CN1790898A - D类放大器 - Google Patents

Abstract

在一个第一积分器(21)和一个第二积分器(24)中分别对脉冲调制器(1)输出的脉冲调制信号(ei)以及含有电源开关(3)导致的失真的反馈信号(ef)进行积分，并分别输入给比较器(25或29)的输入端，从而生成一个校正信号(Vc)。

Description

D类放大器

本申请是申请日为2003年9月30日、申请号为03164888.6、发明名称为“D类放大器”的申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及一种D类放大器，并且尤其涉及一种具有校正电路的D类放大器。

背景技术

D类放大通常被通过对高频、低功率损耗的音频信号进行功率放大以使得装置小型化的方法所采样。在一种众所周知的D类放大器中，一个数字化音频信号被直接转换为脉冲宽度调制信号并提供给电源开关。该电源开关一般包括一个与恒压电源相连的切换装置以及一个接地(或阴极电源)的切换装置。

还众所周知的一种方法就是通过Δ-∑调制来降低由需要PWM(脉冲宽度调制)转换的再量化器所导致的舍入误差，这能够获得高精度PWM(脉冲宽度调制)信号。该PWM信号是从具有高精度的电源开关输出的，因此能够从D类放大器中输出高质量音频信号(参见JP11-261347(1999)以及JP2001-292040)。

可是，上述的方法实际上会导致这样的问题：使用为电源开关供电的理想恒压电源一般来说很难实现零耗费，并且恒压电源的消耗功率会增加，这就会导致D类放大器固有优点的丧失。考虑到这些问题，虽然并不是全部，但在很多种情况下采用了折中的方式，该方式仅仅抑制音频的交变部分，可是这也会由于LC滤波器而成为问题。

进一步，根据上述的方法，构成电源开关的各个电源切换装置都具有一个用于打开和关上的有限延迟时间。因此，通常很难将与恒压电源相连的切换装置以及接地的切换装置中的一个打开，而在同一时间将另一个关上。这样，就需要设置一个在其中一个装置几乎被完全关上之后直到另一个装置被打开之间的停滞时间。

上面提到的电源波动会直接以电源开关输出信号的幅值波动的形式出现，这就会导致放大器输出音频信号的失真。

进一步，由于停滞时间设置所导致的电源开关输出信号的失真也会导致放大器输出音频信号的失真。

作为解决上述问题的方法，众所周知的就是根据常用技术的校正系统(参见国家译文出版物2001-51739，例如图3-8)。这种常用的技术将在下面参照显示结构的附图进行说明。

图32为具有常规校正系统的D类放大器的结构方框图。

在图32中，脉冲调制器100、校正单元102、电源开关103以及LPF(低通滤波器)104相互串联在一起。误差处理器101与校正单元102及电源开关103并行的连接在节点N100与N101之间，并将其输出与校正单元102相连。

在该具有如图所示配置的校正系统的D类放大器中，脉冲调制器100通过对一个音频信号进行调制而生成一个二进制脉冲调制信号Vr。

该电源开关103通过依据校正信号Vc的值在恒压电源与地之间进行切换来进行功率放大，其中该校正信号Vc是一个通过校正单元102传输的二进制脉冲信号，并使得电源向与放大器输出相连的负载供电。这里，该电源开关103包括一个导致音频信号失真的因数(这里称作失真因数)，例如电源波动以及切换装置操作的停滞时间设置。

该误差处理器101检测电源开关103输出信号的失真，并且尤其是参照脉冲调制器100输出的脉冲调制信号Vr检测电源开关103输出的反馈信号Vs中的误差，从而生成并输出一个相应于该误差的误差信号Ve。

该校正单元102通过根据误差处理器101输出的误差信号Ve改变其宽度来校正从脉冲调制器100输入的脉冲调制信号Vr，由此进行控制以便于减少来自误差处理器101的误差信号Ve。

该校正单元102的内部结构将在下面进行描述。

图33为校正单元102的内部结构方框图。在图33中，积分器200、限幅器201以及比较器202的“-”端串联在一起。该比较器202的“+”端与误差处理器101的输出部分相连而其输出部分与电源开关103的输入相连。该积分器200的输入与脉冲调制器100的输出相连。

下面将参照图34对校正单元102中各个部分的操作进行说明，其中示出了校正单元102在各个点的信号波形。

在图34中，参考标记210表示输入至积分器200的脉冲调制信号Vr的波形，211表示输入至比较器202“-”端的输入信号Vi的梯形波，其是从在通过积分器200以及限幅器201的同时被转换的脉冲调制信号中获得的。通过积分器200的作用，梯形波211的下降沿和上升沿倾斜成一定的角度。通过限幅器201的作用将梯形波211的幅值限制在一定的范围之内。

参考标记212和213均表示从误差处理器101中输出并输入至比较器202“+”端的误差信号Ve的波形，214和215均表示通过对输入信号Vi以及输入至比较器202的误差信号Ve进行比较而在比较器202中生成并从中输出的校正信号Vc的波形。

