过控制瞬态电压和瞬态电流来限制能耗。
背景技术
功率晶体管，例如IGBT或功率MOSFET，是一种主要应用于电子开关的器件。功率晶体管，比如IGBT，具有高效率以及快速开关能力。功率晶体管在导通或关断时的瞬态性能对于操作性能是至关重要的。在功率晶体管的开通和关断过程中，瞬态电压和瞬态电流大大增强了设备的电磁干扰(EMI)信号，并使能量以热量的形式散发，这负面影响了功率晶体管的效率。
功率晶体管导通过程中的能耗在此称为Eon，功率晶体管关断过程中的能耗在此称为Eoff。
包括功率晶体管的电源电路要求良好设计的驱动电路以使其在有效地驱动功率晶体管的同时使其能耗最小化。例如，欧洲专利申请号EP2306647的专利描述了一种开关器件的驱动电路，其中门极电阻用于调节半导体开关器件的开通和关断速度，一个电容与该电阻并联连接。
然而，EP2306647给出的方案具有以下缺点，即开通和关断时间过快，导致不可控的瞬态性能。
实用新型内容
为了解决上述问题，根据本实用新型公开的具体实施方式，本实用新型提供了一种功率晶体管的开启驱动电路，包括：
第一电路，所述第一电路包括互相并联的电阻和电容，以及
第二电路，所述第二电路包括电阻，所述第二电路与所述第一电路串联，
其中，所述第一电路的电阻的阻值控制所述功率晶体管的输出电压的上升率，所述第二电路控制所述功率晶体管的输出瞬态电流，并且其中所述第一电路的电阻的阻值比所述第二电路的电阻的阻值大。
上述功率晶体管的开启驱动电路的功率晶体管采用绝缘栅双极晶体管（IGBT）。
上述功率晶体管的开启驱动电路的所述第一电路与所述第二电路之间设有由微处理器控制的开关。
本实用新型还提供了一种功率晶体管的关断驱动电路，包括：
第一电路，所述第一电路包括与所述功率晶体管串联的第一电阻和第二电阻，以及
第二电路，所述第二电路包括与所述第一电路中的第一电阻或第二电阻并联的电容，
其中所述第一电路控制所述功率晶体管的输出电压的上升率，所述第二电路控制所述功率晶体管的驱动电压，并且与所述电容并联的所述第一电阻或所述第二电阻的阻值比其它电阻的阻值大。
上述功率晶体管的关断驱动电路还包括电容，所述电容设置在所述第一电阻和所述第二电阻形成的T型网络中。
上述功率晶体管的关断驱动电路的功率晶体管采用绝缘栅双极晶体管（IGBT）。
本实用新型还提供了一种功率晶体管的开关电路，包括上述的任一开启驱动电路以及上述的任一关断驱动电路。
附图说明
下面结合附图进一步描述提议的电路:
图1给出了一种半导体开关器件的开启驱动电路实施例的示意图；
图2a和2b给出了图1所示开启驱动电路与另一驱动电路的的开关特性对比图；
图3给出了一种半导体开关器件的关断驱动电路实施例的示意图；
图4给出图3所示的关断驱动电路的开关特性的示意图；以及
图5给出图3所示的关断驱动电路的开关特性的示意图。
具体实施方式
通过参照附图示例说明具体实施方式，其中：
图1中显示了所述半导体开关器件4的开启驱动电路2。所述开启驱动电路2的输入端用于连接电源6，开启驱动电路2的输出端连接所述半导体开关器件4的驱动端。所述半导体开关器件4的驱动电流可以由微处理器控制的开关8控制。来自微处理器的开启信号大多数情况下需要电流放大器给半导体开关器件4的输入端供电并开启该半导体开关器件。这可以采用微处理器控制开关8来实现，比如一个功率MOSFET或图1所示的一个门极驱动光耦。其电源电路具有供应+DC端子和–DC端子。
在图1所示的实施例中，半导体开关器件4(即功率晶体管)是一种绝缘栅双极晶体管(IGBT)，包括接收驱动信号的门极G、发射极E和用于驱动负载Lload的集电极C。本文所提到的功率晶体管是指IGBT。然而，驱动电路可以采用其它功率晶体管，例如功率MOSFET。开启驱动电路2包括第一电路20，所述第一电路包括互相并联的电阻Rcontrol和电容Ccontrol，以及包括电阻RG的第二电路22。所述第一电路20和第二电路22串联在半导体开关器件4的驱动路径中。图1显示微处理器控制开关8位于第一电路20和第二电路22之间。应该认识到，微处理器控制开关8也可选择地位于如图1所示的第一电路20之前。
