CN202305808U

CN202305808U - 共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构

Info

Publication number: CN202305808U
Application number: CN201120396032XU
Authority: CN
Inventors: 倪文海; 韩业奇; 钱晓辉; 徐文华
Original assignee: CANAANTEK Corp Ltd
Current assignee: CANAANTEK Corp Ltd
Priority date: 2011-10-18
Filing date: 2011-10-18
Publication date: 2012-07-04
Anticipated expiration: 2021-10-18

Abstract

本实用新型涉及一种共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构，通过设置第一通道和第二通道，并分别控制其参考时钟、本振频率、采样时钟、信道选择的带宽、中频信号等参数，使第一通道进行第一次下变频，第二通道进行第一次下变频和利用Weaver结构的镜像抑制低中频系统架构进行的第二次下变频处理后，能够对应接收两路GNSS射频导航信号，例如是接收美国GPS和中国北斗Compass导航卫星信号，或者美国GPS和俄国Glonass导航卫星信号，从而提高导航定位的精确性。同时，由于共享了直到第一次下变频的射频前端模块，以及提供本振频率的频率综合器锁相环等电路模块，本实用新型能够节省功耗，降低成本，具有很好的应用意义。

Description

共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构

技术领域

本实用新型涉及一种无线通讯领域的射频芯片，特别涉及一种共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构。

背景技术

全球导航定位系统（GPS）已经广泛应用于车载导航、车辆跟踪、时间同步、测量测绘、船只或车辆监控、地理数据采集、航天工业等等。到目前为止，导航定位系统最大和最多的用户是车载和手持导航。在手持导航仪（PND，Portable Navigation Device）或类似的应用中，由于整个导航仪通过电池供电，所以针对这种应用，导航系统的芯片功耗有着特殊的意义：功耗越低，使用的时间就越长。目前在市场上，像美国的SiRF公司，加拿大的SiGe公司和美国的MAXIM公司都已经有了很成熟的导航射频芯片，其产品多数用SiGe工艺来设计和制作，以达到低功耗，高性能的目的。

如图1所示，这些产品都是采用传统的低中频导航射频接收机的系统架构中，1575.42MHz的导航GPS射频调制信号，通过天线（未画出）被接收到射频的信号通道中，通过前端的低噪声放大器10（LNA）进行放大。为了过滤掉邻近的手机或别的通讯干扰信号，经放大的射频RF信号需要输出到芯片外，由片外声滤波器20（SAW FILTER）进行滤波处理；再接回到片内的射频预放大器30（RFA）作进一步放大后，输出到正交下变频器40和50（MixerI，MixerQ）进行射频RF到中频IF的下变频转换。为了便于说明，我们以单位频率f₀=1.023MHz来计算射频（1540f₀）和中频频率。在导航射频芯片中，主流的中频频率是4f₀。中频滤波器60（IF Filter）对中频信号进行信道选择，过滤出在带宽内需要被解调的中频信号，带宽外的任何信号或噪声可以得到充分的过滤。导航GPS的带宽是2f₀，一般中频滤波器的带宽比2f₀稍高。此中频信号经可调增益放大器70（VGA）放大后，提供适度的信号强度给模数转换器80（ADC），从而把中频模拟信号转换成包含极性SIGN及幅度MAG的两位数字信号，最后这些数字信号被输出至数字基带（未画出）做后续的信号处理。在低中频导航射频接收机系统架构中，因为射频芯片需要独立成为一颗单芯片，所以模数转换器80输出的幅度MAG信号还通过可调增益放大器控制电路90（VGA Controller）反馈到可调增益放大器70，用作其信号强度的检测，以使该可调增益放大器70能为模数转换器80提供恒定的信号输出。