这里，该波形212和213是从彼此具有不同值的误差信号Ve中得到的。波形214是根据波形212从比较器202中生成的校正信号Vc中得到的，并且波形215是根据波形213从比较器202中生成的校正信号Vc中得到的。

从图34中可以看出，当误差信号Ve具有高电位时(在波形212的情况下)，校正单元102中的比较器202会生成一个具有宽脉冲宽度(也就是波形214)的校正信号Vc，并且相反的，当误差信号Ve具有低电位时(在波形213的情况下)，比较器202会生成一个具有窄脉冲宽度(也就是波形215)的校正信号Vc。

因此，在从用作基准的脉冲调制器100输入的脉冲调制信号Vr以及从电源开关103输入的反馈信号Vs中生成误差信号Ve的过程中，该误差处理器101被设置为使其能够在含有误差的反馈信号Vs的脉冲宽度大于或等于用作基准的脉冲调制信号Vr的脉冲宽度的情况下生成一个在电位上降低的误差信号Ve作为波形213，并且在含有误差的反馈信号Vs的脉冲宽度小于或等于用作基准的脉冲调制信号Vr的脉冲宽度的情况下生成一个在电位上升高的误差信号Ve作为波形212。

具有上述结构的校正系统的D类放大器的使用能够自动降低从电源开关103输出的反馈信号Vs相对于被用作基准的脉冲调制信号Vr的误差。

这样，由于电源电压中的波动以及电源开关103中的停滞时间设置而导致的信号失真就能够自动地被校正，这就防止了放大器输出音频信号的失真现象的出现。

可是，通过上述在国家译文出版物2001-51739中公开的D类放大器中的反馈来进行校正的校正系统会出现下面的问题。

首先，为了改进校正的效果，需要将输入给比较器202“-”端的信号Vi转换为高精度的梯形波信号。可是，生成一个高精度梯形波信号的缺点就是需要有一个与图33中所示的电路相比的复杂的电路结构。

其次，脉冲调制信号Vr以及输入给误差处理器101的反馈信号Vs都是脉冲信号。通常很难从这种脉冲信号中生成误差信号Ve，并且在误差信号Ve中剩余的脉冲也无法彻底清除。这些剩余的脉冲会导致很难获得充分的校正效果。

在剩余脉冲部分被彻底清除的情况下，该电路的操作是受限制的。也就是说，当脉冲部分在校正单元102的非线性区域中发生失真时，误差信号Ve也会发生失真，这就无法进行适当的校正。因此，最理想的情况就是在误差处理器101中生成的误差信号Ve中不包括脉冲部分，该部分会反映出脉冲调制信号Vr以及反馈信号Vs低频部分之间的差值。

可是事实上，误差处理器101中反馈信号Vs的相位旋转使循环操作无法稳定，这就使得很难对误差处理器101进行过滤，因此使得脉冲部分被衰减。另一方面，为了获得充分的反馈效果，也需要对误差信号Ve进行充分放大和校正，矛盾的是，这会同时将剩余的脉冲部分放大。

在前面所提到的条件下，由于存在剩余脉冲因此很难获得充分的校正效果(减小音频信号的失真)。

对于上述公知的结构，可以通过将PWM信号反射给高精度电源开关的输出以获得高精度PWM信号以及作为放大器输出的高质量音频信号。

可是，提供给电源开关的电源电压的波动会很不利的导致输出信号发生失真。如果通过一个恒压电路将某一电压值持续的提供给电源开关，则输出信号的失真就会降低，可是，该电源开关就会损耗相当大的功率，并且用于向电源开关提供某一电压值的恒压电路中的功率损耗也会增加，这将会导致的另一个问题就是无法对高效、低功率损耗的音频信号进行功率放大。

发明内容

本发明的一个目的就是提供一种具有简单电路结构的D类放大器，该放大器能够降低高精度音频信号的失真，也就是，一种高效的D类放大器，其同常规的放大器相比由于提供给电源开关的电源电压的波动而导致的输出信号的失真能够大大的降低，并且即使是电源电压在一个相当大的范围内发生变化也不会出现任何问题。

根据本发明的第一方面，提供一种D类放大器，包括

一个脉冲调制器，用来生成一个脉冲调制信号；

一个校正电路，用来参照所述脉冲调制信号对通过反馈输入的反馈信号进行校正；以及

一个电源开关，用来根据从所述校正电路输出的校正信号生成一个电压信号，其中

所述反馈信号是根据所述电压信号生成的，并且

所述校正电路包括：

一个第一积分器，用来根据所述脉冲调制信号进行积分；

一个第二积分器，用来根据所述反馈信号进行积分；以及

一个比较器，用来对从所述第一积分器输出的第一积分信号和从所述第二积分器输出的第二积分信号进行比较，并根据比较结果生成所述校正信号。

该脉冲调制信号以及反馈信号分别在第一和第二积分器中被转换为具有被强化的低频部分的积分信号。该比较器对积分信号进行比较，生成校正信号并将其作为反馈信号输出给校正电路。因此，出现在电源开关中的音频信号的失真可以通过一个被移除的脉冲信号(也就是被强化的低频部分)进行校正。这可以防止电路操作受到剩余脉冲部分的限制，也就是，可以避免该进入校正电路非线性区域并发生失真的剩余脉冲部分所导致的误差信号失真以及对正确校正的干扰。并且，也可以根据脉冲调制信号以及反馈信号之间的误差在校正电路中直接生成校正信号，这能够使得电路结构在整体上简化。