IGBT的输入端G可以由一可变电容表示，所述可变电容的电容值取决于工作电压和瞬态阶段，即当电流流经门极时，门极发射极电压(VGE)上升。当以存在的电感电流IL开启IGBT时，当VGE增加至超过所述半导体开关器件的门槛电压时，集电极电流Ic开始上升。集电极电流Ic的上升率与门极端子的电压变化率有关。当集电极电流Ic达到电感负载电流IL时，续流二极管DF开始关断并且阻断负载Lload两端的电压。阻断电压上升对于IGBT来说使集电极-发射极(VCE)电压下降。IGBT门极和集电极(CGC)之间的内部电容量必须通过灌入门极电流以允许电压跌落。一般情况下，门极电流和开关的切换速度可以通过门极电阻(RG)控制。电阻RG的阻值上升，从而通过限制dVCE/dt来实现产品的可接受的EMI性能。这会增加开启能量损耗Eon。
VCE的快速变化会对电磁干扰(EMI)产生重大影响，比如传导和辐射发射。描述的电路提供了一种方法，该方法允许采用小的门极电阻RG以使与电流上升有关的损耗最小化，同时可通过Ccontrol/Rcontrol电路控制整个或部分电压跌落时间来控制dVce/dt。
如图1所示，电容CControl被用来存储电荷来给IGBT供电，该IGBT采用最小的门极电阻RG（该电阻具有足够的阻值以抑制不想要的振荡）。电容CControl存储的电荷不足以完全开启IGBT，但可以使门极电压VGE上升到一定水平，在该水平可使IGBT通过满载电流。
与电容CControl并联的电阻RControl在集电极电压VCE跌落时可限制流入IGBT的电流，从而可降低下降率。可在整个电压范围或跌落时间的后面部分来降低dVCE/dt。流经RControl的电流要求能够完全开启IGBT，以确保低的导通损耗同时对CControl再充电以为下一个开关周期准备。RG的值控制集电极电流IC的上升率，该上升率对开启损耗Eon影响很大。IC上升曲线越陡，开关损耗越小。RControl和CControl在开启后控制VCE压降。
至于开启驱动电路2，所述开启驱动电路2包括并联的电阻RControl和电容CControl，以及与电阻RControl及电容CControl串联的电阻RG。这意味着初始电流将流经未充电的电容CControl（最初如同短路）以及电阻RG。随后，随着电容CControl完全充满电，电流流经电阻RControl和电阻RG。与电容CControl串联的电阻RG的阻值小于与电容并联的电阻RControl的阻值。例如，RG的典型值是4.7欧姆，RControl的阻值典型值是10欧姆，尽管RG和RControl的实际值取决于特定功率晶体管和其它采用的元件。RG的值控制集电极电流IC的上升率，该上升率对开启损耗Eon影响很大。RControl的值控制着在集电极电压VCE跌落时流入IGBT的电流从而降低下降率。
开启损耗(Eon)可以通过瞬时电压和瞬时电流相乘来确定瞬时功率，然后和开关时间积分来确定。为了最小化开关损耗，期望能降低门极电阻从而允许电荷以增加的速率流入门极，从而提升电流上升率。这也有提供更多电荷以快速对CGC放电的效果，从而增加dVCE/dt。图2a在上方显示了一驱动电路的VCE和IC，在下方显示了驱动电路的Eon，该驱动电路包括第二电路RG但无第一电路20。图2b在上方显示了一驱动电路的VCE和IC，在下方显示了Eon，该驱动电路包括第二电路RG和第一电路20。
从图2b可看出，在开启驱动电路2上增加第一电路20会使VCE更快速下跌（结果在图2a中显示）。因此，开通开关损耗Eon的峰值和持续时间都被降低。
图3给出了一关断驱动电路3的实施例。图3中与图1相同的元件采用相同的标号。关断驱动电路3包括一个网络，该网络包括与第一电阻R1并联的电容C1，与半导体开关器件4的驱动路径串联的第二电阻R2，以及第二电容C2。因此，功率晶体管的关断驱动电路3包括第一电路，该第一电路包括与功率晶体管的驱动路径串联的第一电阻R1和第二电阻R2，以及第二电路，该第二电路包括电容C1,该电容C1与第一电路中的第一电阻R1和第二电阻R2中的其中一个电阻并联。关断驱动电路3在微处理器发出关断指令的瞬间通过快速对IGBT内部电容进行放电来控制功率晶体管的输出电压(Vce)的上升率。
R1和R2的阻值选择方法如下，即R1的阻值大于R2的阻值，并被用来在电流开始下降来完成关断过程时刻限制dVce/dt。
IGBT的关断过程时间是有限的，在此期间能量以热损耗的方式耗散。所提议的关断驱动电路应该可以降低关断时间从而可在不增加辐射发射的情况下减少关断损耗。
