CN1967996A - 开关电源电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种开关电源电路，包括初级侧整流和平滑电路、开关元件、换流变压器、次级侧整流和平滑电路和开关元件控制装置，第一初级侧串联谐振电路由扼流圈PCC和初级侧串联谐振电容器C11形成，第二初级侧串联谐振电路由初级绕组N1中存在的漏电感器L1和初级侧串联谐振电容器C11形成，次级侧串联谐振电路由次级绕组N2中存在的漏电感器L2和次级侧串联谐振电容器C4形成。

Description

开关电源电路

相关申请的交叉参考

本发明的具体实施例包含有关于2005年10月7日在日本专利局提交的日本专利申请JP 2005-295363和于2005年10月11日在日本专利局提交的日本专利申请JP 2005-296225的主题，其全部内容在此作为引用参考。

技术领域

本发明涉及一种开关电源电路。

背景技术

作为所谓谐振型的软开关电源，电流谐振型和电压谐振型是广为人知的。当前，采用两个开关元件的半桥耦合系统的电流谐振变换器被广泛应用，因为这种电流谐振变换器容易投入实际应用。

但是，举例来说，高耐压开关元件的性能正得到改进，因此将电压谐振变换器投入实际应用中出现的耐压问题正在被解决。此外，与具有一个开关元件的电流谐振正向变换器相比，由具有一个开关元件的单端型构成的电压谐振变换器在输入反馈噪声、直流输出电压线的噪声分量等方面具有优势。

图17显示了一种具有单端型电压谐振变换器的开关电源电路的例子的结构。这种电压谐振变换器被称之为具有由次级绕组侧的漏电感器L2和在次级侧的次级侧串联谐振电容器C2形成的串联谐振电路的复合谐振变换器。

在图17所示的开关电源电路中，由桥式整流电路Di和平滑电容器Ci形成的整流和平滑电路对商业交流电源AC整流和平滑，从而生成直流输入电压Ei作为平滑电容器Ci两端的电压。顺便提及，在商业交流电源AC的线路中提供有噪声滤波器，其由一组共模扼流圈CMC和两个跨电容器CL形成，并除去共模噪声。

直流输入电压Ei作为直流输入电压输入给电压谐振变换器。如上所述，电压谐振变换器采用了具有一个开关元件Q1的单端型结构。这种情况下电压谐振变换器是一种外激变换器。MOSFET开关元件Q1由振荡和驱动电路2开关驱动。

MOSFET主体二极管DD1和开关元件Q1并联。初级侧并联谐振电容器Cr和开关元件Q1的源极和漏极并联连接。初级侧并联谐振电容器Cr和绝缘换流变压器(isolated converter transformer)PIT的初级线圈N1的漏电感器L1形成初级侧并联谐振电路(电压谐振电路)。该初级侧并联谐振电路提供电压谐振操作作为开关元件Q1的开关操作。

振荡和驱动电路2向开关元件Q1的栅极提供栅极电压作为驱动信号以能开关驱动开关元件Q1。从而开关元件Q1以与驱动信号周期相应的频率执行开关操作。

绝缘换流变压器PIT将开关元件Q1的开关输出传递到次级侧。至于绝缘换流变压器PIT的结构，例如，如图18所示，绝缘换流变压器PIT具有EE型磁芯，磁芯由分别采用铁氧体材料制成的E型磁芯CR1和E型磁芯CR2相互组合而成。绕组部分分为初级侧绕组部分和次级侧绕组部分。初级侧绕组N1和次级侧绕组N2缠绕在线架B上覆盖了该EE型磁芯的中心磁芯柱。另外，该绝缘换流变压器PIT的EE型磁芯之中心磁芯柱中形成大约0.8mm到1.0mm的间隙G。从而，初级侧和次级侧之间获得了耦合系数k大约为0.80到0.85。这种水平的耦合系数k可以被认为代表弱耦合，相对不容易达到饱和状态。耦合系数K的值是在设置漏电感(漏电感器L1的感应系数值)时的一个因素。

绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1的一端插入到开关元件Q1和平滑电容器Ci的正极端之间。从而，开关元件Q1的开关输出传递到初级绕组N1。由初级绕组N1感应的交变电压出现在绝缘换流变压器PIT的次级绕组N2中。

在此情况下，次级侧串联谐振电容器C2与次级绕组N2的一端串联。这样，次级绕组N2的漏电感器L2和次级侧串联谐振电容器C2的电容形成次级侧串联谐振电路(电流谐振电路)。

另外，通过如图所示地将整流二极管Do1和Do2以及平滑电容器Co连接到次级侧串联谐振电路形成倍压半波整流电路。该倍压半波整流电路生成直流输出电压Eo，其具有相对于次级绕组N2中感应的次级绕组电压V3两倍的电平，并作为平滑电容器Co两端的电压。该直流输出电压Eo被提供给负载，同时也输入给控制电路1作为恒压控制的检测电压。

控制电路1向振荡和驱动电路2输入通过检测作为检测电压输入的直流输出电压Eo的电平而获得的检测输出。根据由检测输出输入到振荡和驱动电路2表示的直流输出电压Eo的电平，振荡和驱动电路2输出随频率等改变的驱动信号。该振荡和驱动电路2因此控制开关元件Q1的开关操作，从而使得直流输出电压Eo维持在预定的电平。从而执行了稳定直流输出电压Eo的控制。

图19A、19B和19C以及图20显示了具有如图17所示的结构的电源电路的试验结果。在进行实验时，图17的电源电路的主要部分如下设置。

绝缘换流变压器PIT具有EER35作为磁芯，并且中心磁芯柱的间隙设置为长度1mm的间隙。关于初级绕组N1和次级绕组N2的各自的匝数T，N1＝39T，和N2＝23T。次级绕组N2的每匝(T)感应电压设为3V/T。绝缘换流变压器PIT的耦合系数k设置为k＝0.81。

初级侧并联谐振电容器Cr的电容选择为Cr＝3900pF(皮法)，同时次级侧串联谐振电容器C2的电容选择为C2＝0.1μF(微法)。因此，设置初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振频率fo1＝230kHz(千赫)，和次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振频率fo2＝82kHz。在这种情况下，初级侧并联谐振频率fo1和次级侧串联谐振频率fo2的相对关系可以用fo12.8×fo2表示。

直流输出电压Eo的额定电平为135V。电源电路处理的负载功率在最大负载功率Pomax＝200W到最小负载功率Pomin＝0W的范围内。

图19A、19B和19C是显示了根据开关元件Q1的开关周期图17所示的电源电路中主要部件操作的波形图。图19A显示了在最大负载功率Pomax＝200W时作用于开关元件Q1的开关电压V1，开关电流IQ1、初级绕组电流I2和次级绕组电流I3、整流电流ID1和整流电流ID2、。图19B显示了在中间负载功率Po＝120W时的开关电压V1、开关电流IQ1、初级绕组电流I2和次级绕组电流I3。图19C显示了在最小负载功率Pomin＝0W时的开关电压V1、开关电流IQ1。

开关电压V1是在开关元件Q1两端获得的电压。在开关元件Q1导通的周期TON期间，开关电压V1处于零电平，并且在开关元件Q1关断周期TOFF期间形成正弦谐振脉冲波形。开关电压V1的谐振脉冲波形表示初级侧开关变换器的操作是电压谐振型。

开关电流IQ1流过开关元件Q1(和主体二极管DD1)。开关电流IQ1在周期TON期间以图中所示波形流动，并且在周期TOFF期间处于零电平。

流过初级绕组N1的初级绕组电流I2是由在周期TON期间作为开关电流IQ1流动的电流分量和在周期TOFF期间流过初级侧并联谐振电容器Cr的电流的组合获得的。虽然仅在图19A中进行了显示，但是在次级侧整流电路的操作中，流过整流二极管Do1和Do2的整流电流ID1和整流电流ID2中的每个都如图所示正弦流动。在这种情况下，次级侧串联谐振电路的谐振操作出现在整流电流ID1的波形中多过于整流电流ID2中。

流过次级绕组N2的次级绕组电流I3具有的波形是由整流电流ID1和整流电流ID2相互组合获得的。图20显示了相对于负载变化时的开关频率fs，开关元件Q1的TON周期和TOFF周期以及图17所示的电源电路的AC到DC功率变换效率(ηAC→DC)。

首先，可以看到AC到DC功率变换效率(ηAC→DC)，在超过负载功率Po＝50W到Pomax＝200W的宽范围内得到了90％或更高的效率。本申请的发明人最早已经通过试验确认：当次级侧串联谐振电路和单端型电压谐振变换器相结合时获得这样的特性。

图20的开关频率fs、周期TON和周期TOFF将图17所示的电源电路的开关操作表示为处理负载变化的恒压控制特性。在这种情况下，开关频率fs相对于负载变化基本是恒定的。另一方面，周期TON和周期TOFF以互相相反的方式上进行线性变换，如图20所示。这表明开关操作由当直流输出电压Eo被改变时保持开关频率(开关期间)基本恒定，和改变导通期间和关断期间的占空比控制。这样的控制可以被认为是改变一个周期内的导通期间和关断期间的PWM(脉宽调制)控制。图17所示的电源电路通过这种PWM控制稳定直流输出电压Eo。

图21通过开关频率fs(kHz)和直流输出电压Eo之间的关系示意性地显示了图17所示电源电路的恒压控制特性。

图17所示的电源电路具有初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路。因此，图17所示的电源电路具有以复合方式的两种谐振阻抗特性，就是说与初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振频率fo1和次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振频率fo2相应的谐振阻抗特性。由于图17所示的电源电路具有fo12.8×fo2的关系，次级侧串联谐振频率fo2低于初级侧并联谐振频率fo1，如图21所示。

