CN1938941A - 数字传声器 - Google Patents

Abstract

本发明揭示了一种配置成处理传声器信号的集成电路。这种集成电路包括：一个具有放大部(301)和反馈滤波器网络(Z1；Z1，Z1^*，Z2)的前置放大器(306)，放大部(301)具有第一输入端(φ)、第二输入端(φ^*)和一个输出端(φ)，反馈滤波器网络接在输出端(φ；φ，φ^*)与第二输入端(φ′)之间，其中第一输入端(φ)到放大部(301)具有一个输入阻抗，通过放大部的这个输入阻抗第一输入端(φ)对于输入阻抗来说基本上与反馈网络隔离，其中前置放大器具有抑制低频的频率增益传递函数；以及一个模数变换器，连接成接收经抗混叠滤波的输入信号和提供数字输出信号(Do)。

Description

数字传声器

技术领域

本发明涉及包括传声器前置放大器和用于提供数字输出信号的模数变换器的集成电路。此外，本发明还涉及包括传声器单元和以上所述的集成电路的数字传声器。

背景技术

传声器单元所检测的声压将使它的膜片运动，从而改变由它的膜片和所谓的传声器单元背板形成的电容器的电容。在由这两个构件形成的电容器上的电荷保持不变时，电容器两个构件之间的电压就随作用在膜片上的声压改变。由于传声器电容器上的电荷必需保持不变以保持声压与电容器构件之间的电压的比例关系，重要的是传声器电容不应加有电阻性负载。电阻性负载将使电容器放电，因此恶化甚至破坏电容器的作为传声器的性能。

因此，为了从电容器拾取传声器信号，优选的是配置主要目的是提供高的输入电阻的放大器，以便使电容器与为其他目的最佳化的电路脱离。被连接来拾取传声器信号的放大器通常称为前置放大器或缓冲放大器，或者简称为缓冲器。前置放大器通常接成物理上非常靠近电容器，距离只有几毫米甚至不到1毫米。

对于小型传声器来说，有效电容是非常小的(通常为1至10pF)。这进一步提高了对高输入电阻和电容的要求。因此，小型传声器的前置放大器的输入电阻必需非常高，要在千兆欧姆的量级。此外，这个放大器的输入电容必需非常小，以便对声压有相当好的灵敏度。

特别是，带有集成前置放大器的所谓远程通信传声器大量以非常低的价格销售。由于远程通信传声器的放大器的成本直接与前置放大器芯片的大小有关，因此为了降低价格重要的是使前置放大器芯片尽可能小。因此，紧凑型电路格外引人注意，这种电路有着很大的需求。然而，在这方面重要的是要提供噪声电平低的电路。低噪声是重要的，因为噪声可以换成面积，也就是说，如果电路具有低噪声，噪声比所要求的还低，那么这个噪声电平可以折换成较小的芯片面积，从而就能以较低的成本制造前置放大器。

在用CMOS技术设计传声器的前置放大器时通常考虑三个噪声源。这些源是来自偏置电阻的噪声、来自输入晶体管的1/f噪声和来自输入晶体管的白噪声。假设输入晶体管的噪声占优势。可以通过优化输入晶体管的长度和宽度最小化白噪声和1/f噪声。这适用于任何输入级，例如单晶体管级或差动级。来自偏置电阻的噪声也可以被最小化。如果使偏置电阻非常大，将对来自该电阻的噪声进行高通滤波，这样带内噪声就非常低。但这具有使放大器的低带宽极限将非常低的影响。这可能是一个问题，因为放大器的输入端只有在加电后一段很长时间以后才稳定在标称值。此外，由于例如使劲关门或车内的亚声引起的具有强的低频内容的信号可能使放大器过载。另一个有关问题是由于芯片安装在传声器模块内会引起小的泄漏电流。这种电流将由于输入阻抗非常大而建立起DC偏置。这将使放大器的过载容限减小。

除了以上之外，还有着对包括传声器单元和具有前置放大器和提供数字输出信号的模数变换器的集成电路的数字传声器的需求。由于远程通信传声器通常整合入大量数字信号处理由主要是数字集成电路芯片执行的家用电子设备，因此通常优选的是将来自传感器(诸如传声器)的信号作为数字信号提供。这在嵌有传声器的集成电路内进行信号处理方面引入了新的问题，特别是在数字域内的失真方面。

近些年来，∑Δ调制器业已非常普遍地用来实现A/D变换器。∑Δ调制器有许多优点，特别是不需要高精度的组件而且高度线性；对于所谓单环调制器来说，还有芯片面积小、工作电压低和功耗可能非常小的优点。这些优点使∑Δ调制器非常适合于单片实现。

一种特别的∑Δ调制器是1比特量化的∑Δ调制器。这种调制器特别适合低成本实现，因为这种A/D变换器与其他类型的A/D变换器相比，模拟部分是最简单的。整个1比特∑Δ变换器只包括一个1比特模拟∑Δ调制器和一个数字抽选滤波器。通常所需的更高阶抗混叠滤波器能用一个简单的RC滤波器来实现。这是由于使用很重的过采样，因此数字抽选滤波器执行抗混叠滤波的任务。

1比特∑Δ调制器在模拟域实现非常简单。因此，它们非常适合用于低成本微型数字传声器。不幸的是，它们确实也有一些缺点。特别是，1比特∑Δ调制器会呈现所谓的空模音(idle mode tone)，这些空模音是在调制器的输入端上的低频或直流电平引起的音频带内的低电平音。这就是1比特∑Δ调制器已经被许多人舍弃的原因，尽管它有许多优点。可以用高频颤动来消除这个问题，或者设计混沌调制器，但是所有这些解决方案都会使设计的复杂性显著增大。因此，无论功耗还是芯片面积都显著增大。

这种空模音效应使∑Δ调制器不大适合高质量的音频应用。显然，这可能看起来与家用/远程通信应用没有多少关系。但是，随着对低成本数字传声器的需求增大，也将要求使性能提高到几乎可以等于高质量音频的性能。因此，空模音效应对于远程通信应用也将成为越来越大的问题。

为了使数字传声器具有高的性能，数字传声器ASIC的前置放大器必须要有尽可能高的性能，即噪声低、失真小、动态范围大等。按照当前可用的技术，CMOS技术是获得低噪声性能所必须的，可以看到能使放大器的输入级对噪声最佳化。此外，输入阻抗应该尽可能大，以便最小化噪声。这对于新的更薄的具有比以前所经验的低得多的灵敏度和拾音头电容的远程通信传声器来说特别突出。

不幸的是，这样做的结果是前置放大器就能放大由于使劲关门、汽车隆隆声或者只是传声器单元的灵敏度随湿度的改变的声压而引起的低频信号。如果采用1比特∑Δ调制器，这加剧了以上所说明的空模音问题。实际上，2比特和具有甚至更多级的调制器在受到这种低频信号作用时也将呈现这种行为。

此外，这些低频信号减小了动态范围和产生互调失真，因为这些低频信号在振幅上会过大。

随着远程通信传声器越来越小和越来越薄因此要求前置放大器的增益越来越大，上述问题更加严重。然而，通常扰乱的低频信号并不会在振幅上变小。因此，扰乱的相对效果将增大。

因此，有必要开发适合于灵敏度非常低和电容非常小的薄ECM拾音头的前置放大器和A/D变换器配置。此外，这种配置应该在噪声、动态范围和失真上有很高的性能。而且，这种配置应该能在面积非常小的单个芯片上实现，几乎没有外接组件。