根据本发明的第二方面，提供一种D类放大器，包括：

一个脉冲调制器，用来生成一个脉冲调制信号；

一个校正电路，用来参照所述脉冲调制信号对通过反馈输入的反馈信号进行校正；以及

一个电源开关，用来根据从所述校正电路输出的校正信号生成一个电压信号，其中

所述反馈信号是根据所述电压信号生成的，并且

所述校正电路包括：

一个第一积分器，用来根据所述脉冲调制信号进行积分；

一个第二积分器，用来根据所述反馈信号进行积分；

一个第一减法器，用来获得从所述第一积分器输出的第一积分信号与从所述第二积分器输出的第二积分信号之间的差值；

一个第三积分器，用来对从所述第一减法器中输出的第一差分信号进行积分；

一个反向器，用来对从所述第三积分器中输出的第三积分信号进行反向；以及

一个比较器，用来对所述第一差分信号和由所述反向器反向的所述第三积分信号进行比较，并根据比较结果生成所述校正信号。

第一差分信号(也就是音频信号的失真)的低频部分还可以在第三积分器中得到强化并接着通过反向器进行反向，因此该比较器能够提供第一差分信号一个由音频信号的失真所导致的部分，并生成音频信号的失真被进一步强化的校正信号。这同第一方面的D类放大器相比就能够进行更高精度的校正。

根据本发明的第三方面，提供一种D类放大器，包括：

一个电源开关，用来响应脉冲宽度调制信号对提供电源电压的电源进行开/关切换；

一个校正电路，用来根据从所述电源开关的输出生成的反馈信号的幅值对将要被输入给所述电源开关的脉冲宽度调制信号的脉冲宽度进行校正；以及

一个运算单元，用来根据所述电源电压值对将要被输入给所述校正电路的反馈信号的幅值进行调节。

该D类放大器的效率很高，其中提供给电源开关的电源电压的波动所导致的输出信号的失真同常规的D类放大器相比已经大大降低了，并且即使电源电压在一个相当宽的范围内发生波动，没有失真现象出现时的音频信号的输出电平也几乎不会降低。

根据本发明的第四方面，提供一种D类放大器，包括：

一个电源开关，用来根据脉冲宽度调制信号对提供电源电压的电源进行开/关切换；以及

一个校正电路，用来根据从所述电源开关的输出生成的反馈信号的幅值对将要被输入给所述电源开关的所述脉冲宽度调制信号的脉冲宽度进行校正，其中

其中所述校正电路包括：

一个第一积分器，用来对所述脉冲宽度调制信号进行积分；

一个第二积分器，用来对所述反馈信号和根据所述电源电压的dc分量生成的基准电压之间的差值进行积分；以及

一个比较器，用来比较所述第一和第二积分器的输出，以及

所述比较器的输出被输入给所述电源开关。

该D类放大器的效率很高，其中提供给电源开关的电源电压的波动所导致的输出信号的失真同常规的D类放大器相比已经大大降低了，并且即使电源电压在一个相当宽的范围内发生波动，没有失真现象出现时的音频信号的输出电平也几乎不会降低。

根据本发明的第五方面，提供一种D类放大器，包括：

一个电源开关，用来根据脉冲宽度调制信号对提供电源电压的电源进行开/关切换；

一个校正电路，用来根据所述电源开关输出信号的幅值对将要被输入给电源开关的所述脉冲宽度调制信号的脉冲宽度进行校正；

一个电平基准信号发生器，用来从所述电源电压中生成一个电平基准信号；以及

一个电平调节电路，用来根据所述电平基准信号值对将要被输入给所述校正电路的所述脉冲宽度调制信号的幅值进行调节。

该D类放大器的效率很高，其中提供给电源开关的电源电压的波动所导致的输出信号的失真同常规的D类放大器相比已经大大降低了，并且即使电源电压在一个相当宽的范围内发生波动，其也可以毫无问题的使用。