其中，进行射频RF至中频IF下变频的正交下变频器40和50，其本振是由频率综合器来提供的。无论是整数分频频率综合器（Integer-N RFPLL）还是小数分频频率综合器（Fractional-N RFPLL），频率综合器锁相环（RFPLL）一般包含由鉴频鉴相器120（PFD）、电荷泵130（CP）、环路滤波器140（LPF）、压控振荡器150（VCO）、一组分频模块连接形成的反馈回路。其中，鉴频鉴相器120，将反馈信号与一个标准参考时钟（导航射频芯片一般用16f₀）进行比较；由该比较结果控制，所述电荷泵130对环路滤波器140进行充电或放电，使环路滤波器140输出过滤后的直流电压，对压控振荡器150的频率进行控制。压控振荡器150产生的本振信号，经由二分频器160（DIV2）、预分频器170（Prescaler）、反馈分频器180（Feedback Divider）的分频处理后，反馈输出到鉴频鉴相器120；当反馈的频率和参考的标准频率相等的时候，鉴频鉴相器120控制该频率综合器锁相环锁定，此时压控振荡器150所输出的本振频率就是参考时钟的N倍（倍数N由所述若干分频模块160、170、180配合决定）。由于导航射频芯片主流的系统架构都选择两倍频的压控振荡器频率，即2×1536f₀，因此压控振荡器150的输出经由二分频器160分频获得正交本振LOI和LOQ，分别输出至所述正交下变频器40和50。

一般来说，为了满足导航射频芯片对频率的高精度要求，由片外的温补的晶振（TCXO，未画出）提供的时钟信号（TCXO_IN），经过时钟隔离放大器100（CLK BUF）的整形后，输进频率综合器锁相环（RFPLL）作为标准参考时钟。与此同时，时钟隔离放大器100输出的这个时钟也提供给模数转换器80作为其采样时钟。该采样时钟最终还经过另外一个时钟隔离放大器110（CLK BUF）的整形，输出到片外的导航基带芯片作数据采样的同步。

目前世界上有四个全球导航系统Global Navigation Satellite System（GNSS）：第一是美国的GPS导航系统，其射频频率为1575.42MHz，带宽为2.046MHz，带宽内蕴涵着时间和位置信息的C/A码。第二是俄国的GLONASS导航系统，其射频频率是1598.0625MHz至1605.375MHz，带宽是8MHz, 分成14个频道；频道与频道的间隔是0.5625MHz，每个频道的带宽是0.5625MHz；第三是中国北斗二代的COMPASS导航系统，其射频频率是1561.098MHz，带宽是4.092MHz。第四是欧盟的伽利略（Galileo）导航系统，其射频频率是1575.42MHz，带宽是4.092MHz。

目前应用最广泛，最主流的导航系统就是美国的GPS导航系统。截至2011年二月，天上已经有22颗可运营的俄国GLONASS导航卫星。中国的北斗二代的COMPASS导航系统越来越成熟，目前天上已经有9颗导航卫星。北斗二代预计在2012年可以覆盖亚太地区并进入实质性运营。欧盟的伽利略（Galileo）导航系统发展速度是最缓慢的。

然而，现在无论是俄国政府，中国政府还是欧盟，要求并鼓励消费者只使用自己的导航系统是不现实的。第一，卫星数目不够多，就算是俄国的Glonass导航卫星也是不到24颗；第二，各自的全球导航系统（GNSS）成熟的运营还需更多的时间。参见表1，因此，如果在市场上有一个双通道的导航射频接收机，同时能接收美国GPS导航卫星和俄国的Glonass导航卫星，或者是同时能接收美国GPS导航卫星和中国的北斗Compass导航卫星，或者是同时能接收美国GPS导航卫星和欧盟的伽利略（Galileo）导航卫星，其综合定位将更加精确，就会具有很高的应用价值。

表1 双通道的可能实用的组合

组合	第一通道	第二通道
			1	美国GPS	俄国GLONASS
2	美国GPS	中国北斗COMPASS
			3	美国GPS	欧盟的伽利略GALILEO
4	中国北斗COMPASS	俄国GLONASS

但是，目前的双通道GNSS射频接收机技术往往只是单纯将单一通道的相关技术完全复制到两个通道，难以满足射频接收机低成本、低功耗的要求。

实用新型内容

本实用新型的目的是提供一种共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构，能够同时接收两路GNSS射频导航信号来进行精准定位，例如是美国GPS和中国北斗Compass导航卫星信号，或者美国GPS和俄国Glonass导航卫星信号。同时，通过共享射频前端的相关模块，获得与单通道方案一样的低功耗低成本效果。

