CN1961549A - 在ofdm系统中用于信号处理的方法和信号处理器 - Google Patents

Abstract

一种用于OFDM编码的数字信号的接收器的信号处理方法。OFDM编码的数字信号被作为数据码元子载波在几个频率信道中发送。子载波的子集采用具有接收器所知的导频值(a_p)的导频子载波的形式。首先，获得所接收的信号(y₀)，然后从所接收的信号(y₀)和所述已知的导频值(a_p)来第一估算在导频子载波的导频信道传递函数(H₀)。然后从所述导频信道传递函数(H₀)来第二估算在所有子载波的信道传递函数(H₁)。从所述信道传递函数(H₁)和来自过去OFDM码元的信道传递函数(H₃)来第三估算信道传递函数(H₁)的导数(H′₁)。最后，通过消除导频引起的干扰从所述导数(H′₁)、所接收信号(y₀)和所述导频值(a_p)来第四估算净化的接收信号(y₁)。

Description

在OFDM系统中用于信号处理的方法和信号处理器

本发明涉及一种在无线通信系统中用于所编码数字信号的接收器的信号处理方法以及相应的信号处理器。

本发明进一步涉及一种被安排来接收OFDM编码的数字信号的接收器以及包括这种接收器的移动设备。本发明还涉及一种包括这种移动设备的电信系统。所述方法可以在使用具有导频子载波的OFDM技术的系统中用来导出改进的信道系数，所述系统诸如陆地视频广播系统DVB-T。移动设备例如可以是便携式电视机、移动电话、个人数字助理、诸如膝上计算机之类的便携式计算机或其任何组合。

在用于传输诸如语音和视频信号之类的数字信息的无线系统中，已经广泛地使用正交频分多路复用技术(orthogonal frequency divisionmultiplexing OFDM)。可以使用OFDM来应付频率选择性衰减无线电信道。数据交错可以用于高效的数据恢复和对数据错误校正模式的使用。

OFDM当今用于例如数字音频广播(Digital Audio BroadcastingDAB)系统Eureka 147和陆地数字视频广播系统(Digital VideoBroadcasting system DVB-T)中。DVB-T在8MHz带宽上支持5-30Mbps净比特率，取决于调制和编码模式。对于8K模式来说，(总共8192中的)6817个子载波与1116Hz的子载波间隔一起使用。OFDM码元有用持续时间是896μs并且OFDM保护间隔是所述持续时间的1/4、1/8、1/16或1/32。

然而，在诸如汽车或火车之类的移动环境中，由接收器所感知的信道传递函数随着时间而变化。在OFDM码元内传递函数的这种变化会在OFDM子载波之间产生中间载波干扰ICI(inter-carrierinterference)，诸如所接收的信号的多普勒展宽。中间载波干扰随车辆速度增加而增加并且在没有防范措施的情况下就不可能在临界速度以上进行可靠的检测。

先前在WO 02/067525、WO 02/067526和WO 02/067527中已知一种信号处理方法，其中对于所考虑的特定OFDM码元来计算信号a和OFDM码元的信道传递函数H及其时间导数H’。

此外，US 6,654,429公开了一种用于导频添加信道估算的方法，其中导频码元在已知位置被插入到每个数据分组中以便在时间-频率空间中占据预定的位置。所接收的信号经受二维傅立叶逆变换、二维滤波和二维傅立叶变换来恢复导频码元以便估算信道传递函数。

本发明的目的是提供一种不那么复杂的信号处理方法。

本发明的另一目的是提供一种用于估算信道传递函数的信号处理方法，所述方法使用维纳(Wiener)过滤技术并且是高效的。

本发明的进一步目的是提供一种用于估算信道传递函数的信号处理方法，其中通过消除导频引起的干扰来进一步改进所述估算。

借助用于处理OFDM编码的数字信号的方法来满足这些及其它目的，其中所述OFDM编码的数字信号被作为数据码元子载波在几个频率信道中发送，所述子载波的子集是具有已知导频值的导频子载波。所述方法包括获得所接收的信号。然后，从所接收的信号和所述已知的导频值来第一估算在导频子载波的导频信道传递函数，之后例如使用维纳滤波器从所述导频信道传递函数来第二估算在所有子载波的信道传递函数。从所述信道传递函数和来自过去或将来OFDM码元的信道传递函数来第三估算所述信道传递函数的导数。最后，通过消除导频引起的干扰从所述导数、所接收信号和所述导频值来第四估算净化的信号。依照这种方式，获得更好的估算。

