CN1905340B - 控制非同步型dc-dc转换器的自举电容器充电的方法及装置 - Google Patents

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Abstract

一种在小负载或无负载条件下控制对非同步型DC-DC转换器的自举电容器充电的方法，其中，非同步型DC-DC转换器由自举电容器电压检测器、小负载检测器以及第二开关控制器组成。在小负载条件下，当自举电压低于所需电压值时，通过在功率晶体管的截止时间内接通第二开关，使自举电容器电压将能够充电回到所需电压值，而将DC-DC转换器的最小电流需求最小化。

Description

控制非同步型DC-DC转换器的自举电容器充电的方法及装置
技术领域
本发明涉及一种具有自举电容器及控制电路的非同步dc-dc转换器，更具体地，涉及一种用于控制非同步型DC-DC转换器的自举电容器充电的方法、以及还涉及一种用于控制非同步型DC-DC转换器的自举电容器充电的装置。
背景技术
在集成降压dc-dc转换器系统中，通常，电源设备为双极技术中的NPN晶体管、CMOS技术中的NMOS、或BCD技术中的N型DMOS。为减少高功率晶体管(top power transistor)的损耗，通常将自举用于将驱动器电压提升到高于功率轨(power rail)。由于需要约大于N型晶体管2-3倍的相对较大的面积，所以通常不使用P型晶体管。
对于非同步DC-DC转换器，在正常工作中，当负载电流足够大时，由电压调节器通过二极管对自举电容器进行充电，此时dc-dc转换器的开关节点在功率晶体管的截止时间(off-time)变为(-Vd)，其中，Vd是正向二极管电压降。当功率晶体管导通时，开关节点将变高。在自举电容器中存储的电压将生成高于电源电压的电压。然而，当负载电流变小时，这意味着在功率晶体管的截止时间内，电感器电流会变得不连续，dc-dc转换器的开关节点将仅在很短的时间内保持在(-Vd)处，并且当电感器电流变为0时，将处于与输出相同的电压电平。结果，存储在自举电容器中的电压最终将变为减去了正向二极管电压降的电压调节器输出电压与输出电压之间的差值。这可能会不足以完全导通功率晶体管的驱动器。
为克服这个问题，一种方法是在dc-dc转换器的输出处连接虚拟 负载(dummy load)，使得即使在小负载或无负载的条件下，在dc-dc转换器中也将存在一定量的电流，这将保持输出晶体管的开关。虚拟负载将为特定值，以确保开关节点能够在足够长的时间内处于(-Vd)来为自举电容器充电。这个简单方法的一个问题是由于，即使在自举电容器电压足够高时，虚拟负载中的电流也总是流向地，所以dc-dc转换器的效率降低。
图1是示出了使用自举和虚拟负载的、具有PWM控制输出级的传统DC-DC转换器的框图。这里，双极功率晶体管3仅用作示例。晶体管可以是NMOS或N型DMOS晶体管。自举电容器7连接在二极管9的阴极与开关节点LX之间。电压调节器17与二极管9的阳极相连。当LX在功率晶体管截止时间变为(-VD1)时，电压调节器向自举电容器C1充电。自举电容器Cboot两端的电压是(VREF)。当功率晶体管3导通时，LX将变高。因而，BS处的电压变为(LX+VREF)，这能够高于功率轨电压，以及将该电压提供给驱动器模块，使功率晶体管3完全饱和。
传统自举方法的一个问题是，自举电容器在小负载或无负载的条件下不能完全充电。当负载电流小时，电感器电流最终变得不连续。如能够从图2中看到的那样，在小负载时，LX在T1内处于-Vd，然后在电感器电流变为0时变为Vout。这意味着对自举电容器的充电时间为T1。对于剩下的截止时间，自举电容器两端的电压为(VREF-VD2-Vout)。当Vout接近VREF时，或者更差地，当Vout高于VREF时，不会对自举电容器充分充电。
在无负载电流从DC-DC转换器的输出中流出时，情况更糟。LX将在甚至更长的时间内处于与Vout相同的电压。所以，当在小负载条件之后负载电流变大、且需要功率晶体管的切换时，不能将自举电容器充电至足够高的电平以导通驱动器电流。
为克服上述问题，一个方法是如图1所示，添加虚拟负载。虚拟负载的目的是在电感器中保持一定量的电流，以维持输出节点的开关。但是该方法对于所有条件而言，都将降低DC-DC转换器的效率。
发明内容
本发明的目的是提供一种方法，来控制用于降压转换器的自举电容器中的充电，其中，降压转换器在小负载或无负载条件下无效率损失地进行工作。