本实用新型的技术方案是提供一种共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构，其设置了第一、第二通道来对应接收两路射频信号；

所述第一、第二通道共用了射频前端电路，所述射频前端电路包含：依次连接的低噪声放大器、片外声滤波器、射频预放大器，以及正交下变频器；所述射频前端电路同时接收的所述两路射频信号，由所述正交下变频器进行第一次下变频处理后，输出中频信号至第一、第二通道的后续电路；

所述第一通道中，还包含在所述正交下变频器之后设置的中频滤波器，其对第一次下变频之后的中频信号进行处理，得到与该通道接收的射频信号相对应的第一中频信号及第一中频转换信号；

所述第二通道中，还设置了Weaver结构的镜像抑制低中频架构，即包含在所述正交下变频器之后，依次设置的中频滤波器、第二次下变频器和加法器；由该中频滤波器对第一次下变频之后的中频信号进行处理，得到与该通道接收的射频信号相对应的第二中频信号，再由所述第二次下变频器和加法器进行第二次下变频处理，得到相对应的第二中频转换信号。

所述正交下变频器进行第一次下变频时的本振频率，以及所述第二通道中第二次下变频器进行第二次下变频时的本振频率，是由同一个频率综合器锁相环分别设置分频系数后对应提供的。

所述频率综合器锁相环中，进一步包含：鉴频鉴相器、电荷泵、环路滤波器、压控振荡器、二分频器、预分频器、反馈分频器构成的反馈回路，该反馈回路为所述第一、第二通道共用。

第一次下变频处理所需的本振频率，是由所述反馈回路中的二分频器对所述压控振荡器的输出结果进行二分频后得到的；

所述频率综合器锁相环中，与第二通道对应，还设置有参数分频器和另一个二分频器，来对所述反馈回路中二分频器的输出结果进行分频处理，得到第二次下变频处理所需的本振频率。

所述第一、第二通道中，还各自设置有：

可调增益放大器，对应为第一、第二中频转换信号进行放大处理；

模数转换器，对应将放大后的第一、第二中频转换信号由模拟量转换成包含极性及幅度的两位数字信号，向片外的基带处理芯片发送；

可调增益放大器控制电路，分别将转换后的幅度信号反馈至相应的可调增益放大器。

所述第一、第二通道还共用有一个时钟隔离放大器，其对外部输入的参考时钟进行整形后，发送至所述频率综合器锁相环；

所述第一、第二通道还共用了一个采样时钟模块，其发送相应的采样时钟频率给第一、第二通道的模数转换器；

所述第一、第二通道中还各自包含另一个时钟隔离放大器，所述采样时钟频率经过该时钟隔离放大器整形后，输出到片外的导航基带芯片作数据采样的同步。

所述采样时钟模块输出尽可能低的采样时钟频率，但所述采样时钟频率必须大于两个通道中各自最大的中频信号频率的2倍。

所述采样时钟模块向所述第一、第二通道的模数转换器发送相同的采样时钟频率；所述采样时钟模块将整形后的参考时钟直接输出或进行分频处理之后输出，作为所述采样时钟频率。

所述采样时钟模块向所述第一、第二通道的模数转换器发送不同的采样时钟频率；

所述时钟隔离放大器将整形后的参考时钟直接输出或进行分频处理之后输出，作为其中一个采样时钟频率；

所述采样时钟模块对所述频率综合器锁相环输出的第一次下变频的本振频率，进行分频处理后输出，作为另一个采样时钟频率。

与现有技术相比，本实用新型所述共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构，其优点在于：本实用新型通过分别控制第一通道和第二通道的参考时钟、本振频率、采样时钟、信道选择的带宽、中频信号等参数，使第一通道进行第一次下变频，第二通道进行第一次、第二次下变频处理后，能够对应接收两路GNSS射频导航信号，例如是接收美国GPS和中国的北斗Compass导航卫星信号，或者美国GPS和俄国的Glonass导航卫星信号，从而提高导航定位的精确性。同时，由于共享了射频前端模块及频率综合器锁相环等，该双通道导航射频接收机系统架构能够节省功耗，降低成本，具有很好的应用意义。