可采用单个无源电容（图3中的C1）改善IGBT的关断控制，该电容与关断电阻R1并联，同时提供一可选电容C2以提高精度。
图3给出一种开启驱动电路40的可能方式，该电路包括电阻R3和二极管D2来控制开启过程中的门极电流。然而，也可采用另外一种开启驱动电路，如图1所示。
在关断过程中，光耦8的驱动输出被拉低到负值。电流将从IGBT的门极端子G流经R2、D1、R1和C1。另外一路电流将从C2流经D1、C1和R1。
在开关瞬间，大电流将快速流经R2、D1和C1，并对门极电容放电到一定的电压值，该电压值由C1和C2之间的中点电压确定，使Vce快速上升以减少功耗时间。
至于关断驱动电路3，关断驱动电路3包括与电容C1并联的电阻R1以及与电阻R1和电容C1串联的电阻R2。这意味着初始电流会流经电阻R2以及未充电电容C1（最初接近短路）。随后，随着电容C1被完全充电，电流流经电阻R2和电阻R1。与电容C1串联的电阻R2的阻值小于与电容C1并联的电阻R1的阻值。例如，尽管R2和R1的实际值取决于特定的功率晶体管和其它采用的元件，但其可能使用的典型值为:R2阻值为4.7欧姆，R1阻值为10欧姆。R2的值控制发射极电流IE的下降率，该下降率对关断开关损耗Eoff影响很大。R1的值控制在集电极电压VCE上升过程中流出IGBT的电流，从而降低上升率。
C1被用来确保在Vce上升到+DC（电源正端）之前，流经电容的初始正电流减少到0或变负。这可以使电流流经R2和R1（更高阻抗）来强制降低门极电流IG。该降低的门极电流保持一个低的DIc/dt，从而使寄生电感造成的过电压最小化而不会增加辐射发射。
通过采用图4（wVce–辐射发射）中的小波变换来识别辐射发射的峰值。这在Vce的峰值电压超调处发生（如图4所示）。
如图3所示的关断驱动电路3应该使功率晶体管4快速退出饱和。
图5给出一正常化的Vce和Ic的例子。瞬时功率(Inst Power)损耗可以通过Vce乘以Ic获得。从图5可以看出大部分的关断能量(InstPower)在达到峰值电压超调时已被耗散（大约在1650ns左右）。
这里每个电路的电阻和电容值采用经验值。
本文讨论的驱动电路可以更好地控制无线电频率(RF)的发射，从而可以协助优化RF噪声和开关时间及损耗之间的关系，并能控制功率晶体管输出电压的电压超调和浪涌。驱动电路是采用无源器件的无源电路，而无需功率晶体管的输出电压或输出电流的反馈。

Claims (7)

1.一种功率晶体管的开启驱动电路，其特征在于，包括：
第一电路，所述第一电路包括互相并联的电阻和电容，以及
第二电路，所述第二电路包括电阻，所述第二电路与所述第一电路串联，
其中，所述第一电路的电阻的阻值控制所述功率晶体管的输出电压的上升率，所述第二电路控制所述功率晶体管的输出瞬态电流，并且其中所述第一电路的电阻的阻值比所述第二电路的电阻的阻值大。
2.根据权利要求1所述的功率晶体管的开启驱动电路，其特征在于，所述开启驱动电路的功率晶体管采用绝缘栅双极晶体管IGBT。
3.根据权利要求1或2所述的功率晶体管的开启驱动电路，其特征在于，所述第一电路与所述第二电路之间设有由微处理器控制的开关。
4.一种功率晶体管的关断驱动电路，其特征在于，包括：
第一电路，所述第一电路包括与所述功率晶体管串联的第一电阻和第二电阻，以及
第二电路，所述第二电路包括与所述第一电路中的第一电阻或第二电阻并联的电容，
其中，所述第一电路控制所述功率晶体管的输出电压的上升率，所述第二电路控制所述功率晶体管的驱动电压，并且与所述电容并联的所述第一电阻或所述第二电阻的阻值比其它电阻的阻值大。
5.根据权利要求4所述的功率晶体管的关断驱动电路，其特征在于，所述关断驱动电路还包括电容，所述电容设置在所述第一电阻和所述第二电阻形成的T型网络中。
6.根据权利要求4或5所述的功率晶体管的关断驱动电路，其特征在于，所述关断驱动电路的功率晶体管采用绝缘栅双极晶体管IGBT。
7.一种功率晶体管的开关电路，其特征在于，包括权利要求1到3中任一项所述的开启驱动电路以及权利要求4到6中任一项所述的关断驱动电路。
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