在以下说明中，使用了术语“音频带”。在现有技术中，这个术语在不同的上下文中有不同的定义。然而，以下它将用来指一个通常低半功率点频率为20赫至500赫而高半功率点频率为5千赫至25千赫的频带。这个频带的具体定义代表了设计的准则，但是对于以下说明来说应该以这个广泛的定义来理解。

一个简单的缓冲放大器后加上滤波器的这种所谓的两级前置放大器配置有着两个缺点：由于它有两级，噪声就比较大，而且由于第一级没有增益，滤波器的物理尺寸只好比较大。滤波器的尺寸可以通过增大第一级的增益而最小化，但是放大器对由于低频分量的过载很敏感，这些低频分量要到随后的滤波器才可得到减少。因此，这种原来为助听器传声器开发的解决方案对于新的高灵敏远程通信传声器来说远非是最佳的。放大器芯片的面积只会太大，因此器件太不经济。

由于前置放大器所占用的芯片面积必须尽可能小，以使成本比较低，因此前置放大器必须尽可能小。因此，由于从助听器知道的放大器配置通常没有对芯片面积优化到与远程通信传声器同样的程度，这些配置不适用于远程通信应用。此外，应注意的是，用于助听器的缓冲器或放大器没有配置成提供如在远程通信应用中所使用的低灵敏度传声器所要求的那样高的增益水平。

US 6583658-B1揭示了一种将来自电容式传声器的第一端的模拟输入信号变换成对称输出信号的平衡电路结构。第一运算放大器连接成一个电压跟随器，它的输出作为对称输出信号的第一输出信号。电容式传声器的第二端直接接到第二运算放大器的输出端上，从而提供对称输出信号的第二输出信号。第二运算放大器的非倒相输入端接到地基准上，而它的倒相输入端接到提供处在第二与第一输出信号中间的电压的分压器上。对称输出信号提供给输出双态输出信号的∑Δ型模数变换器。

所揭示的这种配置由于在提供低噪声的同时可以处理来自电容式传声器的比较高的电压电平，因而是便利。然而，电容式传声器与放大器的输入阻抗组合在一起将形成一个具有只能非常慢衰减的脉冲响应的滤波器。在传声器受到大振幅的瞬态声音或低频度的信号的作用时，将产生非常缓慢变化的信号分量，输入∑Δ型模数变换器。在∑Δ型模数变换器内，这些信号分量将在双态输出信号中产生所谓的空模音。此外，这种配置对传声器产生的分布很不均匀的信号谱所引起的过载很敏感。

US 2002/0106091-A1揭示了一种带有内部模数变换器的传声器单元。这种单元包括一个声音传感器(带有驻极体构件的电容式传声器)和一个输入端接到声音传感器上而输出端接成提供输入模数变换器的信号的前置放大器。在前置放大器与模数变换器之间有一个高通滤波器，配置成阻塞DC信号和降低噪声电平。此外，在前置放大器与模数变换器之间还配置了一个低通滤波器，作为抗混叠滤波器。

虽然这种配置考虑了重要的信号处理方面，但是没有解决基本但关键的与在成本和噪声方面的性能有关的实现问题。所揭示的这种配置包括一些信号处理级。每一级都使噪声电平有所增大。此外，这些级占用了大的芯片面积，这意味着成本较高。此外，这种配置对传声器产生的分布很不均匀的信号谱所引起的过载很敏感。

US 5339285揭示了一种用于压电传感器的前置放大器。这种前置放大器配置为全差动放大器，它的输入端接到压电传感器上，而它的输出端接到例如模数变换器上。这种前置放大器包括一个共模滤波器反馈配置，这个配置与传感器的电容组合在一起形成了一个与前置放大器集成的高通滤波器。这种配置尺寸小，具有比较低的噪声，而它的差动配置使得例如硅基底噪声(在前置放大器在芯片上实现时)呈现为可以以后消除的共模信号。然而，这种配置不是适当的，因为放大器的增益取决于传声器。此外，不能使前置放大器的噪声与传声器单元独立地最佳化。

发明内容

因此，本发明的一个目的是提供具有尽可能小的输入电容、尽可能低的噪声、最大的输出信号振幅同时呈现尽可能小的芯片面积的前置放大器。

本发明的一个目的是提供一种电源抑制大和失真小的前置放大器。

本发明的一个目的是提供一种能处理输入端上振幅较大的缓慢变化的信号同时能以小失真放大频率较高的低电平信号的放大器。

本发明的一个目的是提供一种性能对输入端上的泄漏和寄生耦合非常不敏感的放大器。

此外，还有一个目的是提供失真小的数字输出信号。

此外，还有一个目的是提供一种能相对传声器电路独立优化的前置放大器配置。

提供了一种配置成处理传声器信号的集成电路，这种集成电路包括一个具有一个放大部和一个反馈滤波器网络的前置放大器，放大部具有第一输入端、第二输入端和一个输出端，反馈滤波器网络接在输出端与第二输入端之间。放大部的第一输入端具有一个输入阻抗，通过放大部的这个输入阻抗第一输入端对于输入阻抗来说基本上与反馈网络隔离，而前置放大器具有抑制低频的频率增益传递函数。此外，它还包括一个模数变换器，连接成接收经抗混叠滤波的输入信号和提供数字输出信号。

经抗混叠滤波的输入信号由连接成接收前置放大器的输出信号的抗混叠滤波器提供，或由于配置成带通滤波器、其高阻带阻止抗混叠的频率增益传递函数的结果提供。

无论抗混叠怎样实现，前置放大器配置成提供基本上保持不变的所确定的频率增益传递函数，无论连接成为前置放大器提供输入信号的传声器电路的频率阻抗特性如何。这是重要的改善，因为通常前置放大器和传声器电路的设计与传声器单元本身有矛盾。特别是，由于传声器单元是一个机械组件，通常它的电性能较难控制，因此传声器单元与频率增益传递函数无关是有利的。这适用于作为单独单元与承载集成电路的芯片分开设置的电容式传声器单元和作为MEMS器件的微型机械部分设置的MEMS传声器单元两者。由于前置放大器通常具有差动输入级(由运算放大器组成)，因此可以获得大的高阻抗。这个高的输入阻抗不会被反馈滤波器破坏，从而放大器不会形成对传声器电路的负载。

此外，音频带外低频率的频率分量引入的互调失真将是很低的。反馈配置所提供的环路增益特性特别是提供了较低的失真。

应注意的是，前置放大器可以体现为单端放大器，或者体现为差动放大器或差动差分放大器或者其他具有几个输入端和输出端的放大器。

然而，在优选实施例中，前置放大器配置成差动放大器。因此，有利的是，前置放大器配置成由第一和第二放大部提供差动输出信号，而前置放大器具有一个包括带通特性的差模传递函数。前置放大器包括一个建立将各放大部的输出端连接到各自的倒相输入端的滤波器反馈通道和建立互连倒相输入端的滤波器互连通路的反馈滤波器网络。

前置放大器的差动配置通常提供大的共模抑制比和很高的输入阻抗。由于反馈滤波器的配置，可以获得简单的对频率增益传递函数的电路控制。这样，就可以有大的自由度来修整或控制传递函数。此外，差动配置和反馈滤波器配合允许以与频率有关的方式应用共模抑制比。

