CN203813660U

CN203813660U - 一种用于集成开关稳压器的超前相位补偿电路

Info

Publication number: CN203813660U
Application number: CN201320760556.1U
Authority: CN
Inventors: 不公告发明人
Original assignee: Suzhou Baker Microelectronics Co Ltd
Current assignee: Suzhou Baker Microelectronics Co Ltd
Priority date: 2013-11-27
Filing date: 2013-11-27
Publication date: 2014-09-03
Anticipated expiration: 2023-11-27

Abstract

一种用于集成开关稳压器的超前相位补偿电路，允许一个超前相位补偿电路和开关稳压器集成在同一芯片上。本实用新型为单片的开关稳压器的环路增益提供了相位的增加。这个增加的相位需要接近回路增益的单位增益频率，并且不会无限期持续下去。本实用新型所需的超前相位补偿功能可以通过使用一个跨导放大器驱动一个频率相关的负载来实现。跨导放大器将差分输入电压信号转换成单端的输出电流。这个输出电流流过频率相关负载。

Description

一种用于集成开关稳压器的超前相位补偿电路

技术领域：

本发明涉及一个单片集成的开关稳压器（使用一个片内或片外的输出过滤器），其在开关稳压器的反馈回路上具有一个片内的超前相位补偿电路。

背景技术：

开关稳压器在控制回路中使用负反馈以减少参数变化对输出稳压的影响。然而，由于控制回路中反馈的存在，可能引入系统的不稳定性。这种不稳定性可能会引起负载阻抗的波动。与几乎所有反馈系统类似，开关稳压器控制回路必须满足奈奎斯特准则以保证闭环系统的稳定性。

一个开关稳压器的环路增益（或者任何反馈系统）是一个复杂的数学量（可以由幅度和相位来表示）。在一个系统中，环路增益的幅度是1（0分贝）的频率被定义为交叉频率f_c，在交叉频率的环路增益的相位角和-180度之间的差值被定义为相位容限（PM）。奈奎斯特准则指出，如果在交叉频率的环路增益的相位容限是低于零度，那么该系统将是不稳定的。在交叉频率的相位容限接近零的程度，是衡量系统相对稳定的一种方法。

一个传统的开关稳压器使用一个电感—电容（LC）网络来过滤脉冲宽度调制（PWM）的规则变换的波形产生一个相对恒定的直流输出电压。然而，LC滤波器在开关稳压器的控制回路中引入了较大的相位偏移（通常被称为相位滞后）。如果不修正相位滞后，那么会导致低的瞬态响应和环路的不稳定性。在大多数情况下，必须给开关稳压器的控制回路来添加一个补偿电路，以补偿LC输出滤波器引入的相位滞后。

例如，在图1所示的传统降压型开关稳压器中，一个LC输出滤波器10，会得到环路增益响应的两个极点。这两个极点会导致环路增益幅度的减少，以及在信号频率大于LC网络的谐振频率时，反馈回路的相位滞后。开关稳压器中的控制电路也可能造成高频极点。环路增益的幅度和相位角曲线示于图2。

由于增益幅度减少和相位滞后，图1系统的相位容限趋近于零或者从负方向上接近环路增益的单位增益频率（fc）。不足或为负的相位容限会导致振荡或者闭环特性的不稳定，这种不稳定类似于运算放大器电路没有得到正确补偿的方式。因此，这是可取的：在开关稳压器上增加补偿电路以补偿LC输出滤波器的相位滞后。

现有技术的开关稳压器的设计使用超前相位电路以补偿控制环路的相位响应，如图3的引线电路14。引线电路14的增益幅度和相位响应曲线示于图4。当电路14包含于一个开关稳压器的反馈回路中时，该电路将增加稳压器的相位容限，从而提高了稳压器的稳定性。

图5示出了具有相位补偿的降压型开关稳压器。除去图3中的相位引线电路14，它和图1中所示的开关稳压器相同。引线电路14已经包括在误差放大器16和比较器18之间的反馈回路中。具有相位补偿的降压型开关稳压器的环路增益幅度和相位响应曲线示于图6。经过补偿的稳压器的相位容限远远大于未补偿的稳压器，因此，前者要稳定得多。

