CN101281245B - 一种军民两用全球卫星导航系统多模射频接收方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种军民两用全球卫星导航系统多模射频接收方法及装置，属于射频通讯技术领域，该方法对于民用窄带信号，经过镜像抑制接收机，提出一种频率规划将不同的窄带信号互为镜像抑制接收机的镜像信号，在时分复用控制系统的控制下，周期性切换频率综合器输入射频混频器和基带混频器的本振频率及基带混频器的电流加减模式，实现窄带信号的多模并行接收；对于宽带信号，经过直接下变频接收机，选取射频混频器的本振频率与宽带GNSS中心频率一致，实现军用各宽带模式信号的接收；该装置包括镜像抑制接收机和直接下变频接收机两部分。本发明实现了军民两用的兼容性和协调性，还可以通过关闭军用或民用通路，实现低功耗运用需求。

Description

一种军民两用全球卫星导航系统多模射频接收方法及装置

技术领域

本发明属于射频通讯技术领域，提供一种军民两用的GNSS(全球卫星导航系统)的射频接收机。

背景技术

全球卫星导航系统(GNSS)目前有美国全球定位系统(GPS)、俄罗斯全球卫星导航系统GLONASS、欧洲伽利略卫星定位系统(Galileo)、以及发展中的中国北斗定位系统，它们能提供全球、全天候、实时、连续的高精度位置信息，已经广泛应用于各类民用和军用目标的定位、导航、授时和精密测量，并逐步成为全球发展最快的三大信息产业(移动电话、互联网和卫星定位导航)之一。

国外GPS芯片的发展从1994年开始，经历两代的发展而进入今天的第三代，2002年开始产业化，2004年得到普及。随着军用民用导航产品对芯片小尺寸、低功耗的不断追求，以及硬件设计水平和芯片制造工艺的不断进步，2005年开始出现将GPS射频与数字部分集成在一起的单芯片GPS接收机，其中产品化的单片式GPS芯片有Motorola的“Instant GPS”和Sony Semiconductor的CXD2951系列以及德州仪器、高通、SiRF等公司的产品。

未来若干年内，卫星导航应用将从单一的GPS时代转变为多星座(GPS/GLONASS/北斗/伽利略)并存兼容的GNSS时代。未来卫星导航将与车辆、手机、计算机等融合，成为集导航、通讯、监控、管理、安防、上网、办公、娱乐、信息服务、远程诊断等于一身的数字化信息系统。为此，卫星导航芯片技术必须适应卫星导航发展的需要，小型化、高灵敏度、低功耗和低价位成为GNSS系统产品大众化基本要求。为降低成本和功耗的需要，接收机需要单片化、小型化、便于与无线信道融合，同时也将实现GNSS系统的HOST化，从而最终实现GNSS与移动电话或便携计算机终端的结合。

为了适应未来导航运用发展的需要，卫星导航系统必须要有更好的抗电子干扰能力。同时还应该具备反应迅速，使用灵活，便于和其它设备兼容等特点。随着GPS系统的发展和成熟，俄罗斯的GLONASS系统、欧洲的Galileo伽利略系统和中国的BD-2北斗二代系统的发展，利用多种模式的信号进行导航定位，可以提高系统应用的完好性和可靠性，提高系统的定位精度和导航连续性，因此GNSS多模接收机具有更大的优点和广阔的发展前景，而多模接收机中的关键技术之一是射频前端芯片。