所述方法还可以包括从所述净化的信号和所述信道传递函数来第五估算数据值，通过消除中间载波干扰(ICI)从所述净化的信号、所述导数和所述数据估算来第六估算第二接收的信号，从所述第二接收的信号和所述导频值来第七估算在导频位置的导频信道传递函数，和第八估算在所有子载波的信道传递函数。

在本发明的候选实施例中，通过只从子载波的子集中消除导频引起的干扰(称作部分预先消除导频引起的干扰)来执行第四估算。依照这种方式，可以在不太多牺牲效率的情况下进一步减少计算。

在第二、第三和第八估算中，可以使用维纳滤波器，诸如具有预先计算的滤波系数的FIR滤波器。

依照本发明的另一方面，提供了一种用于OFDM编码的数字信号的接收器的信号处理器，用于执行上述方法步骤。

参考附图通过阅读以下本发明示例性实施例的描述，本发明的进一步目的、特征和优点将变得更加清楚，其中：

图1是用于示出其中可以使用本发明的信号处理方法的示意性框图。

图2是与图1类似的、用于示出应用本发明的示意性框图。

图3是用于示出依照图2的本发明的效果的图形图。

图4是用于以放大比例尺示出所述效果的图形图。

图5是用于示出在不同的子载波下标(index)上依照本发明的改进的图形图。

在干扰受限的系统中，通常使用利用干扰抵消/抑制的迭代信道估算或迭代数据估算来获得更好的估算。依照这些模式，除干扰抵消之外，误差被引入信号中，主要是由于数据估算误差而引起的。如果一些干扰源为接收器(即训练或导频码元)所知，那么一旦获得串扰/交叉耦合系数就可以从所接收的信号中抵消这些导频引起的干扰。导频预先消除在数据估算之前就消除了这些干扰。当使用利用维纳过滤的迭代信道估算模式时，此方法是尤为有益的，这是因为确保了在导频所引入的误差与所述导频是不相关的。

在OFDM系统中的双倍选择性信道(例如在快速移动车辆中接收DVB-T信号的情况下)可以被建模为由静态信道频率响应和非静态的信道频率响应组成，其在一个OFDM码元内给出了频率响应的变化。如果所述信道在一个码元内缓慢地变化，那么我们可以只考虑如下的第一阶变化：

y＝diag{ H} a+Ξdiag{ H′} a+ n                      (1)

y是所接收的向量(具有N个子载波)， a是所发送的向量， H是静态频率响应， H′是频率响应的第一阶变化，并且Ξ是固定的泄漏(或耦合)矩阵并且 n是添加性高斯白噪声。

存在不同的方式来估算以上信道参数(即 H和 H′)。其中之一是使用在图1中所示出的维纳过滤的迭代信道估算。该模式的思想在于使用所接收的信号，其中间载波干扰(ICI)已经被抑制以便获得更好的信道参数估算。这依照下列方式来实现。首先，从已知的导频码元a_p来获得在导频位置 的原始估算 H。然后， 被馈送到第一H维纳滤波器以便获得在所有子载波的 H的第一估算

通过把

馈送到H’维纳滤波器中来获得 H′的估算。 还连同所接收的信号 y ₀一起被馈送到数据估算器(一个抽头或多抽头的维纳均衡器)中以便获得数据码元

的第一估算。连同 一起， 用于从 y ₀中抵消ICI。在导频位置的H新原始估算 由ICI抑制的接收信号 y ₂组成，并且进一步被馈送到第二H滤波器以便获得

模拟示出了对于τ_rms为1μs并且最大多普勒频率为112Hz的信道来说， 平均具有-20.3分贝的均方误差(Mean Square ErrorMSE)。利用被设计成用于对

的MSE工作的11抽头的第一H维纳滤波器， 的MSE按照期望平均降低到-27分贝。由于ICI被消除，所以 的MSE降低到-28.9分贝。然而，利用据此设计的11抽头的第二滤波器，

的MSE平均只降低到-31.3分贝，而在理论上期望为-35.5分贝。

然而，由非导频子载波所遭受的干扰包括导频引起的干扰。从而，从非导频子载波的码元估算还包含导频引起的干扰。当这些估算用于抵消在导频中所包含的干扰时，导频引起的干扰被作为自干扰添加到所述导频。所述自干扰与导频相关。因为第二H维纳滤波器是基于干扰和噪声与所想要的信号不相关的假设而做出的设计，所以所述第二H维纳滤波器无法带来所期望的改进。

可能的解决方案是通过考虑在所想要的信号 H和自干扰之间的相关性来重新设计第二H维纳过滤。然而，此方法并非是有利的，这是因为所述相关性对于每个不同信道实现来说是不同的，由此每当我们具有不同的信道实现时就必须要重新设计第二H维纳滤波器。