至于相对于在恒定交变输入电压VAC的条件下的开关频率fs的恒压控制特性，如图21所示，在与初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振频率fo1相应的谐振阻抗下，最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin时的恒压控制特性分别由特性曲线A和特性曲线B代表；在与次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振频率fo2相应的谐振阻抗下，最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin时的恒压控制特性分别由特性曲线C和特性曲线D代表。当恒压控制以直流输出电压Eo的额定电平tg执行时，在图21所示的特性下，恒压控制所需的开关频率的变化范围(必要的控制范围)可以用Δfs指示的区间表示。

图21所示的变化范围Δfs是从与次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振频率fo2相对应的最大负载功率Pomax处的特性曲线C延伸到与初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振频率fo1相对应的最小负载功率Pomin处的特性曲线B。穿过在最大负载功率Pomax处的特性曲线C和最小负载功率Pomin处的特性曲线B之间的是最小负载功率Pomin的特性曲线D以及在最大负载功率Pomax处的特性曲线A，该特性曲线D与次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振频率fo2相对应，该特性曲线A与初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振频率fo1相对应。

因此，作为图17所示的电源电路的恒压控制操作，开关驱动控制通过PWM控制执行，其维持开关频率基本固定以及在一个开关周期内改变占空比(周期TON/周期TOFF)。顺便提及，这由那些事实表明：在图19A、19B和19C的最大负载功率Pomax＝200W、负载功率＝100W和最小负载功率Pomin＝0W时间处所显示的一个开关期间(TOFF+TON)的长度是基本恒定的，而周期TOFF、周期TON的宽度发生改变。

在开关频率的窄变化范围Δfs内，这种操作通过在初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振频率fo1处的谐振阻抗(电容阻抗)占主导的状态和在次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振频率fo2处的谐振阻抗(感应阻抗)占主导的状态之间进行转换获得，作为根据电源电路的负载变化的谐振阻抗特性。(见日本专利公开号No.2000-134925，作为专利文件1)

发明内容

图17所示的电源电路存在下列问题。

在如图19A所示的最大负载功率Pomax的开关电流IQ1处于零电平直到作为导通定时的周期TOFF的结束。当到达周期TON时，开关电流IQ1的操作要使负极电流首先流过主体二极管DD1，然后反向从开关元件Q1的漏极流到源极。该操作指示出了正确地执行了ZVS(零电压转换)。

另一方面，在对应于如图19B所示的中等负载Po＝120W的开关电流IQI的操作在到达作为导通定时的周期TOFF的终点前作为噪声流动。该操作是其中没有正确地执行ZVS的不正常操作。

也就是说，已知如图17所示的具有次级侧串联谐振电路的电压谐振变换器在中等负载时引起了其中没有正确执行ZVS的不正常操作。可以确认，图17所示的实际电源电路例如在如图20所示的部分A的负载变化范围中引起了这样的不正常操作。

如前所述，具有次级侧串联谐振电路的电压谐振变换器，作为一种趋势，本身就具有这样特性：能够在负载变化时以很好的方式维持高效率。但是，如图19B所示的开关电流IQ1，在导通开关元件Q1时，流动了相当大的峰值电流，由此增大了开关损耗，构成了降低功率变换效率的因素。

无论如何，上述不正常操作引起了恒压控制电路系统的相位—增益特性的移动，例如，从而导致在不正常振荡状态中的开关操作。因此，在当前情形下，通常认为将图17的电源电路投入实际应用是很困难的。

因此，考虑到上述问题，根据本发明一个实施例的开关电源电路如下组成。该开关电源电路包括：具有初级侧整流元件和初级侧平滑电容器的初级侧整流和平滑电路，初级侧整流和平滑电路通过整流和平滑商业交流电源生成整流和平滑后的电压；通过开关整流和平滑后的电压变换整流和平滑后的电压为交流电压的开关元件；在初级绕组上施加该交流电压并在次级绕组中生成交流电压的换流变压器；具有次级侧整流元件和次级侧平滑电容器的次级侧整流和平滑电路，该次级侧整流和平滑电路通过整流和平滑该换流变压器的次级绕组中生成的交流电压生成直流电压输出；根据输出直流电压控制开关元件的开关元件控制装置；与换流变压器初级绕组串联的扼流圈；连接到换流变压器的初级绕组和扼流圈之间的连接点上的初级侧串联谐振电容器；与开关元件并联的初级侧并联谐振电容器；钳位电容器和辅助开关元件的串联电路，该串联电路与扼流圈和换流变压器的初级绕组的串联电路并联连接；与换流变压器的次级绕组串联的次级侧串联谐振电容器；其中，在扼流圈和换流变压器的初级绕组的串联电路中初级绕组的一侧与开关元件连接；在扼流圈和换流变压器的初级绕组的串联电路中扼流圈的一侧与初级侧整流和平滑电路连接，形成了具有由扼流圈的电感和初级侧谐振电容器的电容决定的谐振频率的第一初级侧串联谐振电路，形成了具有由换流变压器的初级绕组中存在的漏电感和初级侧串联谐振电容器的电容决定的谐振频率的第二初级侧串联谐振电路，形成了具有由换流变压器的次级绕组中存在的漏电感和次级侧串联谐振电容器的电容决定的谐振频率的次级侧串联谐振电路，第一初级侧串联谐振电路的谐振频率、第二初级侧串联谐振电路谐振频率和次级侧串联谐振电路的谐振频率被设为基本相互等同，当开关元件不导通时辅助开关元件导通。

由此构成的开关电源电路包括：具有初级侧整流元件和初级侧平滑电容器的初级侧整流和平滑电路，初级侧整流和平滑电路通过整流和平滑商业交流电源生成整流和平滑后的电压；通过开关整流和平滑后的电压变换整流和平滑后的电压为交流电压的开关元件；在初级绕组上施加该交流电压并在次级绕组中生成交流电压的换流变压器；具有次级侧整流元件和次级侧平滑电容器的次级侧整流和平滑电路，该次级侧整流和平滑电路通过整流和平滑该次级绕组中生成的交流电压生成直流电压输出；根据输出直流电压控制开关元件的开关元件控制装置。从而，交流电源被变换成为直流电源，由开关元件控制装置控制的开关元件转换为交流电源，并且在换流变压器的次级侧能够获得预定电压。

开关电源电路进一步包括：与换流变压器的初级侧绕组串联的扼流圈；与换流变压器初级侧绕组和扼流圈之间的连接点相串联的初级侧串联谐振电容器；钳制电容器和辅助开关元件的串联电路，该串联电路与换流变压器的初级绕组和扼流圈的串联电路并联连接；与换流变压器的次级绕组串联的次级侧串连谐振电容器。

在扼流圈和换流变压器的初级绕组的串联电路中的初级绕组一侧与开关元件相连接，在扼流圈和换流变压器的初级绕组的串联电路中的扼流圈一侧与初级侧整流和平滑电路相连接，形成了具有由扼流圈电感和初级侧串联谐振电容器的电容决定的谐振频率的第一初级侧串联谐振电路，形成了具有由换流变压器的初级绕组中存在的漏电感和初级侧串联谐振电容器电容决定的谐振频率的第二初级侧串联谐振电路，也形成了具有由换流变压器的次级绕组中存在的漏电感和次级侧串联谐振电容器的电容决定的谐振频率的次级侧串联谐振电路，第一初级侧串联谐振电路的谐振频率、第二初级侧串联谐振电路的谐振频率和次级侧串联谐振电路的谐振频率设置为互相基本等同。由此，开关元件开关频率的可变范围可以被限制得更窄。

另外，当开关元件不导通时辅助开关元件导通，从而使施加到开关元件上的电压得到钳制。

从而，根据本发明具体实施例的在次级侧具有串联谐振电路的开关电源电路消除了在中等负载条件下的不正常操作，在该操作中无法获得ZVS(零电压变换)操作。

另外，由于从商业交流电源经整流和平滑电路生成整流和平滑电压(直流输入电压)的平滑电容器流入开关变换器的电流是直流电，小电容值的部分元件即可作为平滑电容器，并且可以选择通用的产品。由此可以获得诸如成本降低和减小平滑电容器尺寸的效果。

此外，总的电源转换效率特性可以通过根据在电源电路内流动的大量电流的减少的方法降低电源消耗得到大幅度改进。更进一步地，开关元件的电压通过钳制电容器与辅助开关元件的串联电路进行钳制，以便能够降低该开关元件的耐压。