根据本发明的第六方面，提供一种D类放大器，包括：

一个脉冲调制器，用来对输入信号的脉冲宽度进行调制以输出一个脉冲宽度调制信号；

一个电源开关，用来根据所述脉冲宽度调制信号对提供电源电压的电源进行开/关切换；

一个校正电路，用来根据所述电源开关输出信号的幅值对将要被输入给所述电源开关的所述脉冲宽度调制信号的脉冲宽度进行校正；

一个电平基准信号发生器，用来从所述电源电压中生成一个电平基准信号；

一个调制指数控制信号发生器，用来从所述电源电压中生成一个调制指数控制信号；

一个电平调节电路，用来根据所述电平基准信号值对将要被输入给所述校正电路的所述脉冲宽度调制信号的幅值进行调节；以及

一个调制指数调节电路，用来根据所述调制指数控制信号值对所述脉冲调制器中的调制指数进行调节。

该D类放大器的效率很高，其中提供给电源开关的电源电压的波动所导致的输出信号的失真同常规的D类放大器相比已经大大降低了，并且即使电源电压在一个相当宽的范围内发生波动，其也可以毫无问题的使用。。

本发明的这些以及其它的目的、特征、方面以及优点将随着下面参照如图对本发明的详细描述而变得更加明显。

附图说明

图1为根据本发明的D类放大器的电路结构方框图；

图2为根据本发明的第一优选实施例的校正电路内部结构的方框图；

图3为在没有失真发生时，根据本发明的第一优选实施例的校正电路中各点的稳态信号波形；

图4A-4B示出了第一种类型的失真；

图5A-5B示出了第二种类型的失真；

图6A-6B示出了第三种类型的失真；

图7A-7B示出了第四种类型的失真；

图8为在出现第一种类型的失真时，根据第一优选实施例的校正电路中各点的稳态信号波形；

图9为在出现第二种类型的失真时，根据第一优选实施例的校正电路中各点的稳态信号波形；

图10为在出现第三种类型的失真时，根据第一优选实施例的校正电路中各点的稳态信号波形；

图11为在出现第四种类型的失真时，根据第一优选实施例的校正电路中各点的稳态信号波形；

图12为根据第一优选实施例的校正电路的具体电路结构图；

图13为根据本发明第二优选实施例的校正电路的结构方框图；

图14为在没有失真现象发生时，根据本发明的第二优选实施例的校正电路中各点的稳态信号波形；

图15为在出现第一种类型的失真时，根据第二优选实施例的校正电路中各点的稳态信号波形；

图16为在出现第二种类型的失真时，根据第二优选实施例的校正电路中各点的稳态信号波形；

图17为在出现第三种类型的失真时，根据第二优选实施例的校正电路中各点的稳态信号波形；

图18为在出现第四种类型的失真时，根据第二优选实施例的校正电路中各点的稳态信号波形；

图19为根据第二优选实施例的校正电路的具体电路结构图；

图20为用来评价由根据本发明的校正电路实现的校正效果的测量电路结构图；

图21为绘制了指示由根据本发明的校正电路实现的校正效果的测量数据的曲线图；

图22为根据本发明第三优选实施例的D类放大器的结构方框图；

图23为根据本发明第三优选实施例的D类放大器的输出波形；

图24为根据本发明第四优选实施例的D类放大器的结构方框图；

图25为根据第四优选实施例的D类放大器的校正电路的电路图；

图26为根据本发明第五优选实施例的D类放大器的结构方框图；

图27为根据第五优选实施例的D类放大器的校正电路的各个部分中的信号波形；

图28为根据第五优选实施例的D类放大器的电平调节电路的内部结构图；

图29为根据本发明第六优选实施例的D类放大器的结构方框图；

图30为根据第七优选实施例的D类放大器的电平基准信号发生器的内部结构图；

图31为绘制根据第七优选实施例的D类放大器的电平基准信号发生器的输入-输出特性的曲线图；

图32为根据常规技术的D类放大器的结构方框图；

图33为根据常规技术的校正单元的内部结构方框图；

图34为根据常规技术的校正示意图。

具体实施方式

第一优选实施例

包括在根据该实施例的D类放大器中的校正电路能够对从脉冲调制器输出的脉冲调制信号以及从电源开关输出的反馈信号进行积分，在比较器中采用脉冲调制信号为基准对积分信号进行比较，用来向电源开关输出一个相应于比较结果的输出信号，并且最后校正电源开关中出现的信号失真。

图1为根据本发明的含有校正电路的D类放大器的电路结构方框图。

图1中所示的D类放大器包括一个脉冲调制器1，一个校正电路2，一个电源开关3以及一个低通滤波器(LPF)4，它们彼此之间相互串联。信号从脉冲调制器1传送至LPF4。在节点N1与校正电路2之间提供一个反馈电路5，这就使得从电源开关3中输出信号的一部分被反馈给校正电路2。

该校正电路2包括两个输入端，其中一个从脉冲调制器1接收信号，另一个从反馈电路5中接收反馈信号。

在前面提到的结构中，各个部件的操作将在下面描述。

该脉冲调制器1将数字或模拟音频信号转换为脉冲调制信号，例如二进制脉冲宽度调制信号或者二进制脉冲数字调制信号，并输出该脉冲调制信号。

该校正电路2接收该脉冲调制信号以及从反馈电路5中返回来的反馈信号，并在电源开关3中使用脉冲调制信号作为基准对包含在反馈信号中的失真因数进行校正，并输出该校正后的脉冲调制信号。