优选的是，前置放大器实现的滤波器的低截止频率设置成低于音频带的低半功率点频率。这样，就可以获得传声器电路和前置放大器的组合在音频带低端宽与脉冲响应衰减时间足够短之间的适当折衷。脉冲响应衰减时间短是有利的，因为这降低了由于声脉冲或电气干扰引起的低频度脉冲的影响。否则，这样的低频度脉冲可以使放大器和随后的信号处理电路过载，从而产生令人不舒服的非线性失真。在一个有利的实施例中，截止频率设置在10赫左右。

有利的是，前置放大器具有一个包括高截止频率低于模数变换器的采样频率的二分之一的带通特性的差模传递函数。这样，前置放大器就可以提供对于芯片面积来说是高效的抗混叠滤波器实现。例如，对于2.4兆赫左右的采样频率，可以将高截止频率选择在40-70千赫左右。此外，还引入对可以与放大部本身的频带限制一致的截止频率的电路控制。

在一个实施例中，前置放大器具有一个包括带通特性的差模传递函数，这个带通特性具有一个标称通带和一个增益平坦频带，标称通带覆盖了音频带的频率，而增益平坦频带覆盖了音频带以上直到高截止频率的频率。这样，就可以抑止由于声/机械源或电源引起的高于音频带的噪声分量。因此，就能保护前置放大器不会由于传声器电路的噪声信号和谐振峰的增益/振幅影响而过载。这样的峰可以具有例如6dB左右的振幅。

前置放大器可以具有一个包括低通特性的共模传递函数。这样，就能在利用在音频带各频率处的共模抑制比的同时在前置放大器的输入端设置前置放大器的共模DC输出电平。由于前置放大器的输入阻抗很高，因此能用一个有很高的欧姆阻抗(例如，1-20千兆欧，例如用在弱反向模式和线性区域工作的CMOS晶体管实现)的上拉电阻器来设置DC输入电平，这基本上不会加重传声器电路的负载。

此外，前置放大器可以具有一个包括带阻特性的共模传递函数，为低频提供平坦的增益响应。这样，就可以在前置放大器工作成在低频区(低于音频带)和高频(高于音频带)两个频带提供共模信号的同时保留DC输入设置。从而对于音频声重放来说可以达到对不希望的频率分量的有效阻尼。阻带将包括音频带。

在一个实施例中，前置放大器具有一个共模传递函数和一个差模传递函数，前置放大器配置成使得在低频它的共模增益占优势而在音频带频率它的差模增益占优势。

此外，共模增益可以在高于带通特性的高截止频率的频率占优势。

在一个有利的实施例中，有一个移相器交叉地连接在第一放大部的输出端与第二放大部的输入端之间。这是一种有效的配置，保证在希望例如在音频带频率差模增益占优势时第二放大部工作在或接近与笫一放大部有180度的相位差。此外，移相器可以配置成控制输入第二放大部的DC电平。这是在移相器包括在各放大器的各自输入端与输出端之间的电阻性通路时实现。

此外或者也可以是将一个移相器接在各放大部的输入端之间。这种配置也能提供180度的相移，而且可按需要任选地提供输入第二放大部的DC电平。

优选的是，前置放大器包括与反馈滤波器集成在一起的DC偏置电路，以在前置放大器的输出端提供DC偏移。这个集成可以通过将一个分压器接到AC反馈电阻器上来提供，分压器具有比AC反馈电阻器低得多的阻抗，例如为AC反馈电阻器的1/5、1/8或1/10左右。或者，也可以是DC偏移用有效电流源实现。

此外，可以将一个DC偏置电路与反馈滤波器集成在一起，以在前置放大器的输出端提供差模DC偏移。差模DC偏移由第一和第二偏置电路所提供的直流偏置之差确定。这样，就可以控制∑Δ调制器型的模数变换器的所谓空模音。空模音的位置与差模DC偏移成正比(而且是由∑Δ调制器的采样器确定的常数，为采样频率的二分之一)。

优选的是，模数变换器包括一个∑Δ调制器。∑Δ调制器的噪声功率谱(在实际实现中)分布在低频是平坦而且是比较低的噪声本底，但是在半功率点频率以上噪声电平增大。由于用的是重的过采样，因此半功率点频率出现在比音频带高许多的频率。有利的是，调制器提供串行输出信号。

∑Δ调制器可以包括开关电容采样器，对前置放大器提供的差动信号采样，为∑Δ的A/D变换提供单端输入信号，而且对DC电压电平采样，使得单端输入信号叠加在所采样的DC电压电平上。这是为较为容易优化∑Δ调制器提供的，因为在调制器内有空模音控制。由于采样器(以及对它的控制)已经可对来自前置放大器的信号采样，因此只要稍复杂一些就可以实现对DC电平的采样。此外，前置放大器并不负担最终要降低输出AC摆动的共模DC开销。

优选的是，采样器包括为采样器和∑Δ调制器环路的一个集成部分的求和放大器。∑Δ调制器环路对于熟悉该技术领域的人员来说是众所周知的，但是为了完整起见，它包括一个阶数给定的积分滤波器，用来为将信号量化成一些离散电平(例如两个、三个或四个电平)的量化器提供经积分的误差信号。

此外，可以通过第一串联电容器为求和放大器提供∑Δ调制器的积分误差反馈信号，以及通过第二串联电容器将DC电压电平提供给求和放大器。这样，空模音就可以用第一与第二串联电容器的电容值之比来控制。空模音的位置由下式确定

F_idle＝(V_{DC offset ∑Δ}/V_REF∑Δ)*(C_S1/C_S2)*1/2F_S其中，F_idle为空模音的位置，C_S1和C_S2为第一和第二电容器的电容值，F_S为采样频率，V_{DC offset ∑Δ}为所采样的DC电压，而V_REF ∑Δ为∑Δ调制器内的量化器的内部基准。

在模数变换器包括一个∑Δ调制器时，以及在输入∑Δ调制器的DC偏置电压电平选择成使得输入前置放大器处理的低频度脉冲提供高于音频带的空模音时，就可以实现显著地降低非线性失真。DC偏置电压电平由前置放大器提供，作为差模DC信号，或者由采样器提供，如上面所说明的那样。传声器电路和前置放大器这个组合的脉冲响应的瞬态持续时间受前置放大器的高通滤波器功能的限制，这进一步降低了对产生空模音的敏感性。

此外，提供了一种传声器，这种传声器包括一个如以上所提出的集成电路和一个电容器传声器单元，传声器单元配置成将对所受到的声压的响应的传声器信号提供给传声器前置放大器的输入端。电容式传声器单元可以是具有驻极体层的传声器(即驻极体电容器传声器，ECM)或DC偏置的电容式传声器。

此外，还提供了一种传声器，这种传声器包括一个如以上所提出的集成电路和一个微型机电系统MEMS传声器单元，将对所受到的声压的响应的传声器信号提供给传声器前置放大器。