依照本发明，另一方法是通过执行所谓的导频预先消除来避免导频中的自干扰。如果用于干扰抵消的数据估算不包含任何导频引起的干扰，那么就可以避免自干扰。因为导频码元a_p是已知的并且 H′已经被估算了，所以可以从数据估算 来消除导频引起的干扰。然而，在进入数据估算器之前从所接收的信号 y ₀进行消除可能是更容易且更有利的，如下所示：

${\underset{\‾}{y}}_1={\underset{\‾}{y}}_0-\mathrm{\Ξdiag}\left\{{\underset{\‾}{{\hat{H}}^{\′}}}_1\right\}\underset{\‾}{p}---\left(2\right)$

如果p_k＝a_p，那么k等于导频下标，否则的话为0。在图2中示出了利用导频预先消除的信道估算模式。

图3示出了由导频预先消除所带来的改进。我们观察到由于不存在自干扰的原因，所以导频预先消除已经降低了

以及 的MSE(大约2.3分贝)。

的MSE降低了4.3分贝，并且第二H维纳滤波器达到了近似4.4分贝的增益。

由于导频引起的干扰在最接近导频的数据子载波中是最强的，所以最近的子载波由于导频预先消除而具有更低的干扰电平。从而，在子载波的数据估算质量更好。图4示出了在导频预先消除前后的残留ICI功率电平(即 y ₀和 y ₁的残留ICI功率电平)。残留ICI功率抑制在2.5分贝(在紧接于导频的子载波)和0.1分贝(在所述导频)之间变化。从使用完全已知的 H′对特定信道实现的模拟中，此抑制在最接近所述导频的子载波把 的MSE降低了2.5分贝，并且在两个导频之间的子载波将其降低了0.1分贝。 质量中的改进随后降低了 y₂ 中的ICI电平，特别是在导频(近似4分贝)以及在紧接于所述导频的子载波(1.5-2分贝)处。

可以完全地或部分实现导频预先消除。在完全导频预先消除中(方程式(2))中，由一个导频所引起的干扰被从所有其它子载波中完全地消除，而不管在所述子载波干扰的强度。然而，这可能是不必要的，因为导频引起的干扰-特别是来自远处的导频的那些导频引起的干扰与来自邻近子载波的干扰相比起来相当小。因此，它们是否被消除实际上并不影响子载波中的干扰电平。此外，从信道估算的观点来看，可能只需要从一些邻近子载波中消除导频引起的干扰，这是因为自干扰更为迅速地衰退并且由此只有那些来自最邻近子载波的自干扰与其它干扰同样占据支配地位。

图5把(特定信道实现上的)

和

的MSE与完全导频预先消除和部分导频预先消除相比较，其中只从导频的左右5个最近的子载波中删除导频引起的干扰。我们观察到，利用部分预先消除的

的MSE高于利用完全预先消除的 的MSE，但是MSE的差异并不是恒定的。所述差异是由于导频对导频的干扰所引起的，其没有被消除。在所述差异很小的区域中，数据估算的MSE高。由ICI消除所引起的误差比其余的导频对导频的干扰更占据支配地位。在所述差异很大的区域中，数据估算的MSE低。显著降低的误差(由于良好的数据估算而获得的效果)与导频对导频的干扰相比不那么占据支配地位。

不管差异如何，我们观察到在这两种情况中我们仍然可以从第二维纳过滤中显著地获得增益。从而，不必从所有其它子载波中预先消除由一个导频所引起的导频引起的干扰以便从第二H维纳滤波器显著地获得增益。然而如图5所示，其余的导频对导频的干扰可以使

(以致 y ₂)和 的质量更低。

可以按照如下实现完全导频预先消除：

-通过从Ξ矩阵和逐个元素地乘以 和 p的结果的乘积中减去所接收的向量 y ₀，其包含在导频下标的导频码元，在别处为零。这种方式可能并非是高效的，不仅是因为它要求N(N+1)次乘法(实际上对于8kDVB-T来说，是6817×6818次乘法)，而且因为许多乘法是不必要的。然而，如果使用FFT式的实现方式，那么就可以避免这些巨大的计算。

-可以通过获取Ξ矩阵对应于导频位置的列并且根据所估算的数据向量省略零来省略零乘法。乘法的数目变为N/12(N+1)(对于DVB-T来说是568×6818)。

部分导频预先消除的实现方式和复杂性取决于从导频中消除干扰的子载波的数目。如果从n个邻近子载波中消除由导频所引起的干扰，那么所要求的乘法数目为(n+1)N/12。

不同的滤波器和操作可以由专用数字信号处理器(DSP)和用软件来执行。作为选择，所述方法的所有或部分步骤可以用硬件或硬件和软件的组合来执行，诸如ASIC：(专用集成电路)、PGA(可编程门阵列)等。