附图说明

图1是E级开关变换器的基本结构示例的电路图；

图2是E级开关变换器的操作波形图；

图3是采用了E级变换器的开关电源电路的结构示例的电路图；

图4是根据具体实施例的电源电路的结构示例的电路图；

图5是在本实施例中的绝缘换流变压器的结构示例图；

图6A和6B是根据实施例的开关电源电路中的主要部件基于开关周期的操作波形图；

图7是示出在根据实施例的开关电源电路中，AC→DC功率变换效率和开关频率相对于负载变化的变化特征的图表；

图8是示出在根据实施例的开关电源电路中，AC→DC功率变换效率和开关频率相对于交变输入电压变化的变化特征的图表；

图9是根据第二实施例的电源电路的结构示例的电路图；

图10A和10B是根据第二实施例的开关电源电路中的主要部件基于开关周期的操作波形图；

图11是示出在根据第二实施例的开关电源电路中，AC→DC功率变换效率和开关频率相对于负载变化的变化特征的图表；

图12是示出在根据第二实施例的开关电源电路中，AC到DC功率变换效率和开关频率相对于交变输入电压变化的变化特征的图表；

图13是根据第三实施例的开关电源电路的结构示例的电路图，该第三实施例是对根据第一实施例和第二实施例的电源电路的初级侧的改进的示例；

图14是根据第二实施例的该电源电路的次级侧的改进示例；

图15A和15B是示出在根据第二实施例的电源电路中，AC到DC功率变换效率的变化和开关频率相对于负载变化和交变输入电压变化的变化特征的图表；

图16A和16B是根据第一和第二实施例的电源电路的次级侧的改进示例；

图17是作为背景技术的开关电源电路的结构示例电路图；

图18是背景技术中绝缘换流变压器的结构示例图；

图19A、19B和19C是作为背景技术的电源电路中的主要部件的操作波形图；

图20是示出在作为背景技术的电源电路中，AC到DC功率变换效率、开关频率和开关元件的导通周期相对于负载变化的变化特征的图表；和

图21是作为背景技术显示的电源电路的恒压控制特性的原理图。

具体实施方式

在描述本发明(在下文中称之为实施例)的最好模式前，将参考图1和图2描述作开关变换器的基本结构，它通过作为本实施例的背景技术的E级谐振(在下文中也称之为E级开关变换器)执行开关操作。

图1显示了E级开关变换器的基本结构。图1所示的E级开关变换器使用了作为E级谐振型操作DC到AC的逆变器。

图1所示的该E级开关变换器具有一个开关元件Q1。在这种情况下该开关元件Q1是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。主体二极管DD1形成的方式要能与作为MOSFET的开关元件Q1的漏极和源极并连。在这种情况下，主体二极管DD1的正向为从源极到漏极的方向。

初级侧并联谐振电容器Cr与开关元件Q1的同一漏极和源极并联连接。开关元件Q1的漏极也经由扼流圈PCC(电感器L10)的串联连接连接到直流电源Ein的正极。开关元件Q1的源极连接到该直流输入电压源Ei的负极。另外，开关元件Q1的漏极和扼流圈L11的一端相连。初级侧串联谐振电容器C11和扼流圈L11的另一端串联。阻抗Z作为负载插入到初级侧串联谐振电容器C11和直流电源Ein的负极之间。在此情况下，阻抗Z的具体例子包括压电变压器、高频荧光灯等。

具有这种结构的E级开关变换器可以认为是复合谐振变换器的一种形式，其具有由扼流圈L10的电感和初级侧并联谐振电容器Cr的电容形成的并联谐振电路和由扼流圈L11的电感和初级串联谐振电容器C11的电容形成的串联谐振电路。具有这样结构的E级开关变换器也可以说是与单端型电压谐振变换器的相同之处在于，开关变换器仅有一个开关元件。

图2显示了具有图1所示结构的E级开关变换器的主要部件的操作。

开关电压V1在开关元件Q1的两端获得。在开关元件Q1导通的周期TON期间，开关电压V1处于零电平，并且在开关元件Q1关断的周期TOFF期间形成正弦波脉冲。这种开关脉冲波形是由上述并联谐振电路的谐振操作(电压谐振操作)获得的。

开关电流IQ1流过开关元件Q1(和主体二极管DD1)。开关电流IQ1在周期TOFF期间处于零电平。对从周期TON的开始的某些期间，开关电流IQ1流过主体二极管DD1，并且因此是负极性的。此后开关电流IQ1反向为正极性，从开关元件Q1的漏极流向源极。流过上述串联谐振电路的电流I2作为E级开关变换器的输出，是通过将流过开关元件Q1(和体二极管DD1)的开关电流IQ1和流过初级侧并联谐振电容器Cr的电流组合而获得的。该电流I2具有包括正弦波分量的波形。开关电流IQ1和开关电压V1之间的关系表明了在关断开关元件Q1定时获得了ZVS操作，以及在导通开关元件Q1定时获得了ZVS和ZCS操作。

由于扼流圈L10的电感值设置为高于扼流圈L11的电感值，流入E级开关变换器以致从直流电源Ein的正极端流入扼流圈L10的输入电流I1有脉动的电流波形，该电流波形具有如图2中所示的预定平均电平。这种脉动电流波形可以认为近似于直流。

本发明人采用了基于上述基本结构的E级开关变换器形成电源电路，并且在该电源电路上进行了试验。图3的电路图显示了该电源电路的结构的例子。

在图3所示的开关电源电路中，一对共模扼流圈CMC和两个跨电容器CL插入在图中所示的商业交流电源AC的线路中。共模扼流圈CMC和跨电容器CL形成了噪声滤波器，它们消除了商业交流电源AC线路上叠加的共模噪声。

来自商业交流电源AC的交流电通过桥式整流电路Di整流，平滑电容器Ci使用该整流输出充电。也就是说，由桥式整流电路Di和平滑电容器Ci构成的整流和平滑电路整流和平滑该交流电从而转换该交流电为直流电。从而，获得了作为平滑电容器Ci两端的电压的直流输入电压Ei。该直流输入电压Ei提供给后级的开关变换器。

在图3中，供有直流输入电压Ei并且执行了开关操作的开关变换器形成为基于图1的基本结构的E级开关变换器。在这种情况下，选择高耐压MOSFET作为开关元件Q1。在此种情况下，驱动该E级开关变换器的系统是外激励方式，其中该开关元件Q1由振荡和驱动电路2开关驱动。

开关元件Q1的漏极经由扼流圈PCC(电感器L10)的串联连接连接到平滑电容器Ci的正极端。这样，在这种情况下，直流输入电压Ei经由扼流圈PCC(电感器L10)的串联连接提供给开关元件Q1的漏极和绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1的一个绕组末端。开关元件Q1的源极与初级侧地连接。由扼流圈绕组N10形成的电感器L10是与在图1所示的E级开关变换器中的扼流圈PCC(电感器L10)相应的功能部件。

从振荡和驱动电路2输出的开关驱动信号(电压)提供给开关元件Q1的栅极。由于在这种情形下选择MOSFET作为开关元件Q1，因此如图3所示，开关元件Q1包含了与开关元件Q1的源极和漏极并联连接的主体二极管DD1。该主体二极管DD1具有与开关元件Q1的源极连接的阳极，和与开关元件Q1的漏极连接的阴极。主体二极管DD1形成了用于使相反的开关电流通过的路径，该电流是由开关元件Q1的ON/OFF操作(ON表示导通和OFF表示不导通，并且该ON/OFF操作是其中ON和OFF交替重复的开关操作)引起的。

初级侧并联谐振电容器Cr与开关元件Q1的漏极和源极并联连接。初级侧并联谐振电容器Cr的电容和由绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1产生的漏电感器L1的漏电感形成初级侧并联谐振电路(电压谐振电路)，以使开关电流流过开关元件Q1。顺便提及，假定扼流圈PCC(电感器L10)的电感值高于漏电感器L1的电感值，上述初级侧并联谐振电路不包括扼流圈PCC(电感器L10)。然而，当由扼流圈PCC(电感L10器)、平滑电容器Ci和初级侧并联谐振电容器Cr形成的谐振电路的谐振频率接近由初级侧并联谐振电容器Cr和漏电感器L1形成的谐振电路的谐振频率时，需要考虑到扼流圈PCC(电感器L10)对初级侧并联谐振电路的作用，例如在扼流圈PCC(电感器L10)的电感值接近漏电感器L1的电感值的情况下，在稍后描述的初级侧串联谐振电容器C11的值接近初级侧并联谐振电容器Cr的值的情况下，以及在平滑电容器Ci的电容值接近初级侧并联谐振电容器Cr的值的情况下。该初级侧并联谐振电路执行谐振操作，借此获得了电压谐振型操作，首先作为开关元件Q1的开关操作。因此，在开关元件Q1关断周期中，获得了作为开关电压V1的正弦形谐振脉冲波形，该开关电压V1是开关元件Q1的漏极和源极之间的电压。

由稍后描述的绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1和初级侧串联谐振电容器C11组成的串联连接电路与开关元件Q1的漏极和源极并联。在这种情形下，初级绕组N1的一个绕组末端(例如绕组终点端部分)和开关元件Q1的漏连接，和初级绕组N1的另一个绕组末端(例如绕组开始端部分)和初级侧串联谐振电容器C11连接。初级侧串联谐振电容器C11的没有连接到初级绕组N1的电极端连接到处于初级侧地电位的开关元件Q1的源极。

为了通过外激励的方式驱动开关元件Q1，振荡和驱动电路2根据振荡电路获得的振荡信号产生驱动信号作为开关—驱动MOSFET的栅极电压，然后将驱动信号提供给开关元件Q1的栅极。从而该开关元件Q1根据驱动信号的波形连续地执行开/关的操作。即，开关元件Q1执行开关操作。

绝缘换流变压器PIT将初级侧开关变换器的开关输出传送到次级侧，初级侧和次级侧在直流方面相互绝缘。为此，初级绕组N1和次级绕组N2是盘绕的。

在这种情况下绝缘换流变压器PIT的结构具有例如由铁氧体材料的E型磁芯互相组合形成的EE型磁芯。绕组部分分为初级侧绕组部分和次级侧绕组部分。初级侧绕组N1和次级侧绕组N2沿着该EE型磁芯的中心磁芯柱部分缠绕。

另外，该绝缘换流变压器PIT的EE型磁芯之中心磁芯柱中形成大约1.6mm的间隙。从而，获得了初级侧和次级侧之问的耦合系数k大约为0.75。这种水平的耦合系数k通常认为代表弱耦合，相对应地该绝缘换流变压器PIT不容易达到饱和状态。

绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1是在初级侧形成的E级开关变换器中形成初级侧串联谐振电路的元件，稍后将会描述。绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1根据开关元件Q1的开关输出获得交变输出。

由初级绕组N1感应的交变电压出现在在绝缘换流变压器PIT的次级侧的次级绕组N2上。次级侧串联谐振电容器C2与次级绕组N2串联连接。从而，次级绕组N2的漏电感器L2和次级侧串联谐振电容器C2的电容组成次级侧串联谐振电路。这个次级侧串联谐振电路根据稍后所述的次级侧整流电路的整流操作执行谐振操作。由此流过次级侧绕组N2的次级侧绕组电流成为正弦形。也就是说，在次级侧获得电流谐振操作。

这种情况中次级侧整流电路通过将两个整流二极管Do1和Do2以及一个平滑电容器Co连接到如上所述与次级侧串联谐振电容器C2串联连接的次级绕组N2从而形成为倍压半波整流电路，对于该倍压器半波整流电路的连接方式，整流二极管Do1的阳极和整流二极管Do2的阴极经由次级侧串联谐振电容器C2与次级绕组N2的绕组终止端部分连接。整流二极管Do1的阴极连接到平滑电容器Co的正电极端子。次级绕组N2的绕组开始端部分和整流二极管Do2的阳极连接到平滑电容器Co处于次级侧接地电位的负电极端子。

如此形成的倍压半波整流电流的整流操作如下。首先，在与作为感应在次级绕组N2中的交变电压的次级绕组N2的一个极性或两端的电压(次级绕组电压)相对应的半周期中，正向电压提供给整流二极管Do2，和该整流二极管Do2导通从而以整流电流对次级侧串联谐振电容器C2充电。从而，在次级侧串联谐振电容器C2两端生成了这样的电压，该电压的电平对应于在次级绕组N2中所感应的交变电压电平的一倍。在与次级绕组电压V3的另一极性相对应的下一半周期中，正向电压被提供给整流二极管Do2，从而整流二极管Do2导通。此时，平滑电容器Co通过将次级绕组电压V3的电势叠加在次级侧串联谐振电容器C2两端的电压上而得到的电势进行充电。

从而，作为平滑电容器Co两端的电压，获得了这样的直流输出电压Eo：其电平对应于次级绕组N2中所感应的交变电压电平的两倍。在该整流操作中，平滑电容器Co仅在次级绕组N2所感应的交变电压的一个周期中充电。也就是说，获得了倍压半波整流操作。这种整流操作可以被认为是在由次级绕组N2和次级侧串联谐振电容器C2串联连接形成的次级侧串联谐振电路的谐振输出上执行的整流操作。这样产生的直流输出电压Eo提供给负载。该直流输出电压Eo也被分叉，输出作为控制电路1的检测电压。

控制电路1向振荡和驱动电路2提供对应于输入的直流输出电压Eo的电平变化的检测输出。振荡和驱动电路2根据控制电路1输入的检测输出，驱动开关元件Q1以改变开关频率，这样说，也改变在一个开关周期中周期TON和周期TOFF之间的占空比(传导角)。该操作是对于次级侧直流输出电压的恒压控制操作。

如前所述的对开关元件Q1的开关频率和传导角的可变控制改变了电源电路中初级侧和次级侧的谐振阻抗和功率传送的有效期，也改变了从绝缘换流变压器初级绕组N1到次级绕组N2传递的功率量和从次级侧整流电路提供给负载的功率量。因此获得了控制直流输出电压Eo的电平的操作，以消除直流输出电压Eo的电平的变化。那就是，直流输出电压Eo被稳定了。

当如前所述在图3的电源电路初级侧形成的开关变换器(Q1、Cr、L10、N1和C11)与图1所示的E级变换器的电路结构相比较时，图3中的开关变换器可以认为是通过从图1的电路中省略了作为负载的阻抗Z和以绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1(漏电感器L1)替代扼流圈L11的绕组形成的。在图3的初级侧开关变换器中，扼流圈PCC(电感器L10)的电感和初级侧并联谐振电容器Cr的电容形成了初级侧并联谐振电路，并且绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1的漏电感器L1和初级侧串联谐振电容器C11的电容形成了初级侧串联谐振电路。

由此可以说，图3中的初级侧开关变换器是作为执行E级谐振型开关操作的E级开关变换器形成的。由初级侧开关变换器的开关操作获得的开关输出(交变输出)从与扼流圈L11相应的初级绕组N1经由绝缘换流变压器PIT的磁耦合传递给次级绕组N2。于是，在次级侧，执行了整流以获得直流输出电压Eo。即，图3所示的电源电路形成为在初级侧具有E级开关变换器的DC到DC的变换器。

此外，由此形成的初级侧E级开关变换器也可以认为是复合谐振变换器或者软开关电源结构，其中形成的初级侧串联谐振电路的初级绕组N1和初级侧串联谐振电容器C11的串联连接电路连接到由扼流圈PCC(电感器L10)或漏电感器L1，或扼流圈PCC(电感器L10)和漏电感器L1、初级侧并联谐振电容器Cr和开关元件Q1(和主体二极管DD1)形成的电压谐振变换器。在上面的句子中，“扼流圈PCC(电感器L10)或漏电感器L1，或扼流圈PCC(电感器L10)和漏电感器L1”是指：当扼流圈PCC(电感器L10)的电感值远高于漏电感器L1的电感值时无需考虑扼流圈PCC(电感器L10)的值，以及当扼流圈PCC(电感器L10)的电感值和漏电感器L1的电感值相互接近时，扼流圈PCC(电感器L10)的电感值和漏电感器L1的电感值都需要考虑到。

通常认为在初级侧具有电压谐振变换器的电源电路实际上无法投入实际应用，因为该电源电路具有狭窄的负载功率控制范围，且不能在轻负载时保持零电压转换(ZVS)。因而，当电源电路按照图17中作为传统例子所示提供次级侧串联谐振电路给初级侧电压谐振变换器而构成，并且形成倍压半波整流电路作为次级侧整流电路时，本发明人进行了试验，获得了比在此时之前的具有电压谐振变换器的电源电路更接近实际应用的特性。

然而，图17的电源电路引起了不正常操作，其中参阅图19B描述，在中等负载时，在开关元件Q1关断周期(TOFF)的结束前电流以正极方向(在这种情况下从漏极到源极)流过开关元件Q1，于是不能获得ZVS操作。因此将图17的电源电路结构投入实际应用仍然是困难的。

参阅图3描述的电源电路可以说是采用了和图17的传统电源电路相同的结构，原因就在于参阅图3描述的电源电路是具有如前所述的在初级侧上的电压谐振变换器形式的电路的复合谐振变换器。

然而，当在图3的电源电路上进行试验时，可以确定其中在中等负载时无法获得ZVS操作的不正常操作被消除了，并且在预定处理负载功率的全部范围内获得正常的开关操作。

可以确认的是：如图17所示的电源电路在中等负载时的不正常操作倾向于当具有电压谐振变换器和次级侧串联谐振电路的复合谐振变换器形成时发生。其主要原因是：形成的电压谐振变换器的初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路(整流电路)的同时操作产生的交互作用。即，在中等负载时的上述不正常操作的真正原因可以认为是其中初级侧电压谐振变换器和次级侧串联谐振电路的电路互相结合的电路结构。在此基础上，图3所示的电源电路具有E级开关变换器用作初级侧开关变换器以替代电压谐振变换器的结构。

因为这种结构，不管是否在次级侧提供串联谐振电路，图3的电源电路都消除了在中等负载时无法获得ZVS的不正常操作。

因此，图3的电源电路消除了不正常操作，该不正常操作是作为传统例子的图17的电源电路中存在的问题。

然而，在这种E级变换器和多谐振变换器结合的情况下，当作为输入交变电压的输入交变电压VAC的值是264V时，作为在开关元件Q1关断周期期间生成的电压谐振脉冲电压的开关电压V1的峰值高达1600V，并且开关元件Q1的耐压包括余量需要是大约1800V。

因此，作为本实施例，提出一种结构：其中E级开关变换器应用到作为对图3所示的电源电路进一步改进的电源电路上，借此消除在中等负载时的不正常操作，并且允许降低开关元件Q1的耐压。

(第一实施例)

作为这样的电源电路的根据第一实施例的电源电路的结构示例如图4所示。顺便提及，在图4中，和图3中相同的部件以同样的附图标记表示，并且对它们的描述将省略。

图4所示的电源电路用扼流圈PCC(电感器L10)实现了E级开关操作，该扼流线圈PCC(电感器L10)具有增加到电压谐振变换器的初级侧的扼流圈绕组N10。在此情况下，绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1和次级绕组N2之间的耦合系数为0.8或更低，这代表弱耦合。在次级侧，次级侧串联谐振电容器C4和次级绕组N2串联连接，形成从全波桥中获得直流输出电压的复合谐振变换器。进一步，箝位电容器C3和辅助开关元件Q2的串联电路以并联方式与该复合谐振变换器的扼流圈PCC(电感器L10)和绝缘换流变压器PIT的串联电路相连接。

