CN1942966B - 用于光学存储系统的dc控制编码 - Google Patents

Abstract

限幅器适应特性在高存储容量下的损失一方面是由DC控制下用于计算RDS的确切数据位之间的不匹配引起的，另一方面是由基于HF波形初步执行的经常出错的阈值决策引起的，上述缺陷可通过在编码器中执行新的DC控制方法而得到解决：修改RDS，以使其不基于确切信道信号位，而是基于从合成HF信号波形中得到的阈值决策，所述合成HF信号波形基于信道的标称MTF(调制传递函数)或其IRF(脉冲相应函数)产生。这样，接收器中错误阈值决策的影响已经在编码器中被考虑到，因此不再对限幅器控制产生消极影响。

Description

用于光学存储系统的DC控制编码

技术领域

本发明涉及用于生成一种代表通过信道接收到的调制信号的基本DC控制编码的方法和设备，其中，使用多个位或位估计值计算出游程数字和。本发明还涉及一种结合这种方法或设备的编码器，以及一种包括所述编码器和接收器的光学数据存储系统。

背景技术

光学数据存储系统提供用于在盘上存储大量数据的装置。众所周知，光盘包括至少一条轨道，所述轨道中能够包含写入其中的数据。所述盘具体为只读盘：所述盘上的数据在制造过程中被记录到轨道上，只能从盘上读出所述数据。然而，可记录和可(重)写光盘也是已知的，所述光盘允许用户在盘上记录数据；在这种情况下，通常将盘制为空白盘，即，所述盘具有轨道结构，但是轨道上没有记录数据。同样，盘驱动器可设计为只读驱动器，即只能从记录盘上读出信息的驱动器。然而，盘驱动器还可设计用来将信息写入到可记录盘的轨道上。

在物理结构上，光盘的信息承载部分是排布形成螺旋轨道的一系列的凹坑或凸起。数据记录在各凹坑标记(或凹坑)和凹坑之间的间隔(也被称为纹脊标记)的长度范围内。从光盘反射的激光束被所述凹坑和间隔调制，由检测器接收，所述检测器产生类似的调制电信号或跟踪数据信号。

通过观测响应数据时钟的跟踪数据信号的幅度解调跟踪数据信号以恢复存储在盘上的数字信息。利用跟踪数据信号的特性可采用锁相环(PLL)电路从跟踪数据信号中获得数据时钟。将数据进行编码，以使跟踪数据信号的幅度从一个样本到下一个样本都近似相同时，相应的数据位具有“0”值，否则其值为“1”。

参考附图中的图1，所述附图示意性的示出了光学存储系统中的具有改进信号处理和位检测功能的接收器。被盘上的凹坑结构反射并衍射的激光束的光线被光电检测器捕捉，所述光电检测器产生电信号，所述电信号通常称为RF和HF信号。A/D转换器产生(电)信号波形的数字采样。限幅器校正这些采样的DC偏移。DC偏移的成因可归于盘上的指纹和其它(低频)干扰。限幅HF采样进入到第一采样速率转换器，其具有从摆动信号(如可用于记录/可重写盘的)中获得的时钟信息。随后，对HF信号采样进行均衡(借助于线性均衡器，所述线性均衡器之后也可以增加极限均衡器之类公知的非线性均衡器)，在此之后，所述采样进入具有第二采样速率转换器的基于抖动的PLL。这些输出采样都是位同步的，可用于游程长度倒推位检测器(所述检测器用作初级位检测器)，其输出耦合到适当的参考电平的查找表(RLU)，所述查找表用在维特比位检测器(VD)中。此外，位同步的HF采样还用于驱动限幅器模块，所述模块对信号中的DC偏移进行校正。

这样，在读出过程中，来自每个光点的激光束被盘上的2D图案衍射，作为高频(HF)信号波形接收.HF表示物镜的出射光瞳平面的中心孔径之内检测到的光强.随着记录信息的密度的增加，一个记录数据位到下一个相邻数据位的物理上的接近趋于引起相邻数据位之间的干扰，这种符号间干扰(ISI)会影响HF值.ISI随沿轨道方向的位密度的增加而增加.