我国卫星导航芯片的研究始于2000年，当时主要研究方向是GPS、GPS+GLONASS和北斗一代芯片的研究。到2004年，已研制成功GPS+GLONASS的相关器芯片和北斗一代的FPGA接收板。但由于客观条件的限制，这些研究都无法深化，产品不具有国际竞争力。传统的单系统导航芯片受限于其射频前端的频谱特性，无法实现并行的GNSS多模接收，导航定位的精确性、可靠性和稳定性得到很大的制约，也不符合导航定位系统芯片单片化，集约化，可重构的趋势。2007年，我国第一块具有自主知识产权的双系统卫星定位导航接收机核心芯片SR8824芯片通过测试验收，其能够实现具有通信功能的北斗一代系统(BD-1)与GPS的兼容接收，但在所有目前公开发表的文献中，没有发现涉及“BD-2/GPS/Galileo/GLONASS多模接收机射频前端系统结构”。报道的文献和技术主要是针对GPS/Galileo、GPS/GLONASS以及Galileo/GLONASS双模接收机的。国内专利(ZL200520079633.20)基于并行叠加多个信号通路，并没有针对多模接收机提出新的方法，其需要多个射频前端模块，包括多个混频器、滤波器、模数转换器等，具有结构复杂、芯片面积大、功耗高、成本高的缺点，不适用于低成本、低功耗的便携式接收机。国内专利(200710107693.4)提出了一种利用单通道射频前端实现GNSS多模并行接收的办法，其利用时分复用的原理，高速的切换频率综合器的震荡频率，以及对基带滤波器的截止频率提出了非常苛刻的要求。对基于民用的窄带的导航电文信号(2MHz-4MHz)，如GPS-L1，BD-B1，Galileo-E1信号等接收，该方法具有良好的实用性，但对军用的宽频带的导航电文信号(20MHz-60MHz)，该方案对基带可变增益放大器，基带频带选择滤波器，基带模数变换器的设计指标要求太高，在现有的工艺和技术水平下，实现难度很大，限制了一个真正的军民两用，可重构的GNSS多模并行接收机的运用。

发明内容

本发明的目的提供一种军民两用全球卫星导航系统多模射频接收方法及装置。

本发明的技术方案是：

一种军民两用全球卫星导航系统多模射频接收方法，包括以下步骤：

1)接收到的RF射频信号，进入镜像抑制接收机和直接下变频接收机共用的射频混频器；

2)各模式信号的接收：

对于窄带信号，经过镜像抑制接收机，频率综合器输入到射频混频器和基带混频器的本振信号频率设为LOfreq1和LOfreq2，其与GNSS信号的中心频率RFcenter的关系为：RFcenter＝LOfreq1+LOfreq2；同时，在时分复用控制系统的控制下，周期性的快速切换频率综合器输入射频混频器和基带混频器的本振信号频率，实现各模式信号的接收；

对于宽带信号，经过直接下变频接收机，频率综合器输入到射频混频器的本振信号频率与宽带GNSS信号中心频率一致，实现各模式信号的接收；

3)将接收到的各模式导航信号转换为数字信号。

所述步骤2)通过频谱规划把不同的窄带GNSS信号互为镜像，使接收到的信号和抑制的镜像信号相反。

所述窄带GNSS信号经过镜像抑制接收机，分为两路，两路信号在基带混频器通过电流模式控制信号进行相加或者相减，得到IF中频信号。

所述步骤2)本振信号频率由频谱规划来设定，输入到射频混频器的本振信号频率是1150*f0，1180*f0，1200*f0，1250*f0，1526*f0，1540*f0；输入到基带混频器的本振信号频率是7*f0和10*f0。

所述步骤2)采用两个频率综合器产生两个本振信号频率，所需的其他本振信号频率由两个本振信号频率进行分频并由单边带混频器加和产生。

所述步骤3)采用的模数转换器转换为数字信号，所需采样频率为最低采样频率乘以模式数。

一种军民两用全球卫星导航系统多模射频接收装置，其特征在于，包括镜像抑制接收机和直接下变频接收机两部分，其中射频混频器为镜像抑制接收机和直接下变频接收机共用。

所述镜像抑制接收机中的基带混频器在输出电流端加入模式控制单元，电流模式控制信号为时钟信号控制，实现输出电流加或减。

采用两个频率综合器产生本振信号频率，所述频率综合器包括一个压控振荡器，一个正交生成电路，两个级联可控增益的分频器，鉴频鉴相器和电荷泵，环路滤波器放在片外。

所述镜像抑制接收机部分和直接下变频接收机部分的通信链路中还包括开关模块，通过开关选择只接收窄带信号或宽带信号。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