该电源开关3由一个与电源相连的切换装置以及一个接地(或与阴极电源相连)的切换装置构成，通过根据从校正电路2输出的用于校正失真因数的脉冲调制信号在电源与接地之间进行切换来进行功率放大，使得电源能够向一个与放大器输出相连的负载供电。

该LPF4从来自电源开关3中的功率放大信号中除去高频部分，从而输出一个解调的音频信号。

最后，该反馈电路5对电源开关3输出的功率放大信号的幅值进行电平调节，并将电平调节后的信号提供给校正电路2的另一个输入端。当电源开关3中的信号幅值没有出现失真时，上面提到的信号幅值的电平调节就会使与脉冲调制器1中输出的脉冲调制信号的幅值具有相同电平的电源开关3中功率放大信号的幅值衰减一固定的衰减增益。

图2为根据本发明的D类放大器中用于进行校正的校正电路内部结构的方框图。

下面将对图2中所示的校正电路2的结构进行描述。

减法器20的输出端与第一积分器21的输入端相连，第一积分器21的输出端与比较器25的一个输入端，也就是“+”输入端相连。

减法器23的输出端与第二积分器24的输入端相连，第二积分器24的输出端与比较器25的另一端，也就是“-”端相连。

并且，第一积分器21的输出端也通过第一积分器21与比较器25之间的节点N2与增益控制器22的输入端相连。该增益控制器22的输出端也通过节点N3分别同减法器20，23的“-”端相连。

减法器20的“+”端与脉冲调制器1的输出端相连，减法器23的“+”端与反馈电路5的输出端相连。比较器25的输出端与电源开关3的输入端相连。

在上面提到的结构中，减法器20、第一积分器21以及增益控制器22构成了一个通过增益控制器22提供负反馈的积分电路。在该积分电路中，该减法器20获得了从脉冲调制器1中输出的脉冲调制信号与从增益控制器22中输出的信号之间差值，从而生成第一差分信号，并由第一积分器21对该第一差分信号进行积分。也就是，第一积分器21根据脉冲调制信号对第一差分信号进行积分，用以强化脉冲调制信号中的低频部分，同时适当地通过增益控制器22的负反馈抑止低频增益，这就能够防止来自第一积分器21中的积分信号超过电路的工作范围。

进一步，由减法器23和第二积分器24构成的积分电路还从反馈电路5的反馈信号中减去增益控制器22的输出信号，从而生成一个第二差分信号，并对该第二差分信号进行积分。也就是说，第二积分器24根据反馈信号对第二差分信号进行积分，用以强化反馈信号中的低频部分，同时减法器23也从反馈电路5的反馈信号中减去增益控制器22的输出信号，从而减少低频部分，这就能够防止第二积分器24的积分信号超过电路的工作范围。

该比较器25对从第一积分器21和第二积分器24中输出的积分信号的波形进行比较，并输出一个比较结果作为校正信号Vc，该信号为二进制脉冲信号。

在下文中，将使用算术表达式对比较器25的操作进行描述。

首先，用ei表示脉冲调制器1输出的脉冲调制信号，用eo1表示从第一积分器21中输出的积分信号，该积分信号eo1可以表示为：

其中G1为第一积分器21的增益常数，Gf为增益控制器22的增益常

    eo1＝G1∫(ei-Gf·eo1)dt

       ＝G1∫ei·dt-Gf·G1∫eo1·dt         …(1)数。

进一步，用ef表示反馈电路5输出的反馈信号，用eo2表示第二积分器24输出的积分信号，该积分信号eo2可以表示为：

    eo2＝G2∫(ef-Gf·eo1)dt

       ＝G2∫ef·dt-Gf·G2∫eo1·dt         …(2)

其中G2为第二积分器24的增益常数。

在表达式(1)和(2)中，积分信号eo1和eo2的低频部分均被右侧的第二项(包括增益常数Gf的)适当地减小了。

根据数值(eo1-eo2)生成比较器25的输出校正信号Vc，作为二进制脉冲“H”或“L”(也就是“0”或“1”)。

例如，当数值(eo1-eo2)为正时，从比较器25中输出校正信号Vc“H”作为二进制脉冲信号。接着，该校正信号Vc“H”使得一个相同相位的信号通过电源开关3和反馈电路5被反馈回来。这样，反馈信号ef就被置为“H”电平并增加积分信号eo2的值。因此，数值(eo1-eo2)就会降低并以稳态向近似于零收敛。

另一方面，当数值(eo1-eo2)为负时，从比较器25中输出校正信号Vc“L”作为二进制脉冲信号。接着，该校正信号Vc“L”使得一个相同相位的信号通过电源开关3和反馈电路5被反馈回来。这样，反馈信号ef就被置为“L”电平并降低积分信号eo2的值。因此，数值(eo1-eo2)就会增加并以稳态向近似于零收敛。