众所周知，可以通过对数字数据进行编码以仅允许介质的给定变换序列存在。这些被允许的序列是已知的，可以降低符号间干扰的影响。此外，这些受限序列的特征在于具有最小标记尺寸(或凹坑尺寸)，其大于未编码情况下的尺寸；因此，对于受到可写入的最小标记限制的写信道来说，产生这些受限序列的这种编码的使用也是有利的。尤其，采用数字数据的游程长度受限编码产生要被读信道数字处理装置读出的RLL编码位流是常用的。这种编码位流通常被称为信道信号位，因为它们代表设备的读信道元件所碰到的位流。在任何情况下，RLL(d，k)编码通常用于将任意的数据位组编码为信道位流，以使编码信道信号位满足“d”和“k”的限制，也可以使用满足给定(d，k)限制条件的其它各种编码方式。在光学数据存储领域中上述几种编码方式都是公知的。

数据位的线密度和轨道间距由特定光盘格式的规范固定。例如，CD盘采用1.6μm的轨道间距，其线密度约为8万信道信号位每线性英寸，DVD只采用约一半宽度(0.74μm)的轨道间距，其线密度约为20万信道信号位每线性英寸。在大容量光学存储系统中，除了容量为23-25-27GB的蓝光盘(BD)外，在图1中示意性的示出并参考图1描述的(已)改进接收器的很多方面都不能以其现存形式使用。尤其，容量超过31GB的情况下，信号波形的特性曲线存在非常显著的变化。例如，假设轨道间距总是等于320nm，31GB下的切向位长度变为T＝60.5nm，从而，系统(d＝1编码)中的最高频率(其等于1/4T(等于4.13：m-1))变得更加接近信道的截止频率，所述关系由下式给出：

Ω_c＝2NA/λ                          (1)

对于蓝光盘(BD)参数而言，其等于4.20：m^-1。在说明书附图的图2和3中可以看出HF信号波形和眼图从BD 23GB经BD 27GB和BD 31GB到BD 35GB逐渐退化。

在超过BD 31GB的这些高密度下，2T游长并不能被光学信道很好的传输，甚至根本不能被光学信道传输。典型效果可参见说明书附图的图4和图5。图4示出了2T游长(凹坑类型)与3T游长(纹脊类型)相交替的情形(数据位40附近)，在这种情况下，波形的幅度较低，而信号总是超过限幅器电平，从而，对于简单的阈值检测器来说，就“丢失”了2T游长。图5示出了极性相反的长游长附近的2T游长(与2T游长的极性相反)：在HF信号中，所述2T游长大范围消失，从而只形成较小的齿状波形，所述波形有可能被简单的阈值检测器翻译为较长的游长(相同极性)。

虽然对于BD系统的位检测而言，通常采用更高级的维特比检测(也通称为PRML检测，代表部分响应最大相似性)，但是，对于图1中的“限幅器”模块的DC偏移(或限幅器电平)控制来说，仍可以采用简单的阈值检测。

由此，在较高存储容量下(也就是说，对于BD＞27GB)，在这种情况下，系统中的最高频率约为或超过信道的调制传递函数(MTF)(其表征了光信道的模型)的截止频率，从而导致高频率信息的传输质量很差甚至不能传输高频率信息，对HF信号波形执行简单的阈值决策会产生很多决策错误，这增加了限幅器电平更新的标准偏差，需要减小限幅器控制的带宽，从而不能象在较小容量下(在这种情况下，阈值位检决策的质量较高)那样快速的执行限幅器控制.因此，本发明的目的在于提供一种用于光学数据存储系统的接收器的编码器以及一种包括这种编码器的光学数据存储系统和接收器，其用于克服上述典型的高容量光学存储系统的问题，并可以相对于对信号波形使用简单阈值位决策的现有技术设计更快的速度执行限幅器控制.