附图说明

本发明将结合优选实施例进行较为详细的说明，其中：

图1示出了一个包括传声器单元、具有高通滤波器功能的前置放大器、抗混叠滤波器和模数变换器的数字传声器；

图2示出了一个包括传声器单元、具有集成带通滤波器功能的前置放大器和模数变换器的数字传声器；

图3示出了一个包括在第一配置中具有滤波器功能和移相器的差动前置放大器的传声器；

图4示出了一个包括在第二配置中具有滤波器功能和移相器的差动前置放大器的传声器；

图5示出了第一移相器；

图6示出了第二移相器；

图7示出了一个在放大器内提供低通滤波器功能的四端口高通反馈网络；

图8示出了一个在放大器内提供带通滤波器功能的四端口带阻反馈网络；

图9更详细地示出了一个具有差模带通滤波器功能和共模低通滤波器功能的前置放大器；

图10示出了一个具有差模带通滤波器功能和共模低通滤波器功能的前置放大器，其中提供了一个差动DC偏移；

图11示出了一个前置放大器的第一频率增益传递函数；

图12示出了一个前置放大器的第二频率增益传递函数；

图13示出了一个差动前置放大器后面接有与∑Δ变换器集成在一起的开关电容采样器的情况；

图14示出了一个数字传声器的第一配置；

图15示出了一个数字传声器的第二配置；

图16示出了一个具有滤波器功能的单端前置放大器和模数变换器：

图17示出了一个具有集成电路和传声器单元的传声器的示意图；

图18示出了一个具有集成电路和MEMS传声器单元的传声器的示意图。

具体实施方式

图1示出了一个包括传声器单元、具有高通滤波器功能的前置放大器、抗混叠滤波器和模数变换器的数字传声器。传声器单元C_m105包括呈现为膜片或振动片的第一构件，膜片响应作用在它上的声压运动。膜片相对第二构件运动，第二构件通常为所谓的背板或简单地为传声器外壳，它也用来保持可动膜片。其中一个构件，通常是第二构件，接到地基准上，而另一个构件，通常是膜片，通过接到DC偏压V_mb上的偏置电阻R_mb104受到偏置。这样，电荷就提供到传声器单元105C_m的膜片或可动构件上。由于电荷量保持恒定(对于甚低频和甚低频以上的频率)，膜片在响应所受到的声压作用而运动时就给出电传声器信号。由于膜片运动而引起的传声器信号叠加在偏置所引起的DC信号上。包括传声器单元105、偏置电阻104和隔直流电容器的电路组成了传声器电路107。

传声器信号通过隔直流电容器106提供给前置放大器101的输入端φ，隔直流电容器106防止DC偏置信号到达该前置放大器的输入端上。

前置放大器101的特征是具有高通增益特性，对于低于音频带的频率增益比较小而对于音频带内的频率增益比较大。优选的是，增益特性在音频带以下以一阶、二阶、三阶、四阶或更高阶下降。优选的是，低通增益特性的截止频率大约为10赫。此外，该放大器的特征是将低频传声器信号处理为共模信号(common-mode signal)而将高频传声器信号处理为差模信号(differential mode signal)。因此，有效地抑制了低频分量。对于低半功率点频率为20赫的音频带，低频为5-20赫左右以下的频率，而高频为10-30赫以上的频率。

前置放大器101的输出作为输出端和^*上的差动信号，通过抗混叠滤波器AAF102提供给∑ΔA/D变换器103。∑Δ变换器提供标为Do的过采样1比特输出信号。∑Δ变换器以2.4兆赫左右或者更高的采样频率进行工作。

图1的数字传声器可以受到在它的环境内出现的具有比较大的振幅和在时域具有比较陡峭的振幅斜率的声音的作用。这种声音可以是由于使劲关车门、远程通信器件跌落在桌上等引起的，将产生包括一些大振幅的低频度信号的输入信号。在传声器接到它的电源上时，传声器的电路将受到阶跃状的电源脉冲的作用。这也表示为一个启动或加电脉冲，它将同样产生一个包括大振幅的低频度(输入)信号的信号。

在模拟域，偏置电阻Rmb和传声器单元的电容形成一个高通滤波器，它的脉冲响应具有比较短的上升时间但比较长的下降时间。结果，就会有频度非常低的脉冲(可以认为几乎是直流)停留在前置放大器的输入端上。除非修改这种脉冲响应，传声器的输出信号在数字域就会严重失真。

在模拟域，就考虑噪声来说通常希望将偏置电阻Rmb设计成具有大的欧姆值，例如为几百兆欧到千兆或兆兆欧量级。传声器的典型电容值与大偏置电阻组合在一起产生大约为0.01赫的低截止频率。这相当于脉冲响应的下降时间大约为几分钟。因此，一个大的声脉冲在前置放大器的输入端产生一个衰减的但要几分钟才衰减掉的DC电位。此外，由于前置放大器提供0dB以上(例如为6dB)的增益，因此如果没有前置放大器的高通滤波器功能，这增益会在放大器的输出端建立起甚至更高的DC电平。

前置放大器的高通滤波器功能引入了大约为10赫的低截止频率。前置放大器的这个滤波器使得传声器单元和前置放大器组合起来的脉冲响应衰减得更快，通常比0.5秒快。因此，∑Δ变换器的输入端不会受到缓慢衰减的DC电平的作用而只会受到快速衰减的脉冲的作用。

∑Δ变换器提供在数字域内的输出信号Do。这个输出信号具有包括平坦的噪声本底的功率谱。高于噪声半功率点频率，噪声电平随频率逐渐增大。∑Δ变换器的特性使变换器对以上所述的低频度信号的DC电平敏感，因为在数字输出信号的功率谱内出现主要音。这些音使数字输出信号内的声音信号的重放严重失真。这些空模音必须加以控制，以提供良好的在数字域内的声音重放。

图2示出了一个包括传声器单元、具有集成带通滤波器功能的前置放大器和模数变换器的数字传声器。传声器单元105包括在传声器电路107内，如上面所说明的那样进行工作。

前置放大器201配置成一个带通滤波器，在它的通带内提供大于0dB的增益。通带的低截止频率大约为10赫，而高截止频率处在低于∑Δ变换器103的采样频率的二分之一处。对于采样频率fs大约为2.4兆赫的情况，高截止频率例如为40-70千赫。

因此，这个前置放大器的特征是具有对于音频带以下的频率增益比较小、对于音频带内的频率增益比较大而对于在音频带以上的频率增益又比较小的频率增益特性。优选的是，频率增益特性在低于和高于可听范围按一阶、二阶、三阶、四阶或更高阶下降。此外，放大器的特征是将低频传声器信号处理为共模信号而将高频传声器信号处理为差模信号。这样就有效地抑制了低频分量。因此，这个前置放大器实现了一个带通滤波器。在下面，也将这种前置放大器称为差动前置放大器。

带通滤波器放大器的功能是抑制频率在通带(即音频带)以下的信号以避免差动放大器的输入级过载和抑制在大约Nyquest频率的二分之一以上的频率以避免在随后的对带通滤波器放大器输出的信号进行采样和数字化中出现的混叠问题。这样就不需要一个单独的抗混叠滤波器。

图3示出了一个包括在第一配置中具有滤波器功能和移相器的差动前置放大器的传声器。差动前置放大器306示为具有输入端φ和输出端和^*。前置放大器与传声器电路107连接，它的输入端φ从传声器电路107接收传声器信号。

前置放大器配置为一个仪表式的放大器，具有一个由标为305、303和304的阻抗Z1、Z2和Z2^*组成的滤波器反馈网络和具有一个移相器网络307。阻抗Z2 303接在输出端与运算放大器301的倒相输入端之间。阻抗Z2^*304接成运算放大器302的类似反馈。阻抗Z1接在放大器301的倒相输入端与放大器302的非倒相输入端之间。滤波器反馈网络建立了差动前置放大器的在它的差模中的高通滤波器功能或带通滤波器功能。阻抗Z1、Z2和Z2^*用可用于芯片实现的元件实现，提供电容性或电阻性功效或者它们的组合功效。