也就是说，从表达式(1)和(2)中获得的下面的表达式：

G1∫ei·dt-G2∫ef·dt+Gf·(G2-G1)∫eo1·dt…(3)

近似于零。

这里，如果不必彼此相等的常数G1和G2都近似相等并表示为常数G，表达式(3)可以被近似的表示为：

G(∫ei dt-∫ef dt)＝0             …(4)

这表明具有上述结构的校正电路2主要用于使得输入信号ei和反馈信号ef的低频部分相等。这样，就可以从比较器25中生成校正信号Vc，用以减小脉冲调制信号ei与反馈信号ef的低频部分之间的差值，也就是音频信号中的失真。

如上所述，可以通过校正降低音频信号中的失真。从上面的描述中可以看出，即使常数G1和G2彼此之间具有不同的值，失真也可以被减小到Gf·(G2-G1)∫eo1 dt的范围内。可是，如果常数G1和G2具有相同的值，则就可以以更高的精度来降低失真(校正失真)。

接下来，将对校正电路2中各点的信号波形状态进行说明。

首先，将对电源开关3中没有失真现象出现的情况进行说明。图3就示出了在这种情况下校正电路2中各点的稳态信号波形。水平轴表示时间，垂直轴表示电压值。

在图3中，参考标记30表示从脉冲调制器1中输出并被输入至校正电路2的脉冲调制信号ei的脉冲波形，31表示根据波形30在第一积分器21中生成的积分信号eo1的积分波形。

参考标记34表示从反馈电路5中输出并被输入给校正电路2的反馈信号ef的脉冲波形，并且32表示根据波形34在第二积分器24中生成的积分信号eo2的积分波形。

参考标记33表示根据积分波形31和32的差值在比较器25中生成的校正信号Vc的脉冲波形，作为二进制脉冲“H”或“L”(也就是“0”或“1”)。具体地，当波形31高于波形32时，生成脉冲“H”(也就是“1”)，而当波形31低于波形32时，生成脉冲“L”(也就是“0”)。

脉冲波形30的幅值范围应该近似位于0和Vsig之间。如果从恒压电源供给电源开关3的电压为Vpow并且反馈电路5中的固定衰减增益为1/K，则反馈电路5输出的脉冲波形的幅值应近似位于0和Vpow/K之间，并且将反馈电路5设置为使得脉冲波形34的幅值等于从脉冲调制器1中输出的脉冲波形30的幅值(也就是Vpow/K＝Vsig)。

在脉冲波形30和34处在如图3中所示的状态，并且通过增益控制器22等的作用在近似Vsig/2的基础上对第一积分器21和第二积分器24进行操作的情况下，就会生成如图3中所示的积分波形31和32，并且比较器25输出的校正信号Vc就会变得类似于脉冲波形33。这里，在稳态下，脉冲波形34相对于比较器25输出的脉冲波形33具有主要由电源开关3所导致的延迟时间δ。

也就是说，如图3所示，当校正电路2通常工作在不会导致电源开关3出现失真的稳态时，反馈信号ef的脉冲波形34就变成与脉冲调制信号ei的脉冲波形30类似的具有延迟时间δ的波形，这就意味着脉冲波形30和34的低频部分彼此相等并且音频信号被正常地传输不会发生失真。

实际上反馈信号ef中包括主要由电源开关3导致的波形失真。该失真使得反馈信号ef的波形发生形变，这就使得反馈信号ef的低频部分同脉冲调制信号ei的低频部分不同。

因此，现在就在由电源开关3导致如图4A-7B所示四种模式的波形失真的情况下，根据本实施例的D类放大器的校正电路2的一般校正操作对处于稳态的校正电路2中的波形在各点发生的变化进行说明。在图4A-7B中，水平轴表示时间，垂直轴表示电压值。这四种波形失真或者是它们之间的组合可以表示任何实际上出现的失真。

图4A和4B表示的情况是：电源开关3的下降延迟使得电源开关3输出的脉冲宽度比将要输入给电源开关3的校正信号Vc的脉冲宽度大te1(以后称作第一种类型的失真)。

图4A示出了在发生失真之前从比较器25中输出的校正信号Vc的脉冲波形，而图4B示出了在发生第一种类型失真的情况下，在如图4A所示的校正信号Vc被输入给电源开关3之后，电源开关3输出信号的脉冲波形。

图5A和5B表示的情况是：电源开关3的上升延迟使得电源开关3输出的脉冲宽度比将要输入给电源开关3的校正信号Vc的脉冲宽度小te2(以后称作第二种类型的失真)。

图5A示出了在发生失真之前从比较器25中输出的校正信号Vc的脉冲波形，而图5B示出了在发生第二种类型失真的情况下，在如图5A所示的校正信号Vc被输入给电源开关3之后，电源开关3输出信号的脉冲波形。