发明内容

因而，根据本发明，提供了一种用于基于信道编码生成一种代表通过信道接收到的调制信号的基本DC控制信道位流的设备，所述设备包括：用于接收代表所述信道的标称调制传递函数或脉冲响应函数的数据的装置；用于使用所述标称调制传递函数或脉冲响应函数产生合成高频信号波形的装置，用于关于所述合成高频信号波形执行阈值检测以产生中间信道信号位的装置；和用于使用所述中间信道信号位计算游程数字和的装置。

同样，根据本发明，提供了一种基于信道编码生成一种代表通过信道接收到的调制信号的基本DC控制信道位流的方法，所述方法包括：接收代表所述信道的标称调制传递函数或脉冲响应函数的数据；使用所述标称调制传递函数或脉冲响应函数产生合成高频信号波形；关于所述合成高频信号波形执行阈值检测以产生中间信道信号位；和使用所述中间信道信号位计算游程数字和。

应当理解，所述中间信道信号位的游程数字和可用于操纵位流中某些DC控制点上要执行的DC控制的决策(可以在用户位流或信道位流中，这取决于用于控制游程数字和的方法)。

本发明还涉及一种包括上述设备的编码器，以及一种包括这种编码器和接收器的光学数据存储系统，所述接收器具有限幅器设备，用于关于从调制信号得到的高频信号波形执行阈值检测以产生代表它的数字信号。应当理解，数字信号代表视为检测到的中间信道位流，之后所述位流可用于适合DC偏移或限幅器模块中的限幅器电平。

在本发明的优选实施方式中，代表调制信号的编码是游程长度受限(RLL)编码，同样，装置最好包括用于关于经过所述信道接收到的多个用户位执行RLL编码的装置，所述RLL编码最好在游程数字和的计算之前。

最好提供一种用于响应从所述调制信号获得的所述高频信号波形的变化以及基于所述接收到的模块信号的阈值决策更新限幅器设备的阈值的装置。

本发明的这些和其他方面通过下文中参考具体实施方式的阐释将更加明显。

附图说明

现在仅借助于和参考本发明附图来描述本发明的具体实施方式，其中：

图1是BD 25-23-27GB光学存储系统的“传统”接收器(已经改进了信号处理过程)的示意性方框图；

图2是示出HF信号波形和眼图从BD23 GB到BD27 GB的变化的图形表示；

图3是示出HF信号波形和眼图从BD31 GB到BD35 GB的变化的图形表示；

图4是示出35GB BD下典型有问题的HF信号波形的图形表示，例如2T |2T游长开始于位位置15，3T|2T|3T|2T|3T图案开始于位位置37；

图5是示出35GB BD下典型有问题的HF信号波形的图形表示，例如2T游长出现在较长游长(在位位置1891和1899)之间；

图6是示出根据现有方法对用户位流的数据段执行DC控制编码的示意性流程图；

图7是基于来自HF信号波形的阈值决策的限幅器适配原理的图形表示(应当注意，步长显著扩大)；

图8是根据本发明的示例性实施方式对用户位流的数据段执行DC控制编码的示意性流程图(应当注意：“Int.Ch.Bits”代表中间信道信号位)；

图9是BD 35GB并且εε＝0.001的情况下限幅器电平的标准偏差与信号的标准偏差的比σ_SL/σ_signal的图解说明；

图10是BD 35GB并且ε＝0.0001的情况下限幅器电平的标准偏差与信号的标准偏差的比σ_SL/σ_signal的图解说明；

图11是BD 35GB并且ε＝0.00001的情况下限幅器电平的标准偏差与信号的标准偏差的比σ_SL/σ_signal的图解说明；和

图12是示出重叠在信号波形上的RDS-迹线(游长数字和)的图形表示：在确切数据位上(曲线A)和在阈值位(曲线B)上-应当注意，两条RDS-迹线彼此分开。

具体实施方式

由于存在光学数据存储系统中的接收器检测到的波形的模拟特性，并且由于存在上文中提到的符号间干扰问题，因此早已存在感应和解码编码用户数据位的问题，如上所述，所述问题尤其会虽存储密度的增大而加剧。为了部分解决所述问题，已知方式是采用序列检测器检测采样波形中特别期望的脉冲序列，而不试图检测采样波形中的每个离散脉冲(不使用相邻数据位处的波形采样)。尤其，通常采用维特比序列检测器(VD)读取光学存储介质中所使用的读信道，以检测编码信道信号位的最相似序列。