(1)控制逻辑简单，模块复用率高，能够在不同的GNSS射频信号接收模式中实现高速切换，真正实现了军民两用的兼容性和协调性；同时，完全可以通过激活或者关闭军用或者民用通路，从而可以实现低功耗的运用需求；

(2)射频芯片和数字基带间无复杂的交互逻辑，适合与数字基带芯片单片集成(SOC，System-On-Chip)。

附图说明

图1本发明提出的军民两用的GNSS射频接收机系统架构；

图2用于GNSS多模并行接收的电流模式可重构的基带混频器；

图3用于GNSS多模并行接收的可重构的频率综合器示意图；

图4用于频率综合器中的主分频器；

图5用于主分频器的除2/除3电路；

图6用于频率综合器的无源单边带混频器示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细描述：

GNSS系统包括美国全球定位系统(GPS)、俄罗斯全球卫星导航系统GLONASS、欧洲伽利略卫星定位系统(Galileo)、以及发展中的中国北斗定位系统等。运用中的GNSS系统基本都包括两种信号，一种是民用的较低精度较低动态性能的窄带导航信号，如全球定位系统GPS-L1-CA(中心频率1540*f0，带宽2*f0，f0＝1.023MHz，下同)，全球定位系统GPS-L1-CS(中心频率1200*f0，带宽2*f0)，规划中的中国北斗定位系统信号BD-B1(中心频率1526*f0，带宽2*f0)，北斗定位系统BD-B2(中心频率1180*f0，带宽2*f0)，伽利略导航系统Galileo-E1-BOC(1，1)(中心频率1540*f0，带宽4*f0)等；另一种是宽带的军用的高精度高动态性能的导航信号，如全球定位系统GPS-L1-P(中心频率1540*f0，带宽20*f0)，全球定位系统GPS-L2-P(中心频率1200*f0，带宽20*f0)，规划中的北斗定位系统信号BD-B3(中心频率1240*f0，带宽20*f0)，伽利略导航系统Galileo-E5a(中心频率1150*f0，带宽20*f0)，伽利略导航系统Galileo-E5b(中心频率1180*f0，带宽20*f0)，伽利略导航系统Galileo-E6信号(中心频率1250*f0，带宽20*f0)等。如表1

表1GNSS信号频谱

本发明方法原理如下所述：

由于全球导航系统的特殊性，GNSS导航信号有着区别于其他通信系统的特殊的性质，如单频带，带内受到严格保护，无强信号干扰；接收机的镜像抑制和频率综合器的相噪声要求较低，因此可以采用直接下边频和两级下变频的镜像抑制机的原理，通过复用射频通道(低噪声放大器以及第一级混频器)，并行处理窄带和宽带的基带部分(基带放大器，频带滤波器和模数变换器)。

根据镜像抑制接收机的原理，其第二级混频器(即基带混频器)的电流加和模式定了镜像抑制接收机的频带选择和镜像抑制的性质。为了多模并行接收各种模式的导航电文信号，通过适当的选择频谱划分，使得两导航电文信号之间恰好互为镜像，从而可以直接通过切换第二级混频器的电流加和模式选择不同模式的导航信号。同时，在时分复用控制系统的控制下，周期性的快速切换频率综合器输入两级混频器的本振信号频率，从而可以实现各种模式的全球导航系统的射频信号的多模并行接收。