图6A和6B表示的情况是：电源开关3中电源电压的波动使得电源开关3输出的脉冲宽度比恒压电源提供给电源开关3的基准电压值Vpow大ΔV1(以后称作第三种类型的失真)。

图6A示出了在发生失真之前从比较器25中输出的校正信号Vc的脉冲波形，而图6B示出了在发生第三种类型失真的情况下，在如图6A所示的校正信号Vc被输入给电源开关3之后，电源开关3输出信号的脉冲波形。

图7A和7B表示的情况是：电源开关3中电源电压的波动使得电源开关3输出的脉冲宽度比恒压电源提供给电源开关3的基准电压值Vpow小ΔV2(以后称作第四种类型的失真)。

图7A示出了在发生失真之前从比较器25中输出的校正信号Vc的脉冲波形，而图7B示出了在发生第四种类型失真的情况下，在如图7A所示的校正信号Vc被输入给电源开关3之后，电源开关3输出信号的脉冲波形。

参考符号δ表示图4A到7B的电源开关3中生成的延迟时间。

在第一和第三种类型的失真情况下，失真出现在低频部分作为信号电平的增加。在第二和第四种类型的失真情况下，失真出现在低频部分作为信号电平的降低。

下面就在前面所述的第一至第四种模式的波形失真的情况下，对处于稳态的校正电路2中的波形在各点发生的变化进行说明。

首先，对第一种类型的失真进行说明。图8示出了通过在出现第一种类型的失真时进行校正被置于稳态的校正电路2的各点的波形。水平轴表示时间，垂直轴表示电压值。

在图8中，脉冲波形30以及积分波形31与图3中所示的相同，因此这里省略掉了那些重复的说明。

参考标记34a表示从反馈电路5中输出并输入给校正电路2的反馈信号ef的脉冲波形，其在电源开关3中出现第一种类型失真时通过由该实施例的D类放大器执行的校正步骤而被置于稳态，参考标记32a表示在第二积分器24中根据脉冲波形34a生成的积分信号eo2的积分波形。

参考标记33a表示根据积分波形31和32a之间的差值在比较器25中生成的校正信号Vc的脉冲波形作为二进制脉冲“H”或“L”(即，“0”或“1”)。具体地，当波形31高于波形32a时，生成脉冲“H”(或者“1”)，而当波形31低于波形32a时，生成脉冲“L”(或者“0”)。

脉冲波形30的幅值范围应该近似位于0和Vsig之间。在第一种类型失真中幅值不会出现失真。因此，如果从恒压电源供给电源开关3的电压为Vpow并且反馈电路5中的固定衰减增益为1/K，则反馈电路5输出的脉冲波形34a的幅值应近似在0和Vpow/K之间，并且通过反馈电路5的作用等于从脉冲调制器1中输出的脉冲波形30的幅值(也就是Vpow/K＝Vsig)。

当在校正电路2中进行正常校正时，稳态中相应于一个频率周期的脉冲波形34a的脉冲区域等于相应于一个频率周期的脉冲波形30的脉冲区域。

在脉冲波形30和34a处在如图8中所示的状态，并且通过增益控制器22等的作用在近似Vsig/2的基础上对第一积分器21和第二积分器24进行操作的情况下，就会形成如图8中所示的积分波形31和32a。

在电源开关3的第一种类型的失真中(图4A、4B)，积分波形32a的平均值就会高于如图3所示没有出现失真时生成的积分波形32的平均值。这样，积分波形31大于积分波形32a的时间周期就短于如图3所示的没有出现失真的情况下的时间周期。

因此，根据积分波形31和32a之间的差值由比较器25输出的校正信号Vc就具有脉冲波形33a。

如图8所示，响应第一种类型的失真，通过比较器25的常规作用，脉冲波形33a的脉冲宽度比脉冲波形34a的脉冲宽度小te1(也就是说，脉冲波形33a处于“H”电平的时间周期短于如图3所示的没有出现失真的情况下的时间周期)。

因此，即使如图8所示脉冲宽度的脉冲波形33a被反馈并再次被输入给电源开关3，这会使得电源开关3中出现第一种类型的失真，并导致脉冲宽度增加te1，该脉冲波形34a的脉冲宽度也会等于波形30的脉冲宽度。图8还示出了主要由电源开关3导致的延迟时间δ在脉冲波形33a和34a之间出现。

如上所述，在电源开关3中出现第一种类型失真的情况下，该实施例的D类放大器为响应该第一种类型的失真，会将比较器25输出的脉冲波形33a的脉冲宽度设置成比脉冲波形30的脉冲宽度小te1，由此校正电源开关3中的第一种类型的失真，用以使得脉冲波形34a的脉冲宽度近似等于稳态下脉冲波形30的脉冲宽度，也就是，使得相应于一个频率周期的脉冲波形34a的脉冲区域近似等于相应于一个频率周期的脉冲波形30的脉冲区域。这就是要使得反馈信号ef以及脉冲调制信号ei的低频部分近似于相同，这意味着这些信号之间没有误差，即校正了音频信号的失真。