由于存在指纹、掉落等情况，因此接收器(参见说明书附图中的图1)的限幅器电平的控制环路需要遵循中心孔径HF信号中的相对较慢的变化。如果取代利用由维特比位检测器产生的位决策，以一个接一个的采样为基础执行(初步)阈值决策，则可以更加快速的执行限幅器控制。在使用阈值决策的情况下，限幅器控制需要信道位流是无DC的，即，游程数字和(RDS)具有有限方差，这种无DC特性通常在调制-编码编码器一侧实现，传统的处于信道位流中，正如本领域技术人员所熟知的。由此，根据现有技术，可使用信道位流的DC控制特性执行限幅器适配。BD23-25-27GB情况下的“传统”接收器的示意图可参见图1(但是，应当注意，所述接收器具有已改进的信号处理手段，例如维特比检测器(VD))，本领域技术人员应当理解，“限幅器”对HF信号波形的原始采样进行操作，所述原始采样是不均衡的、异步的(因此，不必将其同步)。

考虑第一传统DC控制(基于已知的极性保持原理、或合并位原理，或合并位原理)，其旨在最小化游程数字和(表示为RDS)的方差σ_RDS ²。其可由下式定义(其中b_i是双极性信道信号位(也被称为NRZI位)，其值为+1)：

${\mathrm{RDS}}_i={\mathrm{\Σ}}_{j=-\∞}^i{b}_j---\left(2\right)$

现有技术水平的DC控制如图6所示.DC控制决策点将位流划分为连续段.在步骤(1)中，RLL编码器对给定段针对DC控制的两个选择(例如，在采用极性保持方法的情况下奇偶校验位等于“1”或“0”，或者，在合并信道位流中的数据位的情况下，合并位(对于d＝1)对于两种极性选择来说等于“00”或“10”(或“01”))编码信道位流.在步骤(2)中，针对两个选择计算RDS，以及在上述考虑之下其在所述段中的方差.最后，在步骤(3)中，在段的末端选择具有最小RDS方差的DC控制选择(或者，有选择的，具有最小绝对值的RDS值的DC控制选择).

现有技术水平的“限幅器控制”(即接收器侧限幅器电平(表示为SL)的控制)根据下式实现(HF_k是(异步或同步采样的)高频信号波形的第k个采样)：

SL_k+1＝SL_k+εSign(HF_k-SL_k)                  (3)

在信号跳变位置处，上述公式可进一步细化，以使其说明相对于两个采样点之间的中心点的相位偏移(为了简化说明内容，我们省略了所述细化过程)。参数ε确定限幅器电平控制的更新速率(ε的较小值对应较慢的更新速率，因而在适配过程中带宽较窄)。图7示出了在ε为较大值(所述值已经出于在图中进行显示的目的不切实际的增大；ε的实际值在10^-3到10^-5的范围内)的情况下SL控制的原理。SL控制的结果是限幅器电平等于HF信号波形的中值：高于限幅器电平的HF采样的数量等于低于限幅器电平的采样的数量(在最少采样数量的窗口内，其通过更新速率ε确定)。

公式(3)中SL控制的基本假设是简单的阈值检测产生很好的bER性能(对于同步HF信号波形，公式(3)中的符号操作只不过是阈值检测)。应当注意，阈值检测器的决策在同步信号波形的情况下只产生真实位决策(因为异步采样和信道信号位之间不存在一一对应关系)。

阈值检测产生良好bER的假设仅对25GB以下存储容量(使用BD光拾取单元OPU的12cm盘)有效；对于日益增长的容量，这种假设变得越来越不可靠，因此，这种有效性的缺失将影响限幅器电平控制的性能。由于阈值检测在高容量下会产生错误决策，因此，接收器中的SL控制的操作正好与编码器侧DC控制的操作相反。