如图1所示，本发明实现的军民两用的可重构的GNSS多模并行接收机结合了直接下变频接收机和镜像抑制接收机的特点，包括以下主要部件：

(1)宽带LNA低噪声放大器

射频信号经过宽带天线，进入射频接收系统。片外的声表面滤波器需要能涵盖1140Mhz～1640MHz的带宽。相应的频率范围内，宽带LNA低噪声放大器对涵盖多种模式的GNSS信号进行放大，其产生超过30dB的电压增益，并抑制下一级电路噪声和带外干扰；

(2)射频Mixer混频器和基带混频器

射频Mixer混频器被窄带和宽带GNSS信号复用。对窄带GNSS信号而言，其与第二级基带混频器共同将高频GNSS信号进行搬移；对宽带GNSS信号而言，射频混频器将射频领域的GNSS信号直接搬移到基带。窄带GNSS信号接收采用镜像抑制接收机技术，输入到射频混频器和基带混频器的本振信号频率设为LOfreq1和LOfreq2，其与GNSS信号的中心频率RFcenter的关系为：

RFcenter＝LOfreq1+LOfreq2

宽带GNSS信号采用直接下变频技术，此时，输入到射频混频器的本振信号频率恰好等于宽带GNSS信号的中心频率。

为了尽可能的减少本地频率综合器的本振信号数目，减小频率综合器以及其他分频元件的功耗，降低不同本振信号频率快速切换的压力，本发明提出了一种简洁高效的频谱规划。该频谱规划通过把不同的窄带GNSS信号互为镜像，通过调整镜像抑制接收电路中第二级混频器的电流加和模式，即当采用不同的电流加和模式时，镜像抑制接收机接收到的信号和抑制的镜像信号恰好相反，从而可以在完全不调整频率综合器的情况下，实现更多模式的GNSS信号多模并行接收。本发明中，将美国全球定位系统GPS-L1-CA模式的信号与规划中的北斗二代BD-B1模式的信号互为镜像；同时，将GPS-L2-CS模式的信号与规划中的北斗二代BD-B2模式的信号互为镜像。对宽带信号而言，直接选取输入到射频混频器的本振信号频率与宽带GNSS信号中心频率一致。本发明中，总的频谱划分如表2所示。

表2GNSS多模并行射频接收机频率规划

用于GNSS多模并行接收机系统中电流可重构的基带混频器如图2所示，该基带混频器采用经典的吉尔伯特单元，不同的是，在输出电流端加入电流可重构配置单元，通过选择模式控制信号的高/低电平，可以实现输出电流加还是减，从而实现镜像抑制接收机中对镜像信号和待收取信号的快速交替选择。电流模式控制信号为时钟信号控制，实现电流模式可重构。

(3)可重构的频率综合器，

频率综合器产生GNSS多模并行射频接收机需要的本振信号，根据表2所示，包括输入到射频混频器的高频本振信号1150*f0；1180*f0；1200*f0；1250*f0；1526*f0；1540*f0。输入到基带混频器的频率有7*f0和10*f0。本发明提出的实现上述本振信号的频率综合器如图3所示。总的来说，该频率综合器包括一个压控振荡器VCO，一个正交生成电路，两个级联可控增益的分频器，鉴频鉴相器PFD和电荷泵，环路滤波器放在射频接收芯片片外。压控振荡器震荡的范围通过开关电容调节，需要覆盖3066*f0和2400*f0两个频点。通过简单的数字信号控制，即可实现1533*f0和1200*f0的正交差分本振信号输出。该频率综合器最后输出四路正交本振信号(rail to rail的方波)，宽带正交产生网络是通过二分频器实现的。为了利用标准数字电路，VCO的输出通过缓冲器后变成方波，相位相差180度。基带混频器需要的7*f0和10*f0分别由1200*f0和1533*f0整数倍分频产生。其他需要的频点产生计划为：