因为图5的电容C1必须非常大以在需要的频率提供相位补偿，并且大电容不能集成在一个集成电路芯片上，所以图3的相位超前补偿电路14被限制为离散设计方式。

本发明需要将相位超前补偿电路完全集成到一个单片开关稳压器的反馈环路内。本发明还需要不使用相对大的电容或电感来得到相位超前补偿功能。

发明内容：

本发明允许一个相位超前补偿电路和开关稳压器集成在同一芯片上。本发明为单片集成的开关稳压器的环路增益提供了额外的相位补偿。这个额外的相位需要接近于回路增益的单位增益频率。

本发明的技术解决方案：

所需的相位超前补偿功能可以通过使用一个跨导放大器驱动一个频率相关的负载来实现。跨导放大器将差分输入电压信号转换成单端输出电流。这个输出电流流过频率相关的负载。该相位引线补偿级的电压增益（A_V）模式是由放大器的跨导（gm）和频率相关负载的输入阻抗（Z_in）决定的：

A_V＝gm×Z_in （方程1）

在优选实例中，频率相关的负载使用一个频带受限的运算放大器。在低频率时，在运算放大器求和结点的阻抗由运算放大器的高环路增益减少，并且作为虚拟的交流信号接地端。然而，随着信号频率增加，该运算放大器的环路增益降低，从而求和节点的阻抗增加。这种阻抗的增加相当于一个大电感。最终，连接到运算放大器端子的电阻在很高的频率处限制求和节点阻抗的幅度。由此产生的相位超前补偿电路的增益幅度和相位响应曲线就与前面描述的离散的相位超前补偿电路相同。

对比专利文献：CN101694962A一种用于开关稳压电源控制器的环路补偿电路200910167916.5

附图说明：

图1示出了传统的降压型开关稳压器，该稳压器在现有技术中是已知的；

图2是图1的开关稳压器的环路增益传递函数的幅度和相位曲线；

图3示出了用来稳定现有技术的开关稳压器的传统的相位超前网络；

图4是一个具有代表性的用来稳定图1的开关稳压器的相位超前网络的传递函数的幅频特性和相频特性图；

图5示出了整合图3相位超前网络的图1的开关稳压器的完整电路；

图6是图5稳压器环路增益传递函数的幅频曲线和相频曲线；

图7是一个根据本发明的具有基于频率阻抗的单片的相位超前补偿电路的一个实例的原理概图；

图8示出了图7电路的等效电路图；

图9是一个图7的相位超前补偿电路的传递函数的幅频曲线和相频曲线；

图10和图11是说明图7的运算放大器结构的原理概图；

图12是在根据本发明的开关稳压器的一个实例的原理示意图，其包含片内的开关稳压器反馈回路中的相位超前补偿电路。

具体实施方式：

图7是相位超前补偿电路40的一个实例的原理示意图，并且其可以与开关稳压器在同一芯片上实现。相位超前补偿电路40由一个跨导放大器42和频率相关的负载44构成。频率相关的负载44包括电阻器R1、R2和R3，运算放大器46以及电容器C_C。跨导放大器42将一个差分输入电压信号转换成单端输出电流。

跨导放大器42的输入是一个稳压器的直流输出电压V_out的分压，以及一个参考电压V_ref。假设误差放大器45的输入阻抗非常高，跨导放大器42的输出电流基本全部流过频率相关的负载44。

相位超前补偿电路40的电压增益Av由跨导放大器42的跨导（gm）和频率相关的负载44的输入阻抗（Z_in）决定的：

A_V=gm×Z_in（方程2）

频率相关的负载44的输入阻抗由下式给出：

Z_{in} (s) = R 1 + \frac{R 2 R 3}{R 2 + [1 + A (s)] R 3}

（方程3）

其A(s)是运算放大器46的环路增益，由下式给出：

A (s) = \frac{A_{0}}{1 + j \frac{f}{fp}}

（方程4）

其中A₀是运算放大器46的直流增益，f_p是运算放大器46的增益为其直流增益的3dB时的频率。

频率相关的负载44的输入阻抗在低频率时约等于R1，并且在此时，运算放大器46的环路增益A(s)极大。在较高频率下，运算放大器46的环路增益减小，频率相关的负载44的输入阻抗开始增加。如图8所示，这种输入阻抗的增加相当于一个大的等效电感（L_eq），并且会导致增益和相位增加。最终，在非常高的频率，A(s)远小于1，频率相关的负载44的输入阻抗就由并联的R2和R3与R1串联的阻抗决定。这个并联组合在图8中表示为Rx。相位超前补偿电路40的幅度和相位响应曲线示于图9。图7-9的相关方程在下面给出。