所述问题的关键在于公式(2)中用于DC控制的确切数据位与公式(3)的SL控制中所使用的限幅操作(符号)带来的决策误差不匹配。

可以采用逻辑解决方案来在SL控制中实现更好的位决策：这些更好的位决策应当来自维特比类检位检测器，所述检测器使用信号波形的多值特性对受控ISI执行序列检测。然而，这种解决方式的第一个缺点在于这些位决策由具有不可忽略的延迟(例如，由维特比的追溯操作产生)的维特比检测器产生，所述延迟可达到例如5倍于信道脉冲响应函数的数据位的范围。第二个缺点在于维特比检测器输入端的HF采样收到DC偏移的影响(正如它们由指纹等因素产生的影响)，这会导致位检测器的性能变差。

本发明所提出的解决方案通过改进传统限幅器的版本消除了了DC偏移。因此，也必然消除了限幅器适配决策与用在DC控制时的确切数据位之间的不匹配。这种不匹配随容量的增加而更加明显。

本发明的这种示例性的具体实施方式所提供的解决方案是不基于确切数据位而是基于来自从标称MTF(调制传递函数)或其IRF(脉冲响应函数；表示为h_k)获得的HF信号波形(表示为HF_syn)得到的阈值决策在编码器中执行DC控制，由此控制游程数字和。标称IRF必须与要实现存储应用的容量匹配(例如，借助于光学记录中的Braat-Hopkins MTF的截止频率Ω_c)。

对于简单的线性信道的情况来说，合成HF信号波形由卷积和简单获得(b_k个双极性信道信号位)：

HF_syn，k＝∑_mh_mb_k-m.       (4)

非线性信道的情况(例如具有凹坑-纹脊不对称性)将在下文中进行描述。根据这种合成波形，我们可以通过下式引入改进的RDS参数(表示为

)：

$R\tilde{D}{S}_I={\mathrm{\Σ}}_{j=-\∞}^i\mathrm{Sign}\left({\mathrm{HF}}_{\mathrm{syn},j}\right)---\left(5\right)$

之后可以通过最小化方差执行DC控制。通过如此操作，编码器中的DC控制预期将由接收器中SL控制模块中的简单阈值检测器产生的(大部分)数据位错误，从而参考上述内容消除不匹配。

根据这种示例性具体实施方式的DC控制在图8中示出。其中有两个附加步骤：步骤(4)包括HF信号波形的计算过程，步骤(5)执行对合成波形的阈值检测，所述步骤产生中间信道信号位，其取代图6中的现有技术水平的实施方式中的确切数据位。

应当注意，编码器需要知道信道的标称MTF(这与盘上的目标密度有关)。

这样，已用Braat-Hopkins模型模拟了HF信号波形。在上述实施例中，d＝1，k＝7的雅阁比编码与两个合并位一同用于DC控制(为了简化所述RLL编码器)。信道位流的DC控制段包括66个信道信号位。因为不引入DC电平方差，因此，我们知道DC电平应正好为零。之后，以不同的更新速率参数ε数值计算限幅器电平适配之后的限幅器电平的标准方差。对于ε＝0.001、ε＝0.0001以及ε＝0.00001的结果分别如图9、10和11所示。基于改进的RDS实现的新的DC控制过程的改进之处可以清楚的看到：对于BD 35GB下ε＝0.0001的情况，改善可达到三倍。

在存在不可忽视的凹坑-纹脊不对称性的情况下，不能依靠公式(4)的HF模型。取而代之的，可以采用已知的A参数模型(例如，参见H.Poziolis，J.W.M.Bergmans，W.M.J.Coene，“Modeling andCompensation of Asymmetry in Optical Recording”，IEEETransactions on communications，Vol.50，No.12.2002年12月，2052-2063页)，其中，表示为

的中间三元位流定义为：

$\widetilde{b_k}=b_k-\frac{1}{4}\left(\right|A|+A{b}_k)x(2b_k-b_{k+1}-b_{k-1}).---\left(6\right)$

然后，表示为HF^A的合适HF信号波形可由下式得到：

${\mathrm{HF}}_{\mathrm{syn},k}^A=c+{\mathrm{\Σ}}_m{h}_m{\tilde{b}}_{k-m}.---\left(7\right)$