附图说明

图1是现有单通道的导航射频接收机的系统架构示意图；

图2是本实用新型所述共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构在实施例1中的示意图；

图3是本实用新型所述共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构在实施例2中的示意图。

具体实施方式

以下结合附图说明本实用新型的多个具体实施方式。

如图2所示，本实用新型所述共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构中，设置了第一、第二通道来对应接收两路GNSS射频信号。

所述第一、第二通道共用了射频前端电路（图2中虚线框所示的区域），包含：依次连接的低噪声放大器1（LNA）、片外声滤波器2（SAW FILTER）、射频预放大器3（RFA）以及正交下变频器4和5（MixerI，MixerQ），该些器件的电路架构及信号处理过程与现有单通道射频接收机中基本一致。

所述第一通道的架构与单通道架构基本一致，即，在所述正交下变频器4和5之后，依次设置了中频滤波器61、可调增益放大器71（VGA）、模数转换器81（ADC），以及反馈连接至可调增益放大器71的可调增益放大器控制电路91（VGA Controller）。

而所述第二通道中，在所述的正交下变频器4和5之后，设置了中频滤波器62、第二次下变频器72、82和加法器92，以形成Weaver结构的镜像抑制低中频架构；再设置了可调增益放大器102、模数转换器112，以及反馈连接至可调增益放大器102的可调增益放大器控制电路122。

所述正交下变频器4和5进行第一次下变频的本振频率LOI 、LOQ，以及所述第二通道中的第二次下变频器72、82，进行第二次下变频的本振频率LOI₂、LOQ₂，是由同一个频率综合器锁相环（RFPLL）分别设置分频系数获得的。

更具体地阐述，所述频率综合器锁相环的鉴频鉴相器12（PFD）、电荷泵13（CP）、环路滤波器14（LPF）、压控振荡器15（VCO）、二分频器16（DIV2）、预分频器17（Prescaler）、反馈分频器18（Feedback Divider）构成的反馈回路为所述第一、第二通道共用，该些模块的电路架构及信号处理过程与现有单通道射频接收机中基本一致。

所述本振频率LOI 、LOQ是经由二分频器16对压控振荡器15二分频后，输出至所述正交下变频器4和5。对于第二通道，根据上述反馈回路中二分频器16的输出结果，再通过依次设置的参数分频器19（设其分频系数为 N2）和另一个二分频器22进行N2×2次分频后输出本振频率LOI₂ 、LOQ₂给所述的第二次下变频器72、82。

另外，第一、第二通道的模数转换器81和112的采样时钟由同一个采样时钟模块11（ADC CLK GEN）提供。参考时钟（TCXO_IN）经过时钟隔离放大器10的整形后，输入到所述采样时钟模块11。采样时钟模块11通过对参考时钟频率或其进行若干次分频后，提供最佳的采样时钟频率给模数转换器81和112。该采样时钟频率还另外经过时钟隔离放大器131或132整形后，输出到片外的导航基带芯片作数据采样的同步。

实施例1

基于图2所示的共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构，在本实施例中接收的所述两路GNSS射频信号，分别是美国GPS和中国的北斗Compass导航卫星信号。其中第一通道为GPS通道，其接收的第一射频信号RF1是美国GPS的信号；第二通道为北斗通道，其接收的第二射频信号RF2是中国北斗COMPASS的信号。

首先，第一射频信号RF1和第二射频信号RF2同时通过天线（未画出），通过同一个射频输入口（LNA_IN）被接收到信号通道中。从射频输入口（LNA_IN）一直到正交下变频器4和5，其电路架构及信号处理与现有单通道射频接收机的基本一致。所述的正交下变频器4和5的本振频率LOI和LOQ的取值为1571.328MHz，其进行第一次下变频处理后输出的同一个中频信号，被同时发送到第一和第二通道；这个中频信号中包含了频率为4.092MHz的美国GPS的第一中频信号IF1和频率为10.23MHz的中国北斗的第二中频信号IF2。