移相器网络PD(f)307具有标为(a)的输入端口和标为(b)的输出端口。输入端口(a)接到第一运算放大器301的倒相输入端上，而输出端口(b)接到第二运算放大器302的倒相输入端上。移相器网络实现与频率有关的相移，在高频移相±180度左右，而在低频移相0度左右。这样，就保证了差模输出信号在低频区表现为共模信号而在高频区表现为真正的差模信号。这样相移提供了有效的高通滤波，因为迫使输出信号在低频区而且只在低频区为共模信号。

前置放大器的这种配置是便利的，因为移相器的输入端通过运算放大器301的倒相输入端接到前置放大器的输入端上。

然而，在另一种配置中，移相器的输入端接到在传声器部件107与前置放大器的输入端(运算放大器301的非倒相输入端处)之间建立的电路节点上。

应当指出的是，反馈滤波器可以用有源滤波器和/或有源DC伺服器来实现。

图4示出了一个包括在第二配置中具有滤波器功能和移相器的差动前置放大器的传声器。这种配置相当接近图3中所示的配置，只是移相器307接在第一运算放大器301的输出端与第二运算放大器的非倒相输入端之间。

因此，图3和4中所示的如以上所说明的移相器307交叉地接在差动前置放大器的两个共模放大器之间。

放大器301和302通常也称为放大部，因为它们可以包括几个放大级。

图5示出了第一移相器。移相器307是与一个运算放大器组合在一起实现的，形成一个一阶低通滤波器，在低频区提供0度左右的相移而在高频区提供180度左右的相移。

移相器307迫使前置放大器的输出端和^*在低频区表现为处于共模而在高频区表现为处于差模。因此，具有移相器网络的前置放大器提供有效的对低频的差模抑制。优选的是，这个差模高通滤波器(HPF)的截止频率设置在10赫左右，但是可以设置在高到约30或50赫的范围内。

图6示出了第二移相器。在这个实施例中，移相器401是与一个运算放大器组合在一起实现的，形成一个带通滤波器(BPF)，在低频提供0度左右的相移，在中频提供180度左右的相移，而在高频又提供0度左右的相移。中频定义为包括音频带和高到带通滤波器的高截止频率的频率。高截止频率通常设计成处在运算放大器所引入的极点附近。高截止频率以上的频率称为高频。

移相器401迫使前置放大器的输出端和^*在低频区和在高频区表现为处于共模。在中频区，移相器允许前置放大器表现为处于差模。这样，具有移相器网络的前置放大器提供有效的对低频和高频的差模抑制。因此，还提供了一个有效的抗混叠滤波器。

移相器包括并联连接的电容器603和电阻器601，在输入端口(a)和输出端口(b)之间形成一个信号通路。串联的电容器602和电阻器604在输出端口(b)与地之间提供了一个信号通路。

移相器PD(f)，无论是做成一阶、二阶还是更高阶的移相器，都可保证在低频和高频但不在中频的差模增益非常小。移相器通过在前置放大器滤波器的传递函数中引入至少一个处在0赫(DC)的零点和一个处在高于音频带的频率的极点提供这样的非常小的增益。

图7示出了一个在放大器内提供低通滤波器功能的四端口高通反馈网络。这个反馈网络包括端口(a)、(b)、(c)和(d)。从(b)到(a)和从(d)到(c)的反馈通道分别由电容器C2 701和C2^*704建立。

在端口(a)与(c)之间由C1 703和R1 702建立了一个电容器和电阻器的串联连接。这个串联连接连接放大部301和302的输入端。

图8示出了一个在放大器内提供带通滤波器功能的四端口带阻反馈网络。这个反馈网络包括端口(a)、(b)、(c)和(d)。从(b)到(a)和从(d)到(c)的反馈通道分别由并联连接的电容器802、电阻器801和并联连接的电容器805、电阻器806建立。

电容器C1 804和电阻器R1 803串联连接在端口(a)与(c)之间。这个串联连接连接放大部301和302的输入端。

然而，应注意的是，也可以提供其他反馈滤波器配置，包括有源滤波器和/或高阶滤波器。

图9更详细地示出了一个具有差模带通滤波器功能和共模低通滤波器功能的前置放大器。前置放大器901在如图4所示的配置中包括与图8中所示的相应的AC反馈网络和与图5中所示的相应的移相器网络。反馈网络和移相器建立了差模高通滤波器功能。与此集成在一起的DC反馈网络提供共模低通滤波器功能，它为DC和低频提供确定的共模增益。这个前置放大器配置成使得在DC(低频)DC反馈网络的阻抗占优势，而在高频AC反馈网络的阻抗占优势。这样，提供差动信号的DC电平就可以在实现所希望的AC滤波器功能的同时用非常有限的电路控制。

基准DC电压电平Vb加到前置放大器的输入端，前置放大器用它的共模确定DC增益建立提供差动信号的确定DC电平。

前置放大器901的输入端φ接到传声器电路107上，受控制的DC电压电平由电压源(未示出)通过电阻器Rb 902加到这个输入端上。这个DC电压电平按照所希望的共模DC输出电平和前置放大器的共模DC增益设定。为此应注意的是，给传声器的电源通常是单端的，即在标称电源电压电平V_dd到地基准电平之间。为了在差模提供对AC输出摆幅的对称限制，共模DC输出电平应该接近标称电源电压的二分之一。这样就可以达到最大的差模AC电压摆幅。对这方面是要特别强调的，因为这个限制是为了得到大的AC增益最具限制性的。此外，由于数字传声器信号内的噪声随着前置放大器增益的增大而降低，因此大的前置放大器增益(以及大的AC电压摆幅空间)是优选的。应注意的是，较大的AC信号摆幅可改善信噪比，因为对于不同的振幅由∑Δ变换器引入的噪声是恒定的。

由于通常前置放大器的输入级在受到与电源电压相比较大的输入DC电平的作用时就会饱和，因此输出DC电平必须用大于0dB的DC前置放大器增益来获得。

例如，如果标称电源电压电平为1.5伏，共模DC输出电平应该近似为1.5伏的二分之一，即0.75伏。对于1.5伏的电源电压和PMOS差动对型的典型输入级，输入应能处理高达近似0.4伏的输入DC电压电平。为了设定输出端的DC电平，DC增益应该至少为两倍左右。0.75伏的DC输出电平和两倍的DC增益要求DC基准电压Vb等于0.375伏，比0.4伏小。

这个前置放大器做成由两个运算放大器903和904组成的差动前置放大器。

差动前置放大器的DC增益由这两个运算放大器旁的DC反馈网络实现。DC反馈网络用分压器检测各自的输出信号。分压器对于运算放大器903用电阻器906和907实现而对于运算放大器904用电阻器909和908实现。

AC反馈网络配置成如图8所示。然而，由于它与DC网络集成在一起，因此AC网络的电阻性反馈通道包括分别用于放大器903和904的电阻器910、906和电阻器909、913。电容器905和914与电阻性反馈通道并联连接。电容器911和电阻器912串联连接在放大器903和904的倒相输入端之间。