1150·f0＝1200·f0-50·f0

1180·f0＝1200·f0-20·f0

1190·f0＝1200·f0-10·f0

1250·f0＝1200·f0+50·f0

1540·f0＝1533·f0+7·f0

其中，产生各种模式需要的信号50·f0，20·f0，10·f0均由1200·f0经过适当倍数的整数倍分频产生。图4是频率综合器中主分频器的电路图，为了减小异步分频引入的噪声，在输出端加入了一个快速同步触发器，该触发器的输出(主分频器的分频输出)由输入端的快速时钟信号进行同步。上述分频器由五个除2/3分频器单元级联构成。电路的工作原理如下：通过改变A3A2A1A0控制字实现不同的分频比(32～63)。图5是其中除2/3分频器单元的电路结构图。里面的D锁存器采用动态逻辑实现，从而可以工作在很高的频率。其他倍数的分频比，可以简单的根据上述原理进行调节。

产生上述用于频率加和的无源单边带混频器的原理如图6所示，其利用四个无源双边带混频器构成，利用电流叠加原理，消除双边带混频器的镜像成分，从而只保留单边带的混频信号。每个双边带混频器由无源混频器构成，功耗很低，版图面积小，适宜于上述运用。对下变频单边带混频器而言，其数学原理为：

Av·sinω₁t·sinω₂t+Av·cosω₁t·cosω₂t＝Av·cos(ω₁-ω₂)·t

Av·sinω₁t·cosω₂t-Av·cosω₁t·sinω₂t＝Av·sin(ω₁-ω₂)·t

其中ω1和ω2分别为输入到单边带混频器的两个信号的频率，Av为构成单边带混频器的四个双边带混频器的电压转换增益。假设输入到单边带混频器的信号为正旋波，则通过上述电压加和关系，可以实现下变频混频器。

类似的，对上变频混频器而言，只需要改变输入信号的相位关系，可以类似的构建用于上变频的单边带混频器。综上，GNSS多模并行所需要的所有的本振频率可以通过两个PLL既可产生。1533*f0和1200*f0由两个频率综合器直接产生。其他所有的频点，如1150*f0；1180*f0；1250*f0；1526*f0；1540*f0均可由上述单边带混频器产生。该频率方案极大地减轻了频率综合器的设计压力，同时，也降低了整个多模并行接收机的要求。由于用于频率综合器的分频器和单边带混频器的各电路模块均可以大量复用，也减小了上述系统实现的难度和性能指标。

(4)滤波器

在本发明中，两级混频器之间有一个三阶12*f0的低通滤波器，用于抑制第一级混频器的镜像噪声。在基带，对窄带信号而言，集成了一个五阶的低通滤波器，截止频率为2*f0，用于窄带信号选择；另外一个截止频率为10*f0的五阶低通滤波器，用于宽频带信号选择。三个滤波器采用相同的跨导单元，采用不同的电容搭配，从而形成不同的滤波器截止频率和阶数。该方案避免了切换有源滤波器的高速电容切换操作，从而极大的缩减了不同模式信号接收过程中，时序跳变的模式控制信号对接收信号链路的影响，从而极大的提高了主信号链路的稳定性和可靠性。

(5)基带可编程增益放大器PGA和模数变换器ADC

基带放大器采用低功耗设计，采用常规的运放电阻反馈结构控制增益，并保持基带放大器输出到数模模数变换器ADC的信号幅度保持不变。

本发明对窄带GNSS信号和宽带GNSS信号接收分别采用不同的数模变换ADC。对窄带信号而言，采用两位的低功耗的Flash ADC。对宽带GNSS信号接收而言，需要采用八位的高速ADC。ADC的采用频率根据相应的接收模式的数目要求，需要相应的最低采样频率要求上，倍乘以模式数，从而能够满足各种模式下的最小奈奎斯特采样速率要求。模数转换器连接一数字信号抽取模块，所述时分复用控制系统产生的周期性时分复用信号，用于控制所述数字信号抽取模块将N种模式信号分别抽取出来。该时分复用控制系统由周期性的信号控制，根据射频接收机的模式设置，周期性的接收各种模式的GNSS导航信号，传送给数字基带。数字基带利用统一的时钟切换，分离不同的GNSS导航信号给不同的数字基带模块，从而实现高速并行的GNSS导航。