从反相输入端看进去的运算放大器46的阻抗是：

Z_{in} (s) = R 1 + \frac{R 2 R 3}{R 2 + [1 + A (s)] R 3}

（方程5）

如果R2=R3=R，那么，

Z_{in} (s) = \frac{R}{[2 + A (s)]}

（方程6）

计算Z_in(j2πf)在频率f₁处的值：

Z_{in} (j 2 πf) |_{f = f_{1}} = \frac{R}{[2 + | A (j 2 πf 1) |]}

（方程7）

Z_in在频率f₁处的幅度等于R1，

{| Z_{in} (j 2 πf) | |}_{f = f_{1}} = \frac{R}{[2 + | A (j 2 πf 1) |]}

（方程8）

所以这个方程可以被重新排列，以确定运算放大器46在频率f1处的增益：

| A (j 2 πf 1) | = (\frac{R}{R 1}) - 2

（方程9）

由于一个放大器的增益带宽积是恒定的，频率f₁可以根据运算放大器46的单位增益频率f_unity和运算放大器46在频率f₁处的增益来确定：

f_{1} = \frac{f_{unity}}{| A (j 2 πf 1) |}

（方程10）

因此，f₁可表示为：

f_{1} = \frac{f_{unity}}{(\frac{R_{2}}{R_{1}} - 2)}

（方程11）

其中，f_unity为运算放大器46的单位增益频率。这个单位增益频率由运算放大器的PNP输入级的跨导（gm）和补偿电容C_C确定，如图7和10：

f_{unity} = \frac{gm}{{2 πC}_{C}}

（方程12）

当运算放大器46不再影响负载的输入阻抗时，相位补偿在运算放大器46的单位增益频率处停止：

f_{2} = f_{unity} = \frac{gm}{{2 πC}_{C}}

（方程13）

在一个实例中，f₁约等于10千赫，而f₂约等于100千赫。在频率低于f₁时，相位超前补偿电路40的增益（A₁）大约是：

A_l＝20log(GM₁×R1)（方程14）

其中，GM₁是跨导放大器42的跨导。在频率高于f₂时，其增益（A₂）大约是：

A₂＝20log(GM₁×R_EQ)（方程15）

其中：R_EQ=R1+(R2||R3)（方程16）

相位超前补偿电路40的增加的最大相位是：

（方程17）

其中,

a = \frac{f_{1}}{f_{2}}

（方程18）

在一个实例中，约为50°。

图10是带限运算放大器46以及其与R1、R2、R3和C_C的连接的简化示意图。图10的电路作为一个开关稳压器集成在同一芯片上。

两个PNP型晶体管Q1和Q2形成了运算放大器46的一个差分输入级。PNP型晶体管对Q1和Q2的基极分别是运算放大器的同相、反相输入端。PNP型晶体管Q1和Q2的发射极一起连接到电流源I₁。

一对NPN晶体管Q3和Q4形成的电流镜负载用作差分输入级。NPN型晶体管Q3和Q4的发射极连接到一个参考电压源（地）。NPN型晶体管Q3的基极连接到NPN型晶体管Q4的基极。NPN型晶体管Q3的集电极连接到PNP型晶体管Q1的集电极。NPN型晶体管Q4的集电极和基极连接到PNP型晶体管Q2的集电极。在NPN型晶体管Q3集电极的差分输入级的一个单端输出端连接到共射放大器晶体管Q5的基极和一个频率补偿电容器C_C。NPN型晶体管Q5的集电极连接到电流源I₂，发射极连接到地。

晶体管Q5的集电极，通过射极跟随器晶体管Q6连接到射极跟随器输出晶体管Q7的基极。晶体管Q6是一个PNP型晶体管，其发射极连接到电流源I₃和晶体管Q7的基极、集电极连接到地、基极连接到晶体管Q5的集电极。