根据本发明，降压dc-dc转换器与小负载检测器、自举电压检测器、第二开关、及接通时间(on-time)控制合并，以在小负载或无负载条件下保持自举电容器的电压。
对于PWM控制降压dc-dc转换器，将放大的误差电压与斜坡信号(可以是三角波或锯齿波)作比较，来确定输出功率晶体管的工作状态(duty)。当放大的误差电压高于斜坡信号时，导通输出功率晶体管。在小负载或无负载期间，输出功率晶体管的占空比(duty cycle)将下降，这意味着放大的误差电压接近或低于三角波或锯齿波的最低点(bottom)。通过检测放大误差电压的电平，能够检测到小负载或无负载条件。
自举电压检测器连续地监视自举电容器两端的电压。当自举电容器两端电压低于阈值电压时，自举电压检测器将输出“自举低”信号。阈值电压是导通功率晶体管所需的最小电压加上一些余量。
当接收到小负载信号和“自举低”信号时，第二开关将在功率晶体管的截止时间内接通。这将把开关节点电压下拉至接近于地，这允许自举电容器充电。在正常工作期间，当自举电压能够保持在阈值电压之上时，第二开关总是断开，且不会消耗电流。
该开关与每周期都导通的、通常称为“同步整流器”的开关不同，对于所述“同步整流器”，在正常工作条件下，在每个周期中，通过开关向自举电容器充电。由于需要传导大电流，所以“同步整流器”的大小可与高功率晶体管相比。本发明中的第二开关的大小仅传导通常为几十mA的自举电容器充电电流。
根据本发明的第一方案，提出了一种用于控制具有功率晶体管的非同步型DC-DC转换器的自举电容器充电的方法，功率晶体管的一端与电源相连，所述方法包括：由比较器将自举电容器两端的电压与预 定阈值电平作比较，其中自举电容器的一端与功率晶体管的另一端相连，以及自举电容器的另一端与比较器的一个输入端相连；当自举电容器两端的电压低于所述预定阈值电平时，或者当检测到小负载条件时，在所述功率晶体管的截止时间内，接通第二开关，其中第二开关串联连接在功率晶体管与地之间；以及在所述非同步型DC-DC转换器的输出处，检测小负载条件，其中通过监视误差放大器的输出的下降、并将所述误差放大器的输出发送至小负载检测器，来检测小负载条件，其中所述误差放大器用于监视所述非同步型DC-DC转换器的输出。
优选地，所述第二开关是第二晶体管。
优选地，所述第二开关包括多个晶体管。
优选地，当自举电容器电压低于预定电平时，由通过二极管与自举电容器的所述另一端相连的电压调节器对所述自举电容器进行充电。
优选地，当负载电流大时，由通过二极管与自举电容器的所述另一端相连的电压调节器对所述自举电容器进行充电。
优选地，通过将由振荡器产生的、具有三角波形或锯齿波形的斜坡信号与预设电压作比较，来确定所述第二开关的接通时间。
优选地，所述小负载检测器包括比较器，所述比较器将所述误差放大器的输出处的电压与预定电压进行比较。
根据本发明的第二方案，提出了一种用于控制具有功率晶体管的非同步型DC-DC转换器的自举电容器充电的装置，功率晶体管的一端与电源相连，所述装置包括：比较器，用于将自举电容器两端的电压与预定阈值电平作比较，其中自举电容器的一端与功率晶体管的另一端相连，以及自举电容器的另一端与比较器的一个输入端相连；第二开关，当自举电容器两端的电压低于所述预定阈值电平时，或者当检测到小负载条件时，在所述功率晶体管的截止时间内，接通所述第二开关，其中第二开关串联连接在功率晶体管与地之间；以及小负载检测器，用于在所述非同步型DC-DC转换器的输出处，检测小负载条件，其中所述小负载检测器通过监视误差放大器的输出的下降，来检测小负载条件，其中所述误差放大器用于监视所述非同步型DC-DC转换器 的输出。
优选地，所述第二开关是第二晶体管。
优选地，所述第二开关包括多个晶体管。
优选地，当自举电容器电压低于预定电平时，由通过二极管与自举电容器的所述另一端相连的电压调节器对所述自举电容器进行充电。
优选地，当负载电流大时，由通过二极管与自举电容器的所述另一端相连的电压调节器对所述自举电容器进行充电。
优选地，通过将由振荡器产生的、具有三角波形或锯齿波形的斜坡信号与预设电压作比较，来确定第二开关的接通时间。
优选地，所述小负载检测器包括比较器，所述比较器将所述误差放大器的输出处的电压与预定电压进行比较。
附图说明
图1是根据现有技术，示出了具有自举和虚拟负载的PWM的输出级的框图；
图2是在图1的小负载期间的输出波形；