为了对本发明进行详细说明，现举一个如下具体实施例：

只针对全球定位系统GPS L1频带C/A码信号(中心频率1540·f0，带宽2·f0)、全球定位系统GPS L1频带P码信号(中心频率1540·f0，带宽20·f0)，北斗通信系统BD-B1模式信号(中心频率1526·f0，带宽2·f0)，北斗通信系统BD-B2模式信号(中心频率1180·f0，带宽2·f0)，北斗通信系统BD-B3模式信号(中心频率1240·f0，带宽20·f0)五种模式信号的多模并行接收，复用镜像抑制接收机和直接下变频接收机的射频通道前端(片外天线，低噪声放大器，射频混频器)，并行处理窄带和宽带的导航信号。

参考表1提供的各中导航模式信号的频谱特性，利用表2确定五个信号对应的本振信号LO的频率LO1、LO2、LO3、LO4、LO5，分别为：1533·f0，1540·f0，1190·f0，1533·f0，1240·f0。根据本振信号和对应射频信号中心频率的关系，确定基带混频器的电流加减模式，分别为+，/，-，-，/。其中符号“/”表示该模式下进行宽带导航信号接收，此时镜像抑制接收机的电流加和模式可以设定保持与前一种工作状态下的模式保持不变，从而减少基带混频器跳变的电流加和模式信号在基带信号(通过射频混频器之后，信号由高频转换为低频信号，即为基带信号)中的频谱再生效应。具体的实时方式包括：

(1)包括各种导航模式信号的RF射频信号通过天线接收，然后通过片外SAW表面声波滤波器，通带涵盖GPS L1频带C/A码信号、GPS L1频带P码信号、北斗通信系统BD-B1模式信号、北斗通信系统BD-B2模式信号、北斗通信系统BD-B3模式信号的五种模式信号，抑制带外干扰信号，将滤过波的RF射频信号向后输出至宽带LNA低噪声放大器；

(2)宽带LNA低噪声放大器，需要具备宽带匹配能力，有效放大包括GPS L1频带C/A码信号、GPS L1频带P码信号、北斗通信系统BD-B1模式信号、北斗通信系统BD-B2模式信号、北斗通信系统BD-B3模式信号的五种模式信号，同时，该低噪声放大器应当具备单端转双端差分信号的功能，从而减少片外变压器的使用，并使得后级抑制共模噪声的能力得到提高；

(3)参考图1，对窄带信号而言，GPS L1频带C/A码信号和北斗通信系统BD-B1模式信号经过镜像抑制接收机结构，信号分为相位上正交的I/Q两路；I/Q两路上都包括一个低阶的低通滤波器，其作用滤除射频混频器产生的高阶分量。I/Q两路信号在基带混频器通过电流模式控制信号进行相加或者相减，从而去除了窄带导航信号的镜像干扰信号，从而得到IF中频信号。

根据本发明提出的频谱规划，GPS L1频带C/A码信号和北斗通信系统BD-B2模式信号互为镜像信号，在接收过程中，通过基带混频器的电流模式控制信号“+”，即可在相同的本振信号下(LO1＝1533·f0；LO2＝7·f0)，实现上述两种窄带导航电文信号的快速并行接收。北斗通信系统BD-B1模式信号通过改变本振信号的频率，由LO1＝1533·f0跳变到LO1＝1190·f0，基带混频器的电流模式控制信号保持为BD-B2模式信号“-”即可。

窄带的IF中频信号通过后续的电路模块，包括一个高阶的低通滤波器、基带放大器以及2位模数采样电路，从而将IF中频信号转换为数字部分能够处理的数字信号。数字部分通过对对应的导航系统的导航电文信息，即可解调出民用的全球定位系统GPS和北斗导航系统对应的导航信息。