应当提及表达“包括”并不排除其它元件或步骤而且“一个”或“一种”并不排除多个元件。此外，权利要求中的附图标记不应当被解释为对权利要求范围的限制。

在此之前已经参考附图描述了本发明的几个实施例。阅读此描述的技术人员将能够想到几种其它的候选方式并且这种候选方式预计应落在本发明的范围之内。除这里所特别提及的组合之外的其它组合预计应落本发明的范围内。本发明仅受到所附的专利权利要求的限制。

Claims (12)

1.一种用于处理OFDM编码的数字信号的方法，其中所述OFDM编码的数字信号被作为数据码元子载波在几个频率信道中发送，所述子载波的子集是具有已知导频值(a_p)的导频子载波，包括

获得所接收的信号( y ₀)；

从所接收的信号( y ₀)和所述已知的导频值(a_p)来第一估算在导频子载波的导频信道传递函数( H ₀)；

从所述导频信道传递函数( H ₀)来第二估算在所有子载波的信道传递函数( H ₁)；

从所述信道传递函数( H ₁)和来自过去或将来OFDM码元的信道传递函数( H ₃)来第三估算所述信道传递函数( H ₁)的导数( H′ ₁)；

通过消除导频引起的干扰从所述导数( H′ ₁)、所接收的信号( y ₀)和所述导频值(a_p)来第四估算净化的信号( y ₁)。

2.如权利要求1所述的方法，还包括：

从所述净化的信号( y ₁)和所述信道传递函数( H ₁)来第五估算数据值( a)；

通过消除中间载波干扰(ICI)从所述净化的信号( y ₁)、所述导数( H′ ₁)和所述数据估算( a)来第六估算第二接收的信号( y ₂)；

从所述第二接收的信号( y ₂)和所述导频值(a_p)来第七估算在导频位置的导频信道传递函数( H ₂)；

第八估算在所有子载波的信道传递函数( H ₃)。

3.如权利要求1或2所述的方法，其中通过只从子载波的子集中消除导频引起的干扰来执行所述第四估算。

4.如权利要求1、2或3所述的方法，其中所述第三估算是维纳滤波器。

5.如权利要求1、2或3所述的方法，其中所述第二估算是维纳滤波器。

6.如权利要求1、2或3所述的方法，其中所述第八估算是维纳滤波器。

7.如权利要求4、5或6所述的方法，其中所述维纳滤波器是FIR滤波器，具有预先计算的滤波系数。

8.一种被安排来处理OFDM编码的数字信号的信号处理器，其中所述OFDM编码的数字信号被作为数据码元子载波在几个频率信道中发送，所述子载波的子集采用具有已知导频值(a_p)的导频子载波的形式，包括

所接收的信号( y ₀)；

第一估算器，被安排来从所接收的信号( y ₀)和所述已知的导频值(a_p)来估算在导频子载波的导频信道传递函数( H ₀)；

第二估算器，被安排来从所述导频信道传递函数( H ₀)来估算在所有子载波的信道传递函数( H ₁)；

第三估算器，被安排来从所述信道传递函数( H ₁)和来自过去OFDM码元的信道传递函数( H ₃)来估算所述信道传递函数( H ₁)的导数( H′ ₁)；

第四估算器，被安排来通过消除导频引起的干扰从所述导数( H′ ₁)、所接收的信号( y ₀)和所述导频值(a_p)来估算净化的信号( y ₁)。

9.一种被安排来接收OFDM编码的数字信号的接收器，所述OFDM编码的数字被作为数据码元子载波在几个频率信道中发送，所述子载波的子集是具有已知导频值(a_p)的导频子载波，包括：

所接收的信号( y ₀)；

第一估算器，被安排来从所接收的信号( y ₀)和所述已知的导频值(a_p)来估算在导频子载波的导频信道传递函数( H ₀)；

第二估算器，被安排来从所述导频信道传递函数( H ₀)来估算在所有子载波的信道传递函数( H ₁)；

第三估算器，被安排来从所述信道传递函数( H ₁)和来自过去OFDM码元的信道传递函数( H ₃)来估算所述信道传递函数( H ₁)的导数( H′ ₁)；

第四估算器，被安排来通过消除导频引起的干扰从所述导数( H′ ₁)、所接收的信号( y ₀)和所述导频值(a_p)来估算净化的信号( y ₁)。

10.一种移动设备，包括如权利要求9所述的接收器。

11.一种移动设备，被安排来执行如权利要求1-8中任何一个所述的方法。

12.一种电信系统，包括如权利要求13或14所述的移动设备。

Images