图3是根据本发明第一实施例的自举充电控制网络的框图；
图4A是图3中示出的小负载检测器的电路图；
图4B示出了用于解释小负载检测器的工作的波形；
图5A是图3中示出的接通时间控制的电路图；
图5B示出了用于解释接通时间控制电路的操作的波形；以及
图6是根据第二实施例的自举充电控制网络的框图。
应当意识到，附图的一些或全部是出于解释目的的示意代表，并不必描述示出元件的实际相对大小或位置。
具体实施方式
下面的描述解释了本发明的最佳模式实施例。
(第一实施例)
参照图3，示出了根据本发明的非同步DC-DC转换器的第一实施例。
DC-DC转换器具有误差放大器2、振荡器6、脉冲宽度调制(PWM)电路4、驱动器级(driver stage)1、功率晶体管3、线性调节器17、二极管9、自举电容器7、二极管5、电感器11、电容器13、以及控制电路30。负载控制电路30具有BS(自举)电压检测器21、小负载检测器19、接通时间控制23、以及由晶体管25形成的第二开关25。第二开关25能够由多个晶体管形成。
这里，使用双极功率晶体管3，但是也可以是任何其它类型，如NMOS晶体管或N型DMOS晶体管。自举电容器7连接在二极管9的阴极与开关节点LX之间。这里，LX还用作节点LX处的电压电平。电压调节器17与二极管9的阳极相连。当在功率晶体管的截止时间电压LX变为(-VD1)时，电压调节器17向自举电容器C1充电。自举电容器7两端电压为(VREF)。当功率晶体管3导通时，电压LX变高。因 而，BS处的电压变为(LX+VREF)，可以高于VCC。将该电压施加于驱动器级1以使功率晶体管3完全饱和。
电路没有最大占空限制(duty limit)。在电路中，自举电容器电压(即电容器7两端的电压)能够在两种条件下下降至阈值电压之下。一种条件是小负载条件；另一种条件是当输出的占空比高于预定占空比时。后者是由于功率晶体管的截止时间短于向自举电容器充电所需的预定截止时间。本发明的目标是对于小负载来保持自举电容器。因此，对于该实施例，小负载检测器是需要的。
当输出电流低于预定阈值电平时，小负载检测器19产生小负载信号。小负载检测器19通过检测占空比的下降或一些其它方法，来检测负载。BS电压检测器21检测自举电容器7两端的电压，并将检测的电压与预定电压VBS作比较。电压VBS是高于自举工作所需最小电压的预设阈值电压。当自举电容器两端的电压小于电压VBS时，BS电压检测器21产生高电平信号。当检测到小负载、以及BS电压监测器21产生高电平信号时，在主功率晶体管3的截止时间内，接通时间控制23产生高电平信号，以导通第二晶体管25。由接通时间控制23来确定第二晶体管25的导通时间。当第二晶体管25导通时，LX电压将下拉至接近地电压。因此，将自举电容器7充电至“VREF-VD”。
图4A是示出了小负载检测器19的优选示例的电路图。小负载检测器19包括检测输出占空比的下降的比较器31。比较器31将误差放大器2的输出与预定电压Vlight(＝VTB+ΔV)作比较。
如图3所示，在PWM DC-DC转换器中，占空比由比较器4确定，其中，比较器4将误差放大器2的输出与从振荡器6中产生的三角信号作比较。如图4B所示，当误差放大器输出高于三角振荡器输出时，PWM输出为高，并且晶体管3导通。在图4B的右半边示出的小负载处，占空比下降。结果，误差放大器输出将下移至斜坡信号(可能是三角波或锯齿波)波形的最低点。如图4B所示，小负载检测器19的阈值应设置为比锯齿波最低点高ΔV。确定电压ΔV，使得对于在该电平的误差放大器输出，在功率晶体管的截止时间内，DC-DC输出占空比足以对自举电容器7进行充电。小负载检测器19的比较器31将误差放 大器的输出与参考信号发生器的另一输入作比较，其中，参考信号发生器产生其幅值为三角振荡器输出的最低点VTB与电压ΔV的和的固定电压。小负载检测器19与BS电压监测器21共同确定小负载条件。
图5A是示出了接通时间控制23的优选示例的电路图。接通时间控制23包括比较器51。比较器51的一个输入使用预定电压V1、以及另一输入使用振荡器6的输出。在功率晶体管的截止时间内，设置第二晶体管25的导通时间。如图5B所示，电压V1是在小负载条件下的低于斜坡信号(即三角信号)峰值、且高于误差放大器输出电压的电压。当斜坡信号高于V1时，比较器51的输出为高，允许第二晶体管25导通。只允许第二晶体管25在斜坡信号高于V1时导通。
(第二实施例)
参照图6，示出了根据本发明的、具有最大占空限制的非同步DC-DC转换器的第二实施例。