输出晶体管Q7是一个NPN型晶体管，其集电极连接至电源端子V_CC。输出晶体管Q7的发射极构成运算放大器46的输出端，该输出通过电阻R2返回运算放大器46的反相输入端从而形成一个反馈回路。一个小的频率补偿电容C_C连接在晶体管Q5的基极和输出晶体管Q7的基极之间。在另一个实例中，输出晶体管Q7的发射极连接到电容器C_C。电容器C_C为运算放大器46提供单位增益的稳定性。一个典型电容器C_C的值约为20皮法，这可以很容易使用现有技术形成在一个集成电路上。例如，电容器C_C可以由扩散下板、氧化物绝缘层、多晶硅或金属上板构成。

电阻R4是输出晶体管Q7的发射极负载。

电阻R1连接在图7的跨导放大器42的输出和输入晶体管Q2的基极之间。电阻R3跨接在输入晶体管Q1和Q2的基极之间。在一个实例中，R1=2K欧姆，R2=R3=R4=20K欧姆。

在另一个实例中，电阻R3被删除，然而仍可以实现示于图9的一般传递函数。

电流源I₁、I₂和I₃以传统方式构造。图11示出了使用晶体管Q8、Q9和Q10的电流源I₁、I₂和I₃的一个特定的实例。在一个实例中，I1和I2约为1μA，而I3约为10μA。

图12是一个包括一个单片集成电路部分52和各个分立组件（包括一个输出二极管D1，LC输出滤波器10和一个负载54）的开关稳压器50的示意性框图。该稳压器50的电路是常规的，除去相位超前补偿电路40位于芯片内部。由此产生的环路增益传递函数的幅度和相位响应将类似于示于图6的特性曲线。

图12的框图经过简化以更好说明本发明，并且本发明还可以包括额外的端子和电路以满足用户的需求。

在一个实例中，集成电路部分52有四个端子：一个输入电压端子56，一个开关输出端子58，一个反馈端子60，以及一个接地端子62。可以理解的是，某些芯片上的元件可以移出芯片，以增加灵活性。输入电压端子56连接到一个未稳压的直流输入电压V_in。反馈端子60接收经过稳压的直流反馈电压。开关输出端子58为电感器L提供一个矩形波形。反馈端子60的电压由串联的电阻R4和R5进行分压。稳压器50的反馈回路调节直流输出电压，从而使跨导放大器42的非反相输入端的分压电压等于V_ref。

调制器66包括一个波形发生器电路（图中未示出），这通常可以在开关稳压器中找到。该波形发生器电路包括一个振荡斜坡发生器，其用于产生一个锯齿波形68。在一个实例中，68波形的频率是300千赫。调制器66还包括一个比较器70，其一个输出端连接到驱动晶体管72的控制端子。比较器70的反相输入端耦合到锯齿波形68，而误差放大器45的输出端连接到比较器70的正相输入端。误差放大器45的正相输入端连接到参考电压V_ref，而误差放大器45的反相输入端连接到相位超前补偿电路40的输出端。由于在平衡时相位超前补偿电路40的输出将等于V_ref，误差放大器45用作电平移位器。

误差放大器45的误差电压作为比较器70的阈值信号通过驱动晶体管72来控制开关晶体管76。在这个结构中，比较器70与开关晶体管76共同作用作为脉冲宽度调制器。通过调整在输出端58的矩形波形的占空比，以达到稳压器50所预期的稳压输出电压V_out。当分压输出电压V_out超过参考电压V_ref时，相位超前补偿电路40的输出电压将超过V_ref。这将导致比较器70的误差信号相对较低。当这个低阈值的信号与锯齿波形68进行比较时，比较器70在一个波形周期内将输出一个低电压并保持一个相对长的停留时间。这个低电压将关断NPN型晶体管72，从而关断开关晶体管76，并且降低在输出端58的矩形波形的占空比。因此，这将降低稳压器的输出电压V_out。