对于第一通道（GPS通道），第一次下变频处理后输出中频信号，通过中频滤波器61进行信道选择，过滤出在带宽BW1内（导航GPS的带宽BW1是2MHz）频率为4.092MHz的第一中频信号IF1，使带宽外的任何信号或噪声都可以得到充分的过滤。该中频信号不需要第二次下变频处理即作为需要被解调的GPS中频信号CH1_IF=4.092MHz，如表2所示。

所述中频信号CH1_IF之后的处理，与单通道中基本一致，依次经可调增益放大器71放大后，提供适度的信号强度给模数转换器81，从而把中频模拟信号转换成数字信号，最后这些数字信号就在数字基带做信号处理。模数转换器81的幅度信号MAG1输出，用作可调增益放大器71信号强度的检测，并通过可调增益放大器控制电路91，反馈到可调增益放大器71来控制给模数转换器81的恒定的VGA输出。

对于第二通道（北斗通道），第一次下变频处理后输出中频信号，经过中频滤波器62进行信道选择，过滤出在带宽BW2内（北斗的带宽BW2是4MHz）频率为10.23MHz的第二中频信号IF2，使带宽外的任何信号（包括GPS的4.092MHz的中频信号）或噪声都得到充分的过滤。

滤波后得到的频率10.23MHz的中频信号再通过Weaver结构的镜像抑制低中频系统架构进行第二次下变频处理。输入第二次下变频器72、82的第二次下变频的本振频率LOI₂、LOQ₂，也是由所述的同一个频率综合器RFPLL通过110次分频后产生并提供的。即是说，将1571.328MHz的本振信号LOI和LOQ，通过参数分频器19（设定其分频系数N2为55）和另一个二分频器22后，产生第二次下变频的本振频率LOI₂、LOQ₂为14.2848MHz。再通过加法器92进行镜像抑制，得到需要解调的北斗中频信号CH2_IF=4.05MHz并输出至可调增益放大器102，其中频和带宽如表2所示。该北斗中频信号CH2_IF之后的信号处理与第一通道中的类似，此处不再赘述。

所述的采样时钟模块11（ADC CLK GEN）将整形后的参考时钟（TCXO_IN）进行处理，得到采样时钟并同时输出给第一通道、第二通道的模数转换器81和112。需要说明的是，所述采样时钟模块11的设计必须考虑使导航基带的时钟信号频率越低越好，但是采样时钟频率必须大于每个通道各自最大中频的2倍。在表2中列出了根据不同的参考时钟方案，给出的接收GPS和北斗卫星的双通道信号时，其各自的中频、带宽、ADC时钟参数。其中16.368MHz是目前常用的参考时钟，26MHz多用于手机或WiFi的参考时钟。

表2 GPS和北斗双通道的参考时钟，中频，带宽和ADC时钟

Figure 201120396032X100002DEST_PATH_IMAGE001

实施例2

如图3所示，本实施例中双通道导航射频接收机与实施例1中使用的架构类似，图3中对应在图2的各个频率标号上加双引号予以区分。在本实施例中接收的所述两路GNSS射频信号，分别是美国GPS和俄国的Glonass导航卫星信号。其中第一通道为GPS通道，其接收的第一射频信号RF1”是美国GPS的信号；第二通道为Glonass通道，其接收的第二射频信号RF2”是俄国的Glonass的导航信号。

该双通道导航射频接收机中第一通道、第二通道共用了射频前端电路模块及频率综合器锁相环（RFPLL）；其中，正交下变频器4和5还为第一通道和第二通道进行第一次下变频，第二通道中再通过Weaver结构的镜像抑制低中频系统架构进行第二次下变频处理。

不同的是，本实施例中由该频率综合器锁相环（RFPLL），提供的正交下变频器4和5的本振频率LOI”和LOQ”为1579.5MHz。因而，第一通道（GPS通道）中，第一次下变频后由中频滤波器61进行信道选择，过滤出在2MHz的带宽BW1”内，直接得到需要被解调的GPS中频信号CH1_IF”为4.08MHz。