(4)参考图1，对宽带信号而言，GPS L1频带P码信号和北斗通信系统BD-B3模式信号经过直接下变频接收机结构，信号分为I/Q两路；I/Q两路上都包括一个高阶的低通滤波器，此时该低通滤波器不同于窄带系统中的低通滤波器，其带宽由镜像抑制接收机部分的2·f0提升到10·f0。其作用滤除射频混频器产生的高阶分量，并同时对接收到的信号进行带外噪声抑制。I/Q两路信号通过相应的基带放大器和专门用于军用的模数采样电路，既可转化为基带处理的数字信号。为了保证用于军用的导航电文信息的高准确度和高动态特性的要求，用于直接下变频接收机的模数采样电路要求有较高的位数(八位)以及较高的动态性能。

设计中用于窄带民用全球导航系统GNSS的镜像抑制接收机部分和用于宽带军用全球导航系统的直接下变频接收机部分可以并不同时工作，通过在上述两种通信链路中添加开关模块，通过开关镜像抑制接收机部分和直接下变频接收机部分的基带模块，可以极大的满足低功耗的要求。同时打开民用和军用全球导航系统的接收系统，可以在某些运用场合，极大的提高系统的可靠性和可重构性，提高接收机系统的生存能力。

Claims (10)

1.一种军民两用全球卫星导航系统多模射频接收方法，包括以下步骤：

1)接收到的RF射频信号，进入镜像抑制接收机和直接下变频接收机共用的射频混频器；

2)各模式信号的接收：

对于窄带信号，经过镜像抑制接收机，频率综合器输入到射频混频器和基带混频器的本振信号频率设为LOfreq1和LOfreq2，其与GNSS信号的中心频率RFcenter的关系为：RFcenter＝LOfreq1+LOfreq2；同时，在时分复用控制系统的控制下，周期性的快速切换频率综合器输入射频混频器和基带混频器的本振信号频率，实现各模式信号的接收；

对于宽带信号，经过直接下变频接收机，频率综合器输入到射频混频器的本振信号频率与宽带GNSS信号中心频率一致，实现各模式信号的接收；

3)将接收到的各模式信号转换为数字信号。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤2)通过频谱规划把不同的窄带GNSS信号互为镜像，使接收到的信号和抑制的镜像信号相反。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述窄带GNSS信号经过镜像抑制接收机，分为两路，两路信号在基带混频器通过电流模式控制信号进行相加或者相减，得到IF中频信号。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤2)本振信号频率由频谱规划来设定，输入到射频混频器的本振信号频率是1150*f0，1180*f0，1200*f0，1250*f0，1526*f0，1540*f0；输入到基带混频器的本振信号频率是7*f0和10*f0，其中f0＝1.023MHz。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤2)采用两个频率综合器产生两个本振信号频率，所需的其他本振信号频率由两个本振信号频率进行分频并由单边带混频器加和产生。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤3)采用的模数转换器转换为数字信号，所需采样频率为最低采样频率乘以模式数。

7.一种军民两用全球卫星导航系统多模射频接收装置，其特征在于，包括镜像抑制接收机和直接下变频接收机两部分，其中射频混频器为镜像抑制接收机和直接下变频接收机共用。 

8.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述镜像抑制接收机中的基带混频器在输出电流端加入模式控制单元，电流模式控制信号为时钟信号控制，实现输出电流加或减。 

9.如权利要求7所述的装置，其特征在于，采用两个频率综合器产生本振信号频率，所述频率综合器包括一个压控振荡器，一个正交生成电路，两个级联可控增益的分频器，鉴频鉴相器和电荷泵，环路滤波器放在射频接收芯片片外。 

10.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述镜像抑制接收机部分和直接下变频接收机部分的通信链路中还包括开关模块，通过开关选择只接收窄带信号或宽带信号。 

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