其中，c是校正DC项，从而内眼的中心相应于电平‘0’(如果我们想要在用于DC控制的位决策中“限幅器”处于电平‘0’，这是必需的)；所述c由下式给出：

$c=\frac{A}{2}{\mathrm{\Σ}}_m{h}_m.---\left(8\right)$

应当注意，现在编码器不仅需要知道标称MTF，而且需要知道凹坑-纹脊不对称参数A。此外，编码器还需要设定绝对极性，所述绝对极性与信号位流一同写入到盘中，这是由于不对称性不允许信道位流全部极性反转。

由限幅器控制环路产生的实际限幅器电平通常处于内眼的中心。然而，也可以通过在公式(5)的符号操作之前施加某个DC偏差而将限幅器电平设定为不同的信号电平。

由此，总之，如上所述，限幅器适应特性在高存储容量下的损失一方面是由DC控制下用于计算RDS的确切数据位之间的不匹配引起的(如图12所示)，另一方面是由基于HF波形的经常出错的阈值决策引起的.这种不匹配可根据本发明通过在编码器中执行新的DC控制方法而得到解决：修改RDS，以使其不基于确切信道信号位，而是基于中间信道信号位，所述中间信道信号位作为阈值决策结果从合成HF信号波形中得到，所述合成HF信号波形基于信道的标称MTF(调制传递函数)或其IRF(脉冲相应函数)产生.这样，接收器中错误阈值决策的影响已经在编码器中被考虑到，因此不再对限幅器控制产生消极影响.应当注意，在所建议的方法中，需要通知编码器信道的标称MTF或IRF.也可以将这种方法扩展应用到具有不可忽视的凹坑-纹脊不对称性的信道中.

应当注意，本发明并不局限于上述示例性的具体实施方式，在不背离附加的权利要求所定义的本发明的保护范围内本领域技术人员还可以设计很多替代具体实施方式。在权利要求中，括号内插入的任何附图标记都不构成对权利要求的限制。“包括”等措辞并不排除任何权利要求中所罗列的那些元件或方法之外的元件或步骤的存在或作为一个整体规定。元件的独立附图标记并不排除这种元件的多个标记，反之亦然。本发明可以借助于包括多个独立元件的硬件以及适当编程的计算机实现。在列举了多个装置的产品权利要求中，所述多个装置可以由同一个硬件具体实施。某个手段在不同的从属权利要求中描述的事实并不表示这些手段不能进行组合来优选实施。

Claims (6)

1.一种用于基于信道编码产生基本DC可控的信道位流的设备，所述信道编码代表通过信道接收到的调制信号，所述设备包括：

用于接收代表所述信道的标称调制传递函数或脉冲响应函数的数据的装置；

用于使用所述标称调制传递函数或脉冲响应函数从用户位流产生合成高频信号波形的装置；

用于关于所述合成高频信号波形执行阈值检测以产生中间信道信号位的装置；

用于使用所述中间信道信号位计算游程数字和的装置；和

用于通过选择所计算游程数字和的方差最低或所计算游程数字和的绝对值最低的信道位流来产生基本DC可控的信道位流的装置。

2.根据权利要求1所述的设备，其中，代表调制信号的编码是游程长度受限(RLL)码。

3.根据权利要求2所述的设备，其中，所述设备包括：用于关于要进行编码的多个用户数据位执行RLL编码的装置。

4.根据权利要求3所述的设备，其中，所述RLL编码在计算游程数字和之前执行。

5.一种包括根据权利要求1到4其中之一所述的设备的编码器。

6.一种基于信道编码生成基本DC可控的信道位流的方法，所述信道编码代表通过信道接收到的调制信号，所述方法包括：

接收代表所述信道的标称调制传递函数或脉冲响应函数的数据；

使用所述标称调制传递函数或脉冲响应函数从用户位流产生合成高频信号波形；

关于所述合成高频信号波形执行阈值检测以产生中间信道信号位；

使用所述中间信道信号位计算游程数字和；和

通过选择所计算游程数字和的方差最低或所计算游程数字和的绝对值最低的信道位流来产生基本DC可控的信道位流。

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