移相器配置成如图5所示。然而，由于所希望的是将它与DC网络集成在一起，因此它从由分压器906和907建立的电路节点接收它的输入。

在DC，DC反馈网络的阻抗占优势。因此，从DC等效图来看，由分压器906、907提供的电压实际与反馈到放大器903的倒相输入端的电压相同。结果，放大器903的DC增益由分压器确定。两倍的DC增益例如用两个100千欧的电阻器实现。同样，放大器904的DC增益由电阻器909和908确定。这个DC增益选择成与放大器903的增益匹配。

此外，为了迫使放大器904提供电平与放大器903的相同的输出电压，移相器的电阻器912接到由分压器906、907建立的电路节点上。这样，放大器904的输出电平就会跟随放大器903的输出电平。

作为另一个实施例，可以在放大器903的输入级内例如通过偏移输入级内的差动对PMOS器件的源极电压电平(从而也就偏移栅极和漏极电压)引入DC偏置或DC偏压。这个实施例可以基于与上面所说明的类似的DC和AC反馈网络。在这种情况下，Vb接地，以便设定DC偏置电平。应注意的是，这两种配置的组合也是可行的。

在AC，AC反馈网络的阻抗占优势。因此，从AC等效图来看，反馈滤波器和移相器如结合图4、5和8所说明的那样进行工作。然而，回想一下，包括电阻器512和电容器513的移相器网络配置成提供逐渐移动输入移相器的信号的相位。这保证了前置放大器在包括DC的低频提供共模输出信号，而在包括音频带和高于音频带的频率的高频提供差模信号。

在差动放大器的运算放大器903旁组成的一侧与运算放大器904旁组成的另一侧之间的相移由电容器916和电阻器915实现。因此，用一个移相器就可得到这样的相移。应注意的是，电阻器915与电容器916串联建立了一个极点(F_P2)和一个零点(F_Z1)，如以下所述。

图10示出了一个具有差模带通滤波器功能和共模低通滤波器功能的前置放大器，其中提供了差动DC偏移。在结合图9所说明的前置放大器的配置中，共模DC输出由在前置放大器的输入端或者在运算放大器903和904或其中之一的输入级提供的DC电压基准提供。与此组合，共模DC输出由DC电压基准和前置放大器的共模DC增益确定。

然而，图10中所示的前置放大器1001用两个有效电流源1001和1002提供共模DC偏移。此外，差模DC偏移由两个电流源所吸取的电流之差提供。由于∑Δ变换器连接成检测由前置放大器1001提供的差动信号，因此空模音可以由在前置放大器内提供的差模DC偏移控制。

在DC偏移由有效电流源1001、1002提供时，无论它是差模还是共模DC偏移还是这两者，输入端应该例如通过将输入端通过电阻器902接地而被设置为基准电平(即V_b＝0伏；然而对于实际实现来说V_b应该至少在100毫伏左右)。然而，也可以施加另一个DC基准与有效电流源配合。

例如，如果电源电压V_dd是单端的1.5伏而基准V_b设置为0伏，就可以通过经由电阻器906汲取在它两端形成0.75伏的DC电压的DC电流来获得为1/2V_dd＝0.75伏的共模DC电压。比方说，电阻器906具有100千欧的阻值，7.5微安的电流将在输出端(输出端)提供这个所希望的DC电压。

此外，如果关于优化空模音而希望建立15毫伏的差模DC偏移，而且电阻器909的阻值基本上等于它的对偶电阻器906的阻值，7.35微安的电流将在放大器904的输出端(输出端^*)上提供一个为0.735伏的DC电压。这样就建立了15毫伏的差模DC输出，如所希望的那样。

从AC来看，移相器PD(f)如图5所示那样用电阻器1003和电容器1004构成，嵌入前置放大器，如图3中一般示出的那样。因此，电阻器1003接到运算放大器903的倒相输入端和运算放大器904的非倒相输入端上。电容器1004接在放大器904的非倒相输入端与地基准之间。

前置放大器从而连接成在AC迫使低频输出信号呈现为共模信号而在高频迫使输出信号呈现为差模信号的同时，提供用于使输出AC电压摆幅最大的共模DC电平和用于控制空模音的差模DC电平。

在另一个实施例中，差模DC偏移可以用一个接在输出端与地之间的分压器实现。该分压器在电阻器1003所接的电路节点(而不是电阻器1003接到放大器903的倒相输入端上)提供一个经分压的输出电压。

图11示出了前置放大器的第一频率增益传递函数。对于前置放大器表现为处在共模(A_CM＝曲线1)和差模(A_DM＝曲线2)的情况示出了相应的频率增益。响应示为在对数频率轴和对数增益轴上的直线近似。

曲线2例示了共模操作的情况。从DC一直到极点F_P1′所在处，提供平坦的响应。这个平坦的响应通常提供0dB或0dB以上的增益、增益大小取决于所选的DC偏置的实施例和所希望的DC电平。从F_P1’到F_Z1’响应过渡到较低的增益水平。在F_Z1’以上就一直保持这较低的增益水平。这个共模响应由图5中所示的移相器在与前置放大器配合工作时提供。

曲线1例示了差模操作情况。在DC，至少一个极点使传递函数有一个正的斜率，这一直继续到极点F_P1所在处。这样就有效地抑制了差模DC信号。从极点F_P1到极点F_P2，响应是平坦的。优选的是，这个平坦响应的频率范围包括音频带。从F_P2到F_Z1，响应过渡到一个增益较低的平稳段。这个增益平稳段的目的是抑制高于音频带的噪声源(例如，声音噪声、电子噪声)和减小传声器单元的谐振峰的增益影响。这个增益平稳段的水平确定成使得噪声源和增益影响不限制前置放大器的输出摆幅(增益)。在极点F_P3处增益函数开始随频率增高而下降。极点F_P3可以设计成处在一个由运算放大器本身引入的极点附近，或者极点F_P3可以由运算放大器本身引入。

反馈网络内的串联电阻器C1 702、804引入了极点-零点对(F_P2，F_Z2)。这个极点-零点对通常设置在50-60千赫左右，建立了从F_Z2到处在500千赫左右的F_P3的增益平稳段，在500千赫左右放大器本身引入至少一个极点，从而引入了一个负斜坡。

音频带用低半功率点频率F_AL和高半功率点频率F_AU示出。

图12示出了前置放大器的第二频率增益传递函数。同样，对于前置放大器表现为处在共模(A_CM＝曲线1)和差模(A_DM＝曲线2)的情况示出了相应的频率增益。

曲线2例示了共模操作的情况。除了对于传递函数零点F_Z2’以上的频率，共模传递函数与图11中所示的类似。高于F_Z2’，是一个正斜坡。这保证前置放大器对高于F_Z2’的频率起共模放大器的作用。因此，对处在差模带通滤波器的高阻带内的信号分量的抑制进一步受到逐渐占优势的共模操作的抑制。这个共模响应由图6中所示的移相器在与前置放大器配合工作时提供。

曲线1例示了共模操作情况。这个传递函数例示了真正的带通滤波器功能，没有由前置放大器的反馈网络内的串联电阻器R1 702、803引入的增益平稳段。

图13示出了差动前置放大器后面接有与∑Δ变换器集成在一起的开关电容采样器的情况。差动前置放大器201在它的输入端φ上接收传声器信号，提供对偶的输出端和^*。前置放大器通过这两个输出端提供的信号用与∑Δ变换器103集成在一起的开关电容检测器差动采样。开关电容检测器配置在运算放大器1301旁。差动采样由通过开关S1-S4接在两个电路配置之间的输入端串联电容器1305和反馈电容器1304实现。