如果V_out的分压低于V_ref，那么在输出端58的矩形波形的占空比将增加，从而提高输出电压。

当在输出端58的矩形波形是一个高电压，电感器L过滤这个波形并且存储部分能量。直流分量将通过负载，交流分量使电容器C充电，从而提高了输出电压V_out（增量取决于矩形波形的占空比）。晶体管76在之后关闭时，二极管D1导通，电感器L中存储的能量使电容器C充电，并提供电流给负载。

相位超前补偿电路40可以用在适当的其他稳压器的反馈回路中。

因此，本发明显示并描述了一个相位超前补偿电路，该电路可同开关稳压器集成在同一芯片上。对于本领域的技术人员，图12的芯片上的部分电路可以放置在芯片外。这些可选的分立元件可包括功率开关晶体管76，以及电阻R4和R5组成的分压器。

虽然本发明的实例在此作出描述，这将是显而易见的，可以在不背离本发明原则的条件下改变或修改电路以应用在更广泛的方面。因此在本领域中的技术人员，所做出的变化和修改应在所附权利要求的范围内。

Claims

1.一种用于集成开关稳压器的超前相位补偿电路，其特征是：一个输出滤波器；一个开关电路，其提供调制波形给所述的输出滤波器，并且该开关电路的至少一部分以集成电路形成呈现；一个超前相位补偿电路，其耦合在所述的输出滤波器的输出端和所述的开关电路的输入端之间，并且该超前相位补偿电路与所述的开关电路构造在一块集成电路上，所述的超前相位补偿电路包括：一个跨导放大器，其第一输入端通过耦合接收输出滤波器的输出电压、第二输入端耦合到一个参考电压源，并且具有一个输出端；一个频率相关阻抗器件，其耦合到所述的跨导放大器的输出端，其阻抗跟随所述的跨导放大器的输出电流的频率变化。

2.根据权利要求1所述的一种用于集成开关稳压器的超前相位补偿电路，其特征是：超前补偿电路的电压增益在第一频率处增加使得超前相位补偿电路提供一个增加的相位，超前相位补偿电路的电压增益在第二频率处逐渐下降使得超前相位补偿电路提供一个减少的相位。

3.根据权利要求1所述的一种用于集成开关稳压器的超前相位补偿电路，其特征是：所述的阻抗器件在低于第一频率时提供一个第一阻抗，这个阻抗用于模拟在第一频率和第二频率之间的与阻抗器件串联的电感的作用，并且在大于第二频率时提供第二阻抗。

4.根据权利要求3所述的一种用于集成开关稳压器的超前相位补偿电路，其特征是：所述的频率相关的阻抗器件包括一个带宽限制的运算放大器，其中一个输入通过第一阻抗连接到所述跨导放大器的输出端；频率相关的阻抗器件包括：一个运算放大器，其反相输入端通过第一阻抗耦合到所述跨导放大器的输出端，同相输入端耦合到参考电压源；第二阻抗，其耦合到运算放大器的输出端和反相输入端之间；一个频率补偿电容，其耦合到运算放大器的一个输入和一个输出级之间。

5.根据权利要求4所述的一种用于集成开关稳压器的超前相位补偿电路，其特征是：稳压器电路还包括一个第三电阻，其连接在所述运算放大器的反相输入端和同相输入端之间；其中的频率补偿电容全部形成在所述集成电路内；所述电容器包括扩散下层，绝缘层和导电材料覆盖所述绝缘体形成的上层。

6.根据权利要求1所述的一种用于集成开关稳压器的超前相位补偿电路，其特征是：稳压器电路还包括一个误差放大器，其第一输入端子连接到所述跨导放大器的输出端、第二输入端连接到一个参考电压，并且具有一个连接到所述开关电路的输出端。

7.根据权利要求6所述的一种用于集成开关稳压器的超前相位补偿电路，其特征是：所述开关电路包括一个矩形波的波形发生器，其占空比相关于所述误差放大器输出的振幅，这个波形发生器连接到一个开关的控制端，以使输出过滤器周期性地连接到电源电压；输出滤波器包括一个电感和电容网络；所述跨导放大器的第一输入端被连接到一个分压器，这个分压器将所述输出滤波器的输出进行分压；所述跨导放大器的第一输入端是同相输入端，而第二输入端是反相输入端；输出滤波器会引起稳压器反馈回路的相位滞后，所述超前相位补偿电路将补偿所述反馈回路的相位滞后。