而第二通道（Glonass通道）中，第一次下变频后由中频滤波器62进行信道选择，过滤出在8.4MHz的带宽BW2”内，频率为22.395MHz的第二中频信号IF2”，使带宽外的任何信号（包括GPS的4.08MHz的中频信号）或噪声都得到充分的过滤。

滤波后得到频率22.395MHz的中频信号再通过Weaver结构的镜像抑制低中频系统架构进行第二次下变频处理。本实施例中，输入第二次下变频器72、82的第二次下变频的本振频率LOI₂”、LOQ₂”，是由所述频率综合器RFPLL通过100次分频后产生并提供的。即是说，将1579.5MHz的本振信号LOI”和LOQ”，通过参数分频器19（设定其分频系数N2”为50）和另一个二分频器22后，产生第二次下变频的本振频率LOI₂”、LOQ₂”为15.795MHz。再通过加法器92进行镜像抑制，得到需要调制的Glonass中频信号CH2_IF”为6.6MHz，并将该信号输出至可调增益放大器102。

所述GPS中频信号CH1_IF”，及所述Glonass中频信号CH2_IF”，从各自通道的可调增益放大器到输出至数字基带的后续信号处理，与实施例1中的类似，此处不再赘述。

另外，本实施例中第一通道、第二通道共用的采样时钟模块11（ADC CLK GEN），是分别输出不同的采样时钟给第一通道、第二通道的模数转换器81和112。所述采样时钟模块11的设计也必须考虑使导航基带的时钟信号频率越低越好，但是采样时钟频率必须大于每个通道各自最大中频的2倍。

考虑到手机和WiFi射频接收机都是使用26MHz的参考时钟，将其经过时钟隔离放大器10的整形后，输入到所述采样时钟模块11及所述频率综合器的鉴频鉴相器12（PFD）。本实施例中对GPS通道的模数转换器81输出的采样时钟是19.5MHz；该采样时钟是将所述频率综合器锁相环的二分频器16输出的本振频率1579.5MHz，输出到所述采样时钟模块11进行分频81次之后得到的。而对Glonass通道的模数转换器112，输出的采样时钟即是26MHz的参考时钟。在表3中列出了接收GPS和Glonass卫星的双通道信号时，其各自的中频、带宽、ADC时钟参数。

表3 GPS和Glonass双通道的参考时钟，中频，带宽和ADC时钟

综上所述，本实用新型所述共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构，通过分别控制第一通道和第二通道的参考时钟、本振频率、采样时钟、信道选择的带宽、中频信号等参数，使第一通道进行第一次下变频，第二通道进行第一次、第二次下变频处理后，能够对应接收两路GNSS射频导航信号，例如是接收美国GPS和中国的北斗Compass导航卫星信号，或者美国GPS和俄国的Glonass导航卫星信号，从而提高导航定位的精确性。同时，由于共享了射频前端模块及频率综合器锁相环等，该双通道导航射频接收机系统架构能够节省功耗，降低成本，具有很好的应用意义。

本实用新型的实施例还可以根据实施例1和实施例2的基本设计，扩展至表1 中双通道的任何可能的实用组合。

尽管本实用新型的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本实用新型的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本实用新型的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本实用新型的保护范围应由所附的权利要求来限定。

Claims

1.一种共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构，其特征在于，设置了第一、第二通道来对应接收两路射频信号（RF1、RF2）；

所述第一、第二通道共用了射频前端电路，所述射频前端电路包含：依次连接的低噪声放大器（1）、片外声滤波器（2）、射频预放大器（3），以及正交下变频器（4、5）；所述射频前端电路同时接收的所述两路射频信号（RF1、RF2），由所述正交下变频器（4、5）进行第一次下变频处理后，输出同一路的中频信号至第一、第二通道的后续电路；