输入端串联电容器1305在它的输入侧通过相应的开关S1和S2接到前置放大器的输出端和^*上。反馈电容器1304通过开关S3接成反馈通道。开关S4与串联连接的电容器1304和开关S3并联连接。

开关S1-S4控制成按照图13右下角所示的方式闭合或断开，即开关S1和S3一致动作，而开关S2和S4一致动作但相对S1和S3相位偏移180度。开关S1-S4用时钟频率例如∑Δ变换器的采样频率控制。差动信号的开关电容采样是熟悉该技术领域的人员所知道的，在这里不作详细说明，但例示了差动前置放大器与∑Δ变换器的互连情况。

应注意的是，放大器1301通过电容器1303连接成实现∑Δ反馈环路的求和放大器。熟悉该技术领域的人员知道∑Δ调制器通常是怎样配置的。专业技术人员知道求和放大器将输入信号与从提供数字输出信号Do的量化器得到的反馈信号相比较。求和放大器的输出端接到积分器(无论它是几阶的)上，积分器将它的输出信号提供给量化器。反馈信号通过电容器1303提供给求和放大器1301。

除了对差动信号的开关电容采样之外，还实现了一种DC偏移的实施方式。这种DC偏移的实施方式可以代替在前置放大器内提供差动DC偏移，配置成对∑Δ变换器的空模音进行控制。

DC偏移可以在数字传声器这级实现为单端DC偏移。它是通过用交替地接到DC电压基准和地基准上的串联电容器1306对DC电压基准V_{DC offset∑Δ}采样来实现的。电容器1306用开关S5和S6交替连接。开关S5和S6的切换方式由接到∑Δ变换器内的量化器的输出端上的逻辑网络控制。

在这个例示中，抗混叠滤波器是通过前置放大器的带通滤波器实现的高截止频率来实现的。所需要的是消除高于变换器的采样频率的频谱分量。

因此，可以通过第一串联电容器为求和放大器提供∑Δ调制器的积分误差反馈信号和通过第二串联电容器为求和放大器提供DC电压电平。这样，空模音就可以用第一与第二串联电容器的电容值之比来控制。空模音的位置由下式确定：

F_idle＝(V_{DC offset∑Δ}/V_REF∑Δ)*(C₁₃₀₆/C₁₃₀₄)*1/2F_S其中，F_idle为空模音的位置，C₁₃₀₆和C₁₃₀₄为第一和第二电容器的电容值，F_S为采样频率，V_{DC offset∑Δ}为所采样的DC电压，而V_REF∑Δ为∑Δ调制器内的量化器的内部基准。

在模数变换器包括一个∑Δ调制器时，以及在输入∑Δ调制器的DC偏置电压电平选成使得输入前置放大器处理的低频度脉冲提供高于音频带的空模音时，就可以显著地降低数字传声器中的非线性失真。DC偏置电压电平由前置放大器提供，作为差模DC信号，或者由采样器提供，如上面所说明的那样。传声器电路和前置放大器的组合的脉冲响应的持续时间受前置放大器的高通滤波器功能限制，这进一步降低了对产生空模音的敏感性。

图14示出了数字传声器的第一配置。对于电容式传声器实现来说，数字传声器封装在一个封装有呈现为芯片1402的集成电路的盒1401内。芯片1402包括分别与传声器单元1408、偏压、地基准电位和电源电压连接的端子Tc1、Tc2、Tc3、Tc4。端子Tc6提供来自A/D变换器的数字传声器输出信号Do。时钟信号通过端子Tc5提供给A/D变换器。给放大器1405和A/D变换器的电源电压可以通过端子Tc6提供，在这种情况下端子Tc4可以省去。

对于电容式传声器盒实现来说，传声器单元1408是一个电容式传声器，它需要一个DC偏压源以将适当的电荷提供在传声器构件中的一个构件上。这个DC偏压是通过电阻器1403提供的。隔直流电容器1404阻止DC偏置电平加到前置放大器905的输入级。在另一个实施例中，传声器单元1408是一个驻极体电容式传声器ECM。从而传声器单元1408直接接到前置放大器1405的输入端和偏置电阻器，不需要隔直流电容器。

对于微型机电系统MEMS实现来说，数字传声器做成一个MEMS器件，它包括一个微型电路部分和一个微型机械部分，实现传声器单元1408。从电路来看，传声器单元改变了电路与隔直流电容器的位置。微型电路部分或芯片单元，视情况而定，包括一个具有带通滤波器功能的前置放大器1405和一个A/D变换器1407。

图15示出了数字传声器的第二配置。应注意的是，以下说明适用于用芯片和电容式传声器的数字传声器的实现。然而，根据结合图14所作的说明，熟悉该技术领域的人员将能完成MEMS实现。

数字传声器1501包括集成电路1502，它有一个DC稳压器1503，用来为放大器1509和∑Δ变换器1011提供稳定的电压。传声器偏压由片上升压变换器Vreg1504提供，升压变换器1504接收片外具有某个电压振幅的振荡信号，作为响应，该升压变换器提供一个具有较大电压振幅的输出振荡信号。这个输出信号经低通滤波器LPF1505低通滤波后通过串联电阻器R1506提供给传声器单元1508。电容器1507阻止DC偏压加到具有上面所提到的传递函数的前置放大器1509的输入端。前置放大器1509的输出提供给∑Δ变换器1511。

升压变换器或者说电压泵UPC1004可以呈现为所谓的Dickson变换器形式。电压泵由振荡器操作，振荡器优选的是为电压泵提供方波振荡信号。可以用具有较低谐波成分的其他信号，例如正弦波或经滤波的方波，来得到较低的噪声。在另一个实施例中，振荡器嵌入到芯片1502上。

如图所示，升压变换器和∑Δ变换器共享通过端子Tc4提供的同一个振荡器/时钟信号。应注意的是，可以将这个信号分离，得到不同的振荡/时钟信号频率，提供给UPC和∑Δ变换器。

图16示出了单端前置放大器和模数变换器。在这个实施例中，传声器电路107将信号提供给单端前置放大器1602。前置放大器1602的输出提供给∑Δ调制器型的模数变换器103。

前置放大器1602包括放大部160。优选的是，该放大部是一个具有差动输入端的运算放大器。放大部在它的非倒相输入端(+)上接收来自传声器电路107的信号，而反馈滤波器1603接收来自放大部1601的输出信号并将反馈信号加到放大部1601的倒相输入端(-)上。

反馈滤波器1603的频率增益特性具有低通特性，从而实现带有反馈滤波器的前置放大器的高通滤波器特性。优选的是，反馈滤波器的通带(低频)对DC提供相当平坦的增益响应。对于较高频率，在它的增益过渡带以上，提供对高频的平坦响应。这由反馈滤波器示出。

然而，频率增益传递函数可以配置成在作了必要的改变后与差动放大器的传递函数一致。

图17示出了一个具有集成电路和传声器单元的传声器的示意图。传声器示为具有传声器构件的拾音头，包括传声器膜片和集成电路。

图18示出了一个具有集成电路和MEMS传声器单元的传声器的示意图。传声器1902包括集成在第一基底上的MEMS传声器构件1903和集成在第二基底上的前置放大器电路1901。前置放大器电路包括以上所揭示的不同实施例之一，即包括一个具有反馈电路的前置放大器和例如电压泵和/或反馈电路，其中前置放大器是一个差动放大器或单端放大器。