作为绝缘换流变压器PIT的初级绕组的绝缘换流变压器辅助绕组Ng，电阻Rg1和电阻Rg2被提供用来控制辅助开关元件Q2的栅极。

复合谐振变换器部分的开关元件Q1和辅助开关元件Q2都可以是MOSFET、IGBT和BJT中的任意一种。然而，下面的描述将以使用MOSFET的情形作出。

图4中电源电路的主要部件如下连接。绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1和扼流圈PCC相互串联连接。初级侧串联谐振电容器C11连接到绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1和扼流圈PCC之间的连接点。箝位电容器C3和辅助开关元件Q2的串联电路以并联方式与扼流圈PCC和绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1的串联电路相连接。扼流圈PCC和绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1的串联电路的初级绕组侧(图4中绝缘换流变压器辅助绕组Ng和初级绕组N1之间的连接点)被连接到开关元件Q1。扼流圈PCC和绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1的串联电路的扼流圈PCC侧(图4中箝位电容器C3连接的一侧)连接到初级侧整流和平滑电路。

形成了具有由扼流圈PCC的电感器L10的电感和初级侧串联谐振电容器C11决定的谐振频率的第一初级侧串联谐振电路。形成了具有由绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1中存在的漏电感器L1的电感和初级侧串联谐振电容器C11决定的谐振频率的第二初级侧串联谐振电路。该第一初级侧串联谐振电路的谐振频率和第二初级侧串联谐振电路的谐振频率设为相互基本上相等。

更进一步，提供绝缘换流变压器辅助绕组Ng。来自绝缘换流变压器辅助绕组Ng的电压被电阻Rg1和电阻Rg2分压，然后作用于用作辅助开关元件Q2的MOSFET的栅极上。箝位电容器C3连接到该辅助开关元件Q2的漏极。也就是，箝位电容器C3和辅助开关元件Q2形成串联连接电路。该箝位电容器和辅助开关元件Q2的串联连接电路以并联方式与扼流圈PCC(电感器L10)和绝缘换流变压器的初级绕组N1的串联电路相连接。

顺便提及，该绝缘换流变压器辅助绕组Ng被缠绕以便从初级绕组N1堆叠。然而，该绝缘换流变压器辅助绕组Ng被连接以便被堆叠，因为用作辅助开关元件Q2的MOSFET的源极连接到初级绕组N1的一端，从而当绝缘换流变压器辅助绕组Ng作为独立绕组提供时没有什么问题。在如上所述的电路形式中，通过绝缘换流变压器辅助绕组Ng生成的电压具有这样的极性：当开关元件Q1是关断(不导通)时辅助开关元件Q2是接通的(导通)。该辅助开关元件Q2处于接通(导通)的时间可以通过改变电阻Rg1和电阻Rg2的电阻值之间的比率来调节。该该辅助开关元件Q2包括主体二极管DD2。这样该辅助开关元件Q2能够在一个方向上对电流进行接通/关断开关控制，在另一个方向上对电流具有接通的状态。由此该辅助开关元件Q2可以在两个方向上通过电流。

根据开关元件Q1的开关操作，在开关元件Q1关断周期期间，初级侧并联谐振电路的电压谐振操作使得充电或放电电流流过初级侧并联谐振电容器Cr。在开关元件Q1导通周期期间，初级侧串联谐振电路执行谐振操作从而使谐振电流流过从初级侧串联谐振电容器C11经初级绕组N1到开关元件Q1的路径和从初级侧串联谐振电容器C11经扼流圈绕组N10到开关元件Q1的路径。

在本实施例中，“受控制”的谐振频率是指谐振频率主要由这些因素决定。例如，第一初级侧串联谐振电路不仅有电感器L10和初级侧串联谐振电容器C11，而且有平滑电容器Ci作为部件。然而，平滑电容器Ci的电容值与初级侧串联谐振电容器C11相比非常大。因此，第一初级侧串联谐振电路的谐振频率值高度依赖于初级绕组N1中存在的电感器L10的电感值和初级侧串联谐振电容器C11的值，并且几乎不依赖于与“受控制”的阻抗频率相应的平滑电容器Ci的电容值。作为另一个例子，初级侧并联谐振电路具有由初级侧串联谐振电容器C11、初级侧并联谐振电容器Cr和漏电感器L1决定的谐振频率，当初级侧串联谐振电容器C11的电容值与初级侧并联谐振电容器Cr的电容值相比非常小时，几乎不依赖于初级侧串联谐振电容器C11的电容值的初级侧并联谐振频率对应于由初级侧并联谐振电容器Cr和漏电感器L1决定的初级侧并联谐振频率。

至于次级侧，绝缘换流变压器PIT具有次级绕组N2，和初级绕组N1一样，因为绝缘换流变压器的弱耦合次级绕组N2具有漏电感器L2。形成了具有由绝缘换流变压器PIT的次级绕组N2中存在的漏电感器L2和次级侧串联谐振电容器C4所决定的谐振频率的次级侧串联谐振电路。

次级侧串联谐振电路和次级侧整流和平滑电路相互串联连接。该次级侧整流和平滑电路具有次级侧整流元件和次级侧平滑电容器。该次级侧整流元件由具有输入端和输出端的整流二极管Do1到Do4的桥式连接形成。整流二极管Do1和整流二极管Do2之间的连接点与整流二极管Do3和整流二极管Do4之间的连接点被设为输入侧，整流二极管Do1和整流二极管Do3之间的连接点与整流二极管Do2和整流二极管Do4之间的连接点被设为输出侧。平滑电容器Co和桥式连接的输出侧连接。这样的次级侧整流和平滑电路是能够整流在次级绕组N2中生成的正电压和负电压的全波整流电路，然后将整流后的电压用作负载电源。

图4所示的开关电源电路的更多细节将在下面描述。图5显示了绝缘换流变压器PIT的结构的示例，该绝缘换流变压器PIT设置在具有上面所描述的结构的图4的电源电路中。绝缘换流变压器PIT具有EE型磁芯，磁芯由采用铁氧体材料制成的E型磁芯CR1和E型磁芯CR2相互组合而成。而且该绝缘换流变压器PIT具有由树脂等材料形成的具有相互分开使得相互独立的初级侧绕组部分和次级侧绕组部分的线架B。初级侧绕组N1和绝缘换流变压器辅助绕组Ng围绕线架B的一个绕组部分绕制。次级绕组N2围绕线架B的另一个绕组部分绕制。

这样绕制了初级侧绕组和次级侧绕组的线架B被附接到上述EE型磁芯(CR1和CR2)。从而，初级侧绕组N1、绝缘换流变压器辅助绕组Ng和次级侧绕组N2在各自不同的缠绕区域中围绕EE型磁芯的中心磁芯柱缠绕。这样，获得了绝缘换流变压器PIT的整体结构。

另外，在EE型磁芯的中心磁芯柱中形成了如图中所示的间隙G。由此获得了作为耦合系数K的弱耦合状态。也就是说，获得了比图14所示的现有技术电源电路的绝缘换流变压器PIT更弱耦合的状态。顺便提及，可以通过使得E型磁芯CR1和CR2的中心磁芯柱短于E型磁芯CR1和CR2的两个外磁芯柱，来形成间隙G。在本实施例中，EER-35用作磁芯材料，间隙G设为1.6mm，初级绕组N1的匝数设为48T，次级绕组N2的匝数设为30T，绝缘换流变压器辅助绕组Ng的匝数设为1T。绝缘换流变压器PIT自己的初级侧绕组N1和次级侧绕组N2之间的耦合系数k设置为0.75。

扼流圈PCC也可以通过提供绕组给具有预定形状和预定尺寸的EE型磁芯来形成。在本实施例中，ER-25用作磁芯材料，间隙G设为0.8mm，扼流圈绕组N10的匝数设为30T，并且获得了0.5mH(毫亨)作为电感器L10的电感值。因此，电感器L10的电感值被减小以便使第一初级侧串联谐振频率和第二初级侧串联谐振频率相互接近，并且减小了扼流圈PCC中的铁损失和铜损失。

在获得稍后描述的试验结果时，对具有图4所示电路形式的电源电路的主要部分作出如下选择。

为初级侧并联谐振电容器Cr、初级侧串联谐振电容器C11、箝位电容器C3和次级侧串联谐振电容器C4的电容选择下面的值。

Cr＝1000pF

C11＝0.027μF

C3＝0.1μF

C4＝0.068μF

为电阻Rg1和电阻Rg2选择下面的值。

Rg1＝150Ω(ohms)

Rg2＝100Ω

关于处理的负载功率，最大负载功率Pomax＝300W和最小负载功率Pomin＝0W(无负载)。直流输出电压Eo是175V。

图6A和图6B的波形图引证作为在图4的电源电路上的试验的结果。图6A显示了，在最大负载功率Pomax＝300W和输入交变电压VAC＝100V的条件下，作为开关元件Q1两端电压的开关电压V1、作为流过开关元件Q1的电流的开关电流IQ1、作为流过扼流圈PCC的电流的输入电流I1、作为初级侧串联谐振电容器C11两端电压的初级侧串联谐振电压V2、作为流过初级绕组N1的电流的初级绕组电流I2、作为流过初级侧并联谐振电容器Cr的电流的初级侧并联谐振电流ICr、作为流过辅助开关元件Q2的电流的辅助开关电流IQ2、作为在次级绕组N2中生成的电压的次级绕组电压V3和作为流过次级绕组N2的电流的次级绕组电流I3。

图6B显示了，在最大负载功率Pomax＝300W和输入交变电压VAC＝230V的条件下的开关电压V1、开关电流IQ1、输入电流I1、初级侧串联谐振电压V2、初级绕组电流I2、初级侧并联谐振电流ICr、辅助开关电流IQ2、次级绕组电压V3和次级绕组电流I3。