所述第一通道中，还包含在所述正交下变频器（4、5）之后设置的中频滤波器（61），其对第一次下变频之后的中频信号进行处理，得到与该通道接收的射频信号（RF1）相对应的第一中频信号（IF1）及第一中频转换信号（CH1_IF）；

所述第二通道中，还设置了Weaver结构的镜像抑制低中频架构，即包含在所述正交下变频器（4、5）之后，依次设置的中频滤波器（62）、第二次下变频器（72、82）和加法器（92）；由该中频滤波器（62）对第一次下变频之后的中频信号进行处理，得到与该通道接收的射频信号（RF2）相对应的第二中频信号（IF2），再由所述第二次下变频器（72、82）和加法器（92）进行第二次下变频处理，得到相对应的第二中频转换信号（CH2_IF）。

2.如权利要求1所述的共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构，其特征在于，

所述正交下变频器（4、5）进行第一次下变频时的本振频率（LOI 、LOQ），以及所述第二通道中第二次下变频器（72、82）进行第二次下变频时的本振频率（LOI₂、LOQ₂），是由同一个频率综合器锁相环分别设置分频系数后对应提供的；所述频率综合器锁相环中，进一步包含：鉴频鉴相器（12）、电荷泵（13）、环路滤波器（14）、压控振荡器（15）、二分频器（16）、预分频器（17）、反馈分频器（18）构成的反馈回路，该反馈回路为所述第一、第二通道共用。

3.如权利要求2所述的共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构，其特征在于，

第一次下变频处理所需的本振频率（LOI 、LOQ），是由所述反馈回路中的二分频器（16）对所述压控振荡器（15）的输出结果进行二分频后得到的；

所述频率综合器锁相环中，与第二通道对应，还设置有参数分频器（19）和另一个二分频器（21），来对所述反馈回路中二分频器（16）的输出结果进行分频处理，得到第二次下变频处理所需的本振频率（LOI₂、LOQ₂）。

4.如权利要求3所述的共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构，其特征在于，

所述第一、第二通道中，还各自设置有：

可调增益放大器（71、102），对应为第一、第二中频转换信号（CH1_IF、 CH2_IF）进行放大处理；

模数转换器（81、112），对应将放大后的第一、第二中频转换信号（CH1_IF、 CH2_IF）由模拟量转换成包含极性及幅度的两位数字信号，向片外的基带处理芯片发送；

可调增益放大器控制电路（91、122），分别将转换后的幅度信号（MAG1、MAG2）反馈至相应的可调增益放大器（71、102）。

5.如权利要求4所述的共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构，其特征在于，

所述第一、第二通道还共用有一个时钟隔离放大器（10），其对外部输入的参考时钟进行整形后，发送至所述频率综合器锁相环；

所述第一、第二通道还共用了一个采样时钟模块（110），其发送相应的采样时钟频率给第一、第二通道的模数转换器（81、112）；

所述第一、第二通道中还各自包含另一个时钟隔离放大器（131、132），所述采样时钟频率经过所述时钟隔离放大器（131、132）整形后，输出到片外的导航基带芯片作数据采样的同步。

6.如权利要求5所述的共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构，其特征在于，

所述采样时钟模块（110）输出尽可能低的采样时钟频率，但所述采样时钟频率必须大于两个通道中各自最大的中频信号频率的2倍。

7.如权利要求6所述的共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构，其特征在于，

所述采样时钟模块（110）向所述第一、第二通道的模数转换器（81、112）发送相同的采样时钟频率；所述采样时钟模块（110）将整形后的参考时钟直接输出或进行分频处理之后输出，作为所述采样时钟频率。

8.如权利要求6所述的共享射频前端的双通道导航射频接收机系统架构，其特征在于，

所述采样时钟模块（110）向所述第一、第二通道的模数转换器（81、112）发送不同的采样时钟频率；

所述时钟隔离放大器（10）将整形后的参考时钟直接输出或进行分频处理之后输出，作为其中一个采样时钟频率；

所述采样时钟模块（110）对所述频率综合器锁相环输出的第一次下变频的本振频率（LOI 、LOQ），进行分频处理后输出，作为另一个采样时钟频率。