图6中示出的第二实施例与图3的第一实施例的不同之处在于：第二实施例没有小负载检测器19。图6中的元件与图3中使用的元件具有相同的参考数字，并且具有与图3中的元件相同的功能。第二晶体管25的导通时间通过最大电压高于斜坡信号的时间段来确定，或者通过使用与图5中描述的相同方法来确定。
已对本发明以上实施例进行了描述，本领域的技术人员能够做出不同的变换、修改或改进。这样的变换、修改或改进意味着包括在本发明的精神和范围之内。上述描述仅作为示例，并不意味着限制。本发明仅由所附权利要求限定。

Claims (14)

1.一种用于控制具有功率晶体管(3)的非同步型DC-DC转换器的自举电容器(7)充电的方法，功率晶体管(3)的一端与电源(VCC)相连，所述方法包括：
由比较器(21)将自举电容器(7)两端的电压与预定阈值电平作比较，其中自举电容器(7)的一端(LX)与功率晶体管(3)的另一端相连，以及自举电容器(7)的另一端(BS)与比较器(21)的一个输入端相连；
当自举电容器(7)两端的电压低于所述预定阈值电平时，或者当检测到小负载条件时，在所述功率晶体管(3)的截止时间内，接通第二开关(25)，其中第二开关(25)串联连接在功率晶体管(3)与地之间；以及
在所述非同步型DC-DC转换器的输出处，检测小负载条件，
其中通过监视误差放大器(2)的输出的下降、并将所述误差放大器(2)的输出发送至小负载检测器(19)，来检测小负载条件，其中所述误差放大器(2)用于监视所述非同步型DC-DC转换器的输出。
2.如权利要求1所述的方法，其中，所述第二开关(25)是第二晶体管。
3.如权利要求1所述的方法，其中，所述第二开关(25)包括多个晶体管。
4.如权利要求1所述的方法，其中，当自举电容器电压低于预定电平时，由通过二极管(9)与自举电容器的所述另一端相连的电压调节器(17)对所述自举电容器(7)进行充电。
5.如权利要求1所述的方法，其中，当负载电流大时，由通过二极管(9)与自举电容器的所述另一端相连的电压调节器(17)对所述自举电容器(7)进行充电。
6.如权利要求1所述的方法，其中，通过将由振荡器产生的、具有三角波形或锯齿波形的斜坡信号与预设电压作比较，来确定所述第二开关(25)的接通时间。
7.如权利要求1所述的方法，其中，所述小负载检测器(19)包括比较器(31)，所述比较器(31)将所述误差放大器(2)的输出处的电压与预定电压进行比较。
8.一种用于控制具有功率晶体管(3)的非同步型DC-DC转换器的自举电容器(7)充电的装置，功率晶体管(3)的一端与电源(VCC)相连，所述装置包括：
比较器(21)，用于将自举电容器(7)两端的电压与预定阈值电平作比较，其中自举电容器(7)的一端(LX)与功率晶体管(3)的另一端相连，以及自举电容器(7)的另一端(BS)与比较器(21)的一个输入端相连；
第二开关(25)，当自举电容器两端的电压低于所述预定阈值电平时，或者当检测到小负载条件时，在所述功率晶体管(3)的截止时间内，接通所述第二开关(25)，其中第二开关(25)串联连接在功率晶体管(3)与地之间；以及
小负载检测器(19)，用于在所述非同步型DC-DC转换器的输出处，检测小负载条件，
其中所述小负载检测器(19)通过监视误差放大器(2)的输出的下降，来检测小负载条件，其中所述误差放大器(2)用于监视所述非同步型DC-DC转换器的输出。
9.如权利要求8所述的装置，其中，所述第二开关是第二晶体管。
10.如权利要求8所述的装置，其中，所述第二开关包括多个晶体管。
11.如权利要求8所述的装置，其中，当自举电容器电压低于预定电平时，由通过二极管(9)与自举电容器的所述另一端相连的电压调节器(17)对所述自举电容器(7)进行充电。
12.如权利要求8所述的装置，其中，当负载电流大时，由通过二极管(9)与自举电容器的所述另一端相连的电压调节器(17)对所述自举电容器(7)进行充电。
13.如权利要求8所述的装置，其中，通过将由振荡器产生的、具有三角波形或锯齿波形的斜坡信号与预设电压作比较，来确定第二开关(25)的接通时间。
14.如权利要求8所述的装置，其中，所述小负载检测器(19)包括比较器(31)，所述比较器(31)将所述误差放大器(2)的输出处的电压与预定电压进行比较。
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