图4的电源电路的基本操作将参考图6A的波形图进行描述。

开关元件Q1被施加了平滑电容器Ci两端的电压作为直流输入电压Ei，并且执行开关操作。

至于开关电压V1(开关元件Q1的漏极和源极之间的电压)，开关元件Q1由来自振荡和驱动电路2的信号驱动以打开或关闭漏极和源极之间的部分。在此情形下，辅助开关电流IQ2流过箝位电容器C3。因此当输入交变电压VAC是100V时开关电压V1被提高到420V的低值，当输入交变电压VAC是230V时被提高到640V的低值。即，当辅助开关元件Q2和箝位电容器C3不存在时，在关断周期获得了正弦谐振脉冲波形。该正弦谐振脉冲波形的峰值部分被箝位。然而，该正弦波的上升沿周围的波形实质上与没有执行箝位的情形中相同，并且充分获得在开关元件Q1关断定时的ZVS(零电压转换)操作的效果。

开关电流IQ1(流过开关元件Q1的电流)从漏极侧流过开关元件Q1(和主体二极管DD1)。开关周期被分为开关元件Q1处于导通的周期TON和开关元件Q1处于关断的周期TOFF。开关电压V1在周期TON期间具有零电平和在周期TOFF期间具有谐振脉冲波形。初级侧并联谐振电路的谐振操作获得了作为正弦谐振波形的开关电压V1的电压谐振脉冲。

在周期TOFF期间开关电流IQ1具有零电平。当在周期TOFF结束之后周期TON开始并且到达打开定时的时候，开关电流IQ1首先流过主体二极管DD1，并因此具有负极性的波形。然后，开关电流IQ1经过反向从漏极流到源极，并由此具有正极性的波形。

输入电流I1(从平滑电容器Ci流向初级侧开关变换器的电流)经由由扼流圈绕组N10形成的电感器L10的电感和初级绕组N1的漏电感器L1的组合电感流动。从而，从平滑电容器Ci流向开关变换器的电流是脉动电流。

初级侧串联谐振电压V2(初级侧串联谐振电容器C11两端的电压)具有与开关周期相应的接近于正弦波的交变波形。

初级绕组电流I2(流过初级绕组N1的电流)根据开关元件Q1的开关操作流过初级绕组N1。在这种情形下，该初级绕组电流I2具有通过实质上将开关电流IQ1和初级侧并联谐振电流Icr相互组合获得的波形。开关元件Q1执行开/关操作，借此在周期TOFF(关断)中作为开关电压V1的谐振脉冲电压施加到形成的初级侧串联谐振电路的初级绕组N1和初级侧串联谐振电容器C11的串联连接电路上。因此，初级侧串联谐振电路执行谐振操作，并且初级绕组电流I2具有与开关周期相应的包括正弦分量的交变波形。

初级侧并联谐振电流ICr(流过初级侧并联电容器的电流)正极性地流过初级侧并联电容器Cr，借此开始对初级侧并联电容器Cr充电的操作。于是，开关电压V1开始从零电平正弦地上升，并且电压谐振脉冲也上升。当初级侧并联谐振电流ICr反转为负极性时，初级侧并联电容器Cr从充电状态转变为放电状态，并且电压谐振脉冲从峰值电平下降。这样的操作表明在开关元件Q1导通或关断时获得了由初级侧并联谐振电路进行的ZVS操作和由次级侧串联谐振电路进行的ZCS操作。因此，初级侧并联谐振电流ICr(流过初级侧并联电容器Cr的电流)在开关电压V1的上升沿和开关电压V1的下降沿的定时流动从而降低了开关元件Q1的开关损耗。

辅助开关电流IQ2(流过辅助开关元件Q2的电流)在每次开关元件Q1关闭时流动，以便箝位开关电压V1，因此阻止过度电压作用于开关元件Q1漏极和源极之间。即，初级绕组电流I2和初级绕组N1中生成的电压以及在绝缘换流变压器辅助绕组Ng中生成的电压互相之间移动90°的相位。在开关元件Q1关断的定时，打开开关元件辅助开关元件Q2的电压由绝缘换流变压器辅助绕组Ng两端产生，以使辅助开关元件Q2被接通以使电流通过箝位电容器C3，因此阻止了开关元件Q1的漏极和源极之间的电压的增加。

次级绕组电压V3(次级绕组N2两端的电压)在整流二极管Do1到Do4导通周期期间被箝位于与直流输出电压Eo相应的绝对值电平上。

次级绕组电流I3(流过次级绕组N2的电流)接近于正弦电流。

图7和图8显示了根据图4所示的本实施例的电源电路的特性。图7显示了当输入交变电压VAC为100V和当输入交变电压VAC为230V时负载功率处于0W到300W的范围中根据本实施例的改进后E级开关操作复合谐振变换器的AC到DC的功率变换效率(ηAC→DC)和开关频率fs。图7中所示的实线表示了输入交变电压VAC的值为100V时的情况。图7中所示的虚线表示了输入交变电压VAC的值为230V时的情况。

图8显示了当负载功率为300W时输入交变电压VAC在85V到230V的范围中根据本实施例的改进后E级开关操作复合谐振变换器的AC到DC的功率变换效率(ηAC→DC)和开关频率fs。

如图7所示，当输入交变电压VAC的值为100V时，AC到DC的功率变换效率达到91.5％，而开关频率fs为88kHz并且开关频率fs的可变化范围Δfs为0kHz。由此获得了优良的结果。当输入交变电压VAC的值为230V时，AC到DC的功率变换效率达到94.1％，而开关频率fs处于122.5kHz到124kHz的范围内，并且开关频率fs的可变化范围Δfs为1.5kHz。从而，直流输出电压通过PFM(脉冲频率调制)和PWM(脉宽调制)稳定。在输入交变电压VAC的值为100V的情形和输入交变电压VAC的值为230V的情形中的任一情形中，开关频率fs的可变化范围Δfs与图17所示的作为背景技术的电路相比显著减小。其原因是通过提供具有基本上相同谐振频率的第一初级侧串联谐振电路、第二初级侧串联谐振电路和次级侧串联谐振电路，和另外提供绝缘换流变压器辅助绕组Ng给绝缘换流变压器PIT使得开关元件Q1和辅助开关元件Q2的占空比(周期TON/周期TOFF)响应于负载功率和输入交变电压VAC的变化而改变，可变化范围Δfs能够变窄。进一步地，初级侧并联谐振电容器Cr的增加形成了初级侧并联谐振电路，借此本实施例进一步变窄了可变范围Δfs，并且可以使用低阻抗的MOS-FET，从而提高效率。

如图8所示，当提供300W的负载功率时，随着输入交变电压VAC的增加开关频率fs上升。输入交变电压VAC在170V到220V的范围中的AC到DC功率变换效率(ηAC→DC)为94％的高效率。AC到DC功率变换效率值代表着与图17作为背景技术所示的电路相比在宽交变输入电压范围下的高效率。

在图17所示的作为传统例子的电源电路中，从平滑电容器Ci流入开关变换器的电流经由绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1流入开关元件Q1和初级侧并联谐振电容器Cr。在这种情况下，从平滑电容器Ci流入开关变换器的电流是初级绕组电流I2，并且由此具有了由开关周期决定的相对高频率。即，充电和放电电流以参考商业交流电源周期的高频率流过平滑电容器Ci。

因为作为平滑电容器Ci的部分元件要求具有高的耐压，那么例如铝电解电容器被经常使用。和其它种类的电容器相比，铝电解电容器在高频操作时往往减小电容和增大损耗角的正切。因此，具有低ESR(等效串联阻抗)和高允许脉动电流值的特殊产品被选择为用作平滑电容器Ci的铝电解电容器。此外，需要选择适当大的值作为平滑电容器Ci的元件的电容。当图17的电源电路的结构用来处理例如和本实施例相等的最大负载功率Pomax＝300W时，需要选择大约1000μF(的电容)。这种铝电解电容器比通用铝电解电容器昂贵得多，在包括了与电容的增加相应增加的部分价格的成本方面是不利的。

另一方面，在根据图4所示的本实施例的电源电路中，从平滑电容器Ci流入开关变换器的电流经由扼流圈绕组N10和初级绕组N1的串联连接流入开关元件Q1侧。因此，电流仅在从平滑电容器Ci流入开关变换器的一个方向上流动，并且是接近于直流的脉动电流，如图6A中的初级绕组电流I1所示。因为从平滑电容器Ci流入开关变换器的电流实质上是直流，本实施例没有引起上述减小电容和增大损耗角的正切的问题。这样，在直流输入电压Ei中具有商业交流电源的周期的脉动被减小了。因为这些原因，通用的铝电解电容器可以选作本实施例中的平滑电容器Ci。此外，因为较低的脉动电压，比在图17的电路的情形下更低的值可以选作平滑电容器Ci的元件电容。从而，本实施例使得降低平滑电容器Ci的成本成为可能。进一步地，输入电流I1具有正弦波形，并且因此获得了减小高频噪声的效果。

另外，图4中E级开关变换器用作初级侧开关变换器的电路中消除了在中等负载时的不正常操作。在图4的电路中获得了适当的ZVS操作。在此不正常操作的现象中，如图19B所示，开关元件Q1在打开定时(周期TON的开始)之前打开，并且正极性的开关电流IQ1从源极流向漏极。开关电流IQ1的这种操作增加了开关损耗。在本实施例中，与不正常操作相对应的开关电流IQ1的操作不会发生，因此开关损耗不增加。这是在功率变换效率提高中的一个因素。

正如通过图6A和图19A之间开关电流IQ1的比较能够理解，和本实施例相应的图6A中的开关电流IQ1的波形在周期TON结束前有波峰。图6A所示的开关电流IQ1的波形表明开关电流IQ1的电平在关断时被减小。当开关电流IQ1的电平在关断时被减小时，开关损耗在关断时相应减小，由此功率变换效率得到提高。