应注意的是，MEMS传声器构件1903和传声器前置放大器1901可以集成在同一个半导体基底上。

通常应注意的是，前置放大器可以做成单端放大器、差动放大器或诸如差动差分放大器之类的其他放大器类型。在使用具有几个输入和输出的前置放大器的情况下，多个反馈滤波器通路的不同实现能实现所希望的频率传递函数。

电容式传声器包括非常轻的膜片和加有极化电压的背板。从而提供恒定(相对于有关的频率来说)的电荷。工作原理是施加到膜片上的声波使膜片与背板之间的电容随之改变。这从而在背板上感应出AC电压。

驻极体电容式传声器ECM以类似的方式工作，只是具有一个注入驻极体材料的永久性电荷电压，用来提供极化电压。这能以三种方式实现，最普通的是在膜片是驻极体材料时，在这种情况下一侧被金属化。这称为薄膜或膜片型。驻极体材料不能制做最佳的膜片，如果需要较高的性能，膜片用其他材料制造，而驻极体材料加到背板上。这种称为后背型。较为新近的变型是所谓的正前型。此时，驻极体材料加在传声器前盖的内侧，而将金属化的膜片接到前置放大器的输入端。

音频带可以规定为在典型定义的音频带内的任何频带。典型的定义可以是20赫到20千赫。音频带的示范性低截止频率可以是20赫、50赫、80赫、100赫、150赫、200赫、250赫。音频带的示范性高半功率点频率可以是3千赫、5千赫、8千赫、10千赫、18千赫、20千赫。所谓相当平坦是指增益响应的变化大约在+/-1dB、+/-3dB、+/-4dB、+/-6dB内。然而，可用其他变化值来定义所谓的“相当平坦”。

以上揭示了不同的前置放大器配置。这些配置包括不同的输入/输出端配置，例如两端子配置。然而，应注意的是，可以为将信号输入/输出传声器和前置放大器提供三个、四个或更多个端子。特别应注意的是，可以为电源电压(在第一端处)和前置放大器输出(在第二端处)提供单独的端子。在差动前置放大器输出的情况下，除了一个用于电源的端子之外还可以提供两个用于输出信号的端子。可以为地基准提供一个单独的端子。这个地基准通常是但不总是由电源和输出信号共享。

Claims (20)

1.一种配置成处理传声器信号的集成电路，所述集成电路包括：

具有一个放大部(301)和一个反馈滤波器网络(Z1；Z1，Z1^*，Z2)的前置放大器(306)，放大部(301)具有第一输入端(φ)、第二输入端(φ^*)和一个输出端()，反馈滤波器网络(Z1；Z1，Z1^*，Z2)接在输出端(；，^*)与第二输入端(φ′)之间，其中第一输入端(φ)到放大部(301)具有一个输入阻抗，通过放大部的这个输入阻抗第一输入端(φ)对于输入阻抗来说基本上与反馈网络隔离，而且其中前置放大器具有抑制低频的频率增益传递函数；以及

模数变换器，连接成接收经抗混叠滤波的输入信号和提供数字输出信号。

2.根据权利要求1所述的集成电路，其中，

所述前置放大器(306)配置成由第一和第二放大部(301，302)提供差动输出信号(，^*)，

所述前置放大器(306)具有包括带通特性(A_DM)的差模传递函数，以及

所述前置放大器(306)包括反馈滤波器网络(303，304，305)，该网络建立将放大部(301，302)的输出端连接到各自的倒相输入端的滤波器反馈通道(a-b；c-d)，以及建立将所述倒相输入端互连的滤波器互连通路(a-c)。

3.根据权利要求1或2所述的集成电路，其中所述前置放大器(306)实现的滤波器的低截止频率(F_P1)设置成低于音频带的低半功率点频率。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的集成电路，其中所述前置放大器(306)具有包括高截止频率(F_P3；F_P2)设置成低于模数变换器的采样频率(F_S)的二分之一的带通特性的差模传递函数(A_DM)。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的集成电路，其中所述前置放大器(306)具有包括带通特性的差模传递函数(A_DM)，该带通特性具有一个标称通带(F_P1-F_P2)和一个增益平稳段频带(F_Z2-F_P3)，其中标称通带覆盖音频带频率而增益平稳段频带覆盖音频带以上直到高截止频率(F_P3)的频率。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的集成电路，其中所述前置放大器(306)具有包括低通特性的共模传递函数(A_CM)。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的集成电路，其中所述前置放大器具有包括阻带特性(F_Z1’-；F_Z1’-F_Z2’)的共模传递函数(A_CM)，为低频(DC-F_P1’)提供一个平坦的增益响应。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的集成电路，其中所述前置放大器具有共模传递函数(A_CM)和差模传递函数(A_DM)，这些传递函数配置成在低频(DC-F_P1’)它的共模增益(A_CM)占优势而在音频带频率(F_AL-F_AU)它的差模增益(A_DM)占优势。

9.根据权利要求1至8中任一项所述的集成电路，其中所述共模增益(ACM)还在高于带通特性的高截止频率(F_P2，F_P3)的频率占优势。

10.根据权利要求1至9中任一项所述的集成电路，其中有一个移相器(307)交叉地连接在第一放大部(301)的输出端与第二放大部(302)的输入端之间。

11.根据权利要求1至10中任一项所述的集成电路，其中有一个移相器(307)连接在各放大部(301，302)的各自输入端(-)之间。

12.根据权利要求1至11中任一项所述的集成电路，其中所述前置放大器包括一个与反馈滤波器(Z1；Z1，Z1^*，Z2)集成在一起的DC偏置电路(907，908；1001，1002)，用来在前置放大器的输出端提供DC偏移。

13.根据权利要求1至12中任一项所述的集成电路，所述集成电路还包括一个与反馈滤波器集成在一起的DC偏置电路(907，908；1001，1002)，用来在前置放大器的输出端提供差模DC偏移。

14.根据权利要求1至13中任一项所述的集成电路，其中所述模数变换器包括一个∑△调制器(103)。

15.根据权利要求14所述的集成电路，其中所述∑△调制器(1302)包括一个开关电容采样器(1307)，它对前置放大器(201)所提供的差动信号(，^*)采样以为∑△A/D变换提供单端输入信号，以及对DC电压电平(V_Ref∑△)采样，使得该单端输入信号叠加在所采样的DC电压电平上。

16.根据权利要求15所述的集成电路，其中所述采样器包括一个是采样器(1307)和∑△调制器环路的一个集成部分的求和放大器(1301)。

17.根据权利要求16所述的集成电路，其中所述求和放大器(1301)被提供有∑△调制器通过第一串联电容器(1303)提供的积分误差反馈信号，而所述DC电压电平通过第二串联电容器(1306)提供给求和放大器(1301)。

18.根据权利要求1至17中任一项所述的集成电路，其中所述模数变换器包括一个∑△调制器，输入∑△调制器的DC偏置电压电平被选择成使得输入给前置放大器(201)处理的低频度脉冲提供高于音频带的空模音。

19.一种传声器(108；202)，所述传声器包括根据以上任一权利要求所述的集成电路和电容式传声器单元(105)，传声器单元(105)配置成响应于它所受到的声压而将传声器信号提供给传声器前置放大器(201)的输入端(φ)。

20.一种传声器，所述传声器包括根据以上任一权利要求所述的集成电路和MEMS传声器单元，MEMS传声器单元响应于它所受到的声压而将传声器信号提供给传声器前置放大器。

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