开关电流IQ1的这种波形通过初级侧开关变换器的E级开关操作获得。另外，在本实施例中，输入电流I1具有脉动电流波形，并且因此获得了降低高频噪声的效果。

更进一步地，提供了辅助开关元件Q2和箝位电容器C3，并且使得辅助开关电流IQ2和开关元件Q1的关断同步流动。由此即使当输入交变电压VAC的值为230V时施加到开关元件Q1的电压的最高电压值为大约640V。因此开关元件Q1所需的耐压大大降低，使得开关元件Q1易于选择，并且因此减小了开关电源电路的成本。例如，当不提供辅助开关元件Q2和箝位电容器C3时，开关元件Q1的耐压需要达到大约1800V。在这种情况下，当使用MOSFET时，在现有技术水平下具有这种高耐压的MOSFET的导通阻抗值大约为7Ω。另一方面，当提供辅助开关元件Q2和箝位电容器C3时，900V作为开关元件Q1的耐压是足够的。在现有技术水平下具有这种低耐压的MOSFET的导通阻抗值为大约1.2Ω。从而，由导通阻抗引起的损耗也减小了，于是AC到DC功率变换效率得以提高，开关元件Q1的选择容易了，成本减少了。顺便提及，在辅助开关元件Q2中的功耗很低，通过仅增加电阻Rg1、电阻Rg2和绝缘换流变压器辅助绕组Ng形成了栅极驱动电路。考虑到作为开关元件Q1的耐压降低带来的成本的减小，装置整体上的成本没有增加，取而代之的是装置整体上的成本减小了。更进一步地，扼流圈PCC中的铁损耗和铜损耗的减小也进一步提高了效率。

(第二实施例)

图9显示了根据第二实施例的电源电路的结构的示例。顺便提及，图9中的初级侧与第一实施例相同，因此将省略关于它的描述。

在次级侧形成了倍压全波整流电路。由部分绕组N2’和与部分绕组N2’相同绕制方向上的部分绕组N2”形成了次级绕组，部分绕组N2’和部分绕组N2”通过中央抽头彼此分隔。次级侧串联谐振电容器由次级侧串联谐振电容器C4’和次级侧串联谐振电容器C4”组成。次级侧平滑电容器由次级侧平滑电容器Co’次级侧平滑电容器Co”组成。次级侧整流元件由相互桥式连接的整流二极管Do1到Do4形成。次级侧平滑电容器C4’的一端和由整流二极管Do1到Do4形成的桥式连接的一个输入侧相连接。次级侧平滑电容器C4”的一端和由整流二极管Do1到Do4形成的桥式连接的另一个输入侧相连接。次级侧平滑电容器Co’和由相互采用桥式连接的整流二极管Do1到Do4的一个输出侧连接。相互采用桥式连接的整流二极管Do1到Do4的另一个输出侧经由次级侧平滑电容器Co”和次级绕组的中央抽头相连。

至于处理的负载功率，最大负载功率Pomax＝300W，最小负载功率Pomin＝0W(无负载)。直流输出电压Eo是175V。

图10A和图10B的波形图引证作为在图9的电源电路上试验的结果。图10A显示了在最大负载功率Pomax＝300W和输入交变电压VAC是100V的条件下，作为开关元件Q1两端的电压的开关电压V1、作为流过开关元件Q1的电流的开关电流IQ1、作为流过扼流圈PCC的电流的输入电流I1、作为初级侧串联谐振电容器C11两端的电压的初级侧串联谐振电压V2、作为流过初级绕组N1的电流的初级绕组电流I2、作为流过初级侧并联谐振电容器Cr的电流的初级侧并联谐振电流ICr、作为流过辅助开关元件Q2的电流的辅助开关电流IQ2、作为在次级绕组N2中生成的电压的次级绕组电压V3和作为流过次级绕组N2的电流的次级绕组电流I3。

图10B显示了在最大负载功率Pomax＝300W和输入交变电压VAC＝230V的条件下的开关电压V1、开关电流IQ1、输入电流I1、初级侧串联谐振电压V2、初级绕组电流I2、初级侧并联谐振电流ICr、辅助开关电流IQ2、次级绕组电压V3和次级绕组电流I3。

图9的电源电路的基本操作将参考图10A的波形图进行描述。

开关元件Q1被供有平滑电容器Ci两端的电压作为直流输入电压Ei，它执行开关操作。

至于开关电压V1(开关元件Q1的漏极和源极之间的电压)，开关元件Q1由来自振荡和驱动电路2的信号驱动以打开或关闭漏极和源极之间的部分。在此情形下，辅助开关电流IQ2流过箝位电容器C3。因此当输入交变电压VAC是100V时开关电压V1被提高到420V的低值，当输入交变电压VAC是230V时被提高到640V的低值。

图11和图12显示了根据图9所示的本实施例的电源电路的特性。图11显示了当输入交变电压VAC为100V和当输入交变电压VAC为230V时负载功率处于0W到300W的范围中根据本实施例的改进的E级开关操作复合谐振变换器的AC到DC的功率变换效率(ηAC→DC)和开关频率fs。图11中所示的实线表示了输入交变电压VAC的值为100V时的情况。图11中所示的虚线表示了输入交变电压VAC的值为230V时的情况。

图12显示了当负载功率为300W时输入交变电压VAC在85V到230V的范围中根据本实施例的改进后E级开关操作复合谐振变换器的AC(交流)功率到DC(直流)功率的功率变换效率(ηAC→DC)和开关频率fs。

如图11所示，当输入交变电压VAC的值为100V时，AC到DC功率变换效率达到91.8％，同时开关频率fs为88.4kHz并且开关频率fs的可变化范围Δfs为0kHz。由此获得了优良的结果。当输入交变电压VAC的值为230V时，AC到DC功率变换效率达到94.3％，同时开关频率fs处于123.7kHz到125.2kHz的范围内，并且开关频率fs的可变化范围Δfs为1.5kHz。

如图12所示，当提供300W的负载功率时，随着输入交变电压VAC的增加开关频率fs上升。输入交变电压VAC在170V到220V的范围中的AC到DC的功率变换效率(ηAC→DC)为94％的高效率。AC到DC的功率变换效率值代表着与图17作为背景技术所示的电路相比宽交变输入电压范围下高的效率。

(对第一实施例和第二实施例中初级侧电路的改进)

图13所示的电路具有附加的扼流圈辅助绕组Ng’，它被提供给扼流圈PCC以替代绝缘换流变压器PIT的绝缘换流变压器辅助绕组Ng，用于生成驱动辅助开关元件Q2的电压，并且施加由电阻Rg3和电阻Rg4分压的电压作为栅极电压用于辅助开关元件Q2。图13所示的电路产生了与上述这些实施例相似的效果。然而，图13所示的电路具有一个优点，特别是，允许与扼流圈PCC和辅助开关元件Q2相关的电路部分相互之间靠近布置。

(次级侧电路的改进)

图14显示了次级侧电路的改进的例子。绝缘换流变压器PIT具有次级绕组N2，和初级绕组N1一样，因为绝缘换流变压器的弱耦合该次级绕组N2具有漏电感器L2。形成了由绝缘换流变压器PIT的次级绕组N2中存在的漏电感器L2和次级侧部分电压谐振电容器C5决定的次级侧部分电压谐振电路。

次级侧部分电压谐振电路和次级侧整流和平滑电路相互串联。次级侧整流和平滑电路具有次级侧整流元件和次级侧平滑电容器。次级侧整流元件由具有输入侧和输出侧的整流二极管Do1到Do4的桥式连接形成。整流二极管Do1和整流二极管Do2之间的连接点与整流二极管Do3和整流二极管Do4之间的连接点被设为输入侧。整流二极管Do1和整流二极管Do3之间的连接点与整流二极管Do2和整流二极管Do4之间的连接点被设为输出侧。平滑电容器Co和桥式连接的输出侧连接。这样的次级侧整流和平滑电路是能够整流在次级绕组N2中生成的正电压和负电压的全波整流电路，然后将整流后的电压用作负载功率。

在获得稍后描述的试验结果时，对具有图14所示电路形式的电源电路的主要部分作出如下选择。

为初级侧并联谐振电容器Cr、初级侧串联谐振电容器C11、箝位电容器C3和次级侧部分电压谐振电容器C5的电容选择下面的值。

Cr＝1000pF

C11＝0.022μF

C3＝0.1μF

C5＝2200pF

下面的值为电阻Rg1和电阻Rg2而选择。

Rg1＝150Ω(ohms)

Rg2＝100Ω

关于处理的负载功率，最大负载功率Pomax＝300W和最小负载功率Pomin＝0W(无负载)。直流输出电压Eo是175V。

在图6A和图6B的波形图中获得的相同结果作为在图14的电源电路上的试验的结果。

图15A和图15B显示了根据图14所示的本实施例的电源电路的特性。图15A显示了当输入交变电压VAC为100V和当输入交变电压VAC为230V时负载功率处于0W到300W的范围中根据本实施例的改进后E级开关操作复合谐振变换器的AC到DC功率变换效率(ηAC→DC)和开关频率fs。实线表示了输入交变电压VAC的值为100V时的情况。虚线表示了输入交变电压VAC的值为230V时的情况。

图15B显示了当负载功率为300W时输入交变电压VAC在85V到230V的范围中根据本实施例的改进后E级开关操作复合谐振变换器的AC到DC的功率变换效率(ηAC→DC)和开关频率fs。

如图15A所示，当输入交变电压VAC的值为100V时，AC到DC的功率变换效率达到91％，同时开关频率fs在90.9kHz到104.2kHz的范围内，并且开关频率fs的可变化范围Δfs为13.3kHz。由此获得了优良的结果。当输入交变电压VAC的值为230V时，AC到DC的功率变换效率达到93.8％，同时开关频率fs处于116.3kHz到138.3kHz的范围内，并且开关频率fs的可变化范围Δfs为22kHz。在输入交变电压VAC的值为100V的情形和输入交变电压VAC的值为230V的情形中的任一情形中，开关频率fs的可变化范围Δfs与图17所示的作为背景技术的电路相比显著减小。其原因是通过提供初级侧串联谐振电路和次级侧部分电压谐振电路，和另外提供绝缘换流变压器辅助绕组Ng给绝缘换流变压器PIT使得开关元件Q1和辅助开关元件Q2的占空比(周期TON/周期TOFF)响应于负载功率和输入交变电压VAC的变化而改变，能够变窄可变范围Δfs。进一步地，初级侧并联谐振电容器Cr的增加形成了初级侧并联谐振电路，借此本实施例进一步变窄可变范围Δfs，从而提高效率。

如图15B所示，当提供300W的负载功率时，随着输入交变电压VAC的增加开关频率fs上升。输入交变电压VAC在170V到220V的范围中的AC到DC的功率变换效率(ηAC→DC)为94％的高效率。AC到DC的功率变换效率值代表着与图17作为背景技术所示的电路相比宽交变输入电压范围下高的效率。

图16A和图16B也显示了次级侧电路的改进的例子。在任一个例子中，次级侧部分电压谐振电路由次级绕组的漏电感器和次级侧部分电压谐振电容器C5构成。这个次级侧部分电压谐振电路以串联方式与次级侧整流和平滑电路相连接。图16A所示的电路是倍压半波整流电路，因而具有提供两倍整流后电压的优点。该倍压半波整流电路包括：由不同极性端相互连接的整流二极管Do1和整流二极管Do2的串联连接形成的次级侧整流元件；由平滑电容器Co’和平滑电容器Co”串联组成的次级侧平滑电容器；次级侧部分电压谐振电容器C5的一端与不同极性端相互连接的整流二极管Do1和整流二极管Do2的连接点相连；次级侧部分电压谐振电容器C5的另一端与平滑电容器Co’和平滑电容器Co”串联的连接点相连；整流二极管Do1和整流二极管Do2的串联连接以并联方式与平滑电容器Co’和平滑电容器Co”串联连接相连接。顺便提及，次级侧部分谐振电路仅在形成整流电路的整流二极管导通和关断定时谐振。

图16B显示了半波整流电路。由部分绕组N2’和与部分绕组N2’相同绕制方向上的部分绕组N2”形成了次级绕组，部分绕组N2’和与部分绕组N2”通过中央抽头彼此分隔。次级侧整流元件由相同极性的极性端相互连接的整流二极管Do1和整流二极管Do2形成。整流二极管Do1与上面提到的相同极性的极性端子(阴极)的极性不同的极性的另一个极性端子(阳极)连接到次级侧部分电压谐振电容器C4的一端。整流二极管Do2与上面提到的相同极性的极性端子(阴极)的极性不同的极性的另一个极性端子(阳极)连接到次级侧部分电压谐振电容器C4的另一端。平滑电容器Co的一端连接到上面所提到的相同极性的极性端子(阴极)。次级侧平滑电容器的另一端和次级绕组的中央抽头相连接。顺便提及，在采用次级侧串联谐振电容器C4代替次级侧部分谐振电容器C5形成次级侧串联谐振电路的情形下，本发明是适于应用的。

本发明并不限于各个实施例所示的结构。例如，除MOSFET之外的其它元件，例如IGBT(绝缘栅极双极性晶体管)或者双极性晶体管可以选择作为主开关元件(和辅助开关元件)。此外，虽然在前述的每个实施例中引用外激励开关变换器，但是本发明也可以应用于自激励开关变换器。

本领域技术人员应当理解，根据设计需要和其它因素，可能发生的各种修改、组合、子组合以及替换，它们均落入所附权利要求及其等效物的范围内。

Claims (9)

1、一种开关电源电路，包括：

通过开关直流电压将直流电压转换为交变电压的开关元件；

具有初级绕组和次级绕组的换流变压器，上述的初级绕组的一端经由扼流圈被提供上述的直流电压，上述的初级绕组的另一端连接到上述的开关元件，由上述的开关元件转换的交变电压被输入到上述的初级绕组，并且在上述的次级绕组中生成交变电压；

初级侧并联谐振电容器，与上述开关元件并联，上述初级侧并联谐振电容器形成初级侧并联谐振电路，它具有由上述扼流圈的电感、上述换流变压器的初级绕组中存在的漏电感和初级侧并联谐振电容器的电容决定的谐振频率；

初级侧串联谐振电容器，与上述换流变压器的初级绕组和上述扼流圈之间的连接点相连接，上述初级侧串联谐振电容器形成第一初级侧串联谐振电路，它具有由上述扼流圈的电感和上述初级侧串联谐振电容器的电容决定的谐振频率，并且上述初级侧串联谐振电容器形成第二初级侧串联谐振电路，它具有由上述换流变压器的初级绕组中存在的漏电感和上述初级侧串联谐振电容器的电容决定的谐振频率；

箝位电容器和辅助开关元件的串联电路，在上述开关元件不导通时导通，上述串联电路以并联方式与上述扼流圈和上述换流变压器的初级绕组的串联电路相连接，当上述开关元件不导通时，上述串联连接电路箝位发生在上述初级侧并联谐振电路中的谐振脉冲波形的峰值；

具有次级侧整流元件和次级侧平滑电容器的次级侧整流和平滑电路，上述次级侧整流和平滑电路通过整流和平滑在上述次级绕组中生成的交变电压产生输出直流电压；和

基于上述输出直流电压控制上述开关元件的开关元件控制装置。

2、如权利要求1所述的开关电源电路，

其中，当上述开关元件为不导通时，上述辅助开关元件通过一种电压被控制为导通，该电压由设置在上述换流变压器中的换流变压器辅助绕组和设置在上述扼流圈中的扼流圈辅助绕组的其中之一产生。

3、如权利要求1所述的开关电源电路，

其中，上述第一初级侧串联谐振电路的谐振频率、上述第二初级侧串联谐振电路的谐振频率和上述次级侧串联谐振电路的谐振频率被设定为相互之间基本上相等。

4、如权利要求1所述的开关电源电路，

进一步包括和上述换流变压器的次级绕组串联的次级侧串联谐振电容器，上述次级侧串联谐振电容器形成次级侧串联谐振电路，它具有由上述换流变压器的次级绕组中存在的漏电感和上述次级侧串联谐振电容器的电容决定的谐振频率。

5、如权利要求1所述的开关电源电路，

进一步包括与上述换流变压器的次级绕组串联连接的次级侧部分谐振电容器，上述次级侧部分谐振电容器形成次级侧部分谐振电路，它具有由上述换流变压器的次级绕组中存在的漏电感和上述次级侧部分谐振电容器的电容决定的谐振频率，并且在上述次级侧整流元件开和关定时谐振。

6、如权利要求4或5所述的开关电源电路，

其中，上述次级侧整流元件由具有输入侧和输出侧的整流二极管的桥式连接形成；

上述整流二极管的桥式连接的输入侧连接到上述次级侧串联谐振电容器或者连接到上述次级侧部分谐振电容器；和

上述次级侧平滑电容器与上述整流二极管的桥式连接的输出侧连接，借此形成全波整流电路。

7、如权利要求4或5所述的开关电源电路，

其中，上述次级侧整流元件由不同极性端相互连接的第一整流二极管和第二整流二极管的串联连接形成；

上述次级侧平滑电容器以并联方式与上述第一整流二极管和上述第二整流二极管的上述串联连接相连接；

上述次级侧串联谐振电容器和上述次级侧部分谐振电容器其中之一连接到上述第一整流二极管和第二整流二极管的不同极性端相互连接的连接点；借此形成了倍压半波整流电路。

8、如权利要求4所述的开关电源电路，

其中，上述次级绕组由第一部分绕组和与上述第一部分绕组相同绕制方向上的第二部分绕组形成，上述第一部分绕组和上述第二部分绕组通过中央抽头彼此分隔；

上述次级侧串联谐振电容器由第一次级侧串联谐振电容器和第二次级侧串联谐振电容器组成，

上述次级侧平滑电容器由第一次级侧平滑电容器和第二次级侧平滑电容器形成；

上述次级侧整流元件由相互之间通过桥式连接连接的第一到第四整流二极管形成；

上述第一次级侧串联谐振电容器的一端和通过上述桥式连接连接的第一到第四整流二极管的一个输入侧相连接；

上述第二次级侧串联谐振电容器的一端和通过上述桥式连接连接的第一到第四整流二极管的另一个输入侧相连接；

上述第一次级侧平滑电容器连接到通过上述桥式连接连接的第一到第四整流二极管的一个输出侧相连接；和

通过上述桥式连接连接的第一到第四整流二极管的另一个输出侧经由上述第二次级侧平滑电容器连接到上述次级绕组的中央抽头，从而形成了倍压全波整流电路。

9、如权利要求1所述的开关电源电路，

进一步包括初级侧整流和平滑电路，该初级侧整流和平滑电路具有整流交流电源的初级侧整流元件和生成整流和平滑后的电压的初级侧平滑电容器，该整流和平滑后的电压通过平滑来自上述初级侧整流元件的整流后电压获得，

其中来自上述初级侧整流和平滑电路的上述整流和平滑电压是被提供作为上述直流电压。

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