接下来，对第二种类型的失真进行说明。图9示出了通过在出现第二种类型的失真时进行校正被置于稳态的校正电路2的各点的波形。水平轴表示时间，垂直轴表示电压值。

在图9中，脉冲波形30以及积分波形31与图8中所示的相同，因此这里省略掉了那些重复的说明。

参考标记34b表示从反馈电路5中输出并输入给校正电路2的反馈信号ef的脉冲波形，其在电源开关3中出现第二种类型失真时通过由该实施例的D类放大器执行的校正步骤而被置于稳态，参考标记32b表示在第二积分器24中根据脉冲波形34b生成的积分信号eo2的积分波形。

参考标记33b表示根据积分波形31和32b之间的差值在比较器25中生成的校正信号Vc的脉冲波形作为二进制脉冲“H”或“L”(即，“0”或“1”)。具体地，当波形31高于波形32b时，生成脉冲“H”(或者“1”)，而当波形31低于波形32b时，生成脉冲“L”(或者“0”)。

脉冲波形30的幅值范围应该近似位于0和Vsig之间。在第二种类型失真中幅值不会出现失真。因此，如果从恒压电源供给电源开关3的电压为Vpow并且反馈电路5中的固定衰减增益为1/K，则反馈电路5输出的脉冲波形34b的幅值应近似在0和Vpow/K之间，并且通过反馈电路5的作用等于从脉冲调制器1中输出的脉冲波形30的幅值(也就是Vpow/K＝Vsig)。

当在校正电路2中进行正常校正时，稳态中相应于一个频率周期的脉冲波形34b的脉冲区域等于相应于一个频率周期的脉冲波形30的脉冲区域。

在脉冲波形30和34b处在如图9中所示的状态，并且通过增益控制器22等的作用在近似Vsig/2的基础上对第一积分器21和第二积分器24进行操作的情况下，就会形成如图9中所示的积分波形31和32b。

在电源开关3的第二种类型的失真中(图5A、5B)，积分波形32b的平均值就会小于如图3所示没有出现失真时生成的积分波形32的平均值。这样，积分波形31大于积分波形32b的时间周期就短于如图3所示的没有出现失真的情况下的时间周期。

因此，根据积分波形31和32b之间的差值由比较器25输出的校正信号Vc就具有脉冲波形33b。

如图9所示，响应第二种类型的失真，通过比较器25的常规作用，脉冲波形33b的脉冲宽度比脉冲波形34b的脉冲宽度大te2(也就是说，脉冲波形33b处于“H”电平的时间周期长于如图3所示的没有出现失真的情况下的时间周期)。

因此，当如图9所示脉冲宽度的脉冲波形33b被反馈并再次被输入给电源开关3时，这会使得电源开关3中出现第二种类型的失真，并导致脉冲宽度增加te2，该脉冲波形34b的脉冲宽度也会等于波形30的脉冲宽度。图9还示出了主要由电源开关3导致的延迟时间δ在脉冲波形33b和34b之间出现。

如上所述，在电源开关3中出现第二种类型失真的情况下，该实施例的D类放大器为响应该第二种类型的失真，会将比较器25输出的脉冲波形33b的脉冲宽度设置成比脉冲波形30的脉冲宽度大te2，由此校正电源开关3中的第二种类型的失真，用以使得脉冲波形34b的脉冲宽度近似等于稳态下脉冲波形30的脉冲宽度，也就是，使得相应于一个频率周期的脉冲波形34b的脉冲区域近似等于相应于一个频率周期的脉冲波形30的脉冲区域。这就是要使得反馈信号ef以及脉冲调制信号ei的低频部分近似于相同，这意味着这些信号之间没有误差，即校正了音频信号的失真。

接下来，对第三种类型的失真进行说明。图10示出了通过在出现第三种类型的失真时通过校正被置于稳态的校正电路2的各点的波形。水平轴表示时间，垂直轴表示电压值。

在图10中，脉冲波形30以及积分波形31与图8中所示的相同，因此这里省略掉了那些重复的说明。

参考标记34c表示从反馈电路5中输出并输入给校正电路2的反馈信号ef的脉冲波形，其在电源开关3中出现第三种类型失真时通过由该实施例的D类放大器执行的校正步骤而被置于稳态，参考标记32c表示在第二积分器24中根据脉冲波形34c生成的积分信号eo2的积分波形。

参考标记33c表示根据积分波形31和32c之间的差值在比较器25中生成的校正信号Vc的脉冲波形作为二进制脉冲“H”或“L”(即“0”或“1”)。具体地，当波形31高于波形32c时，生成脉冲“H”(或者“1”)，而当波形31低于波形32c时，生成脉冲“L”(或者“0”)。

脉冲波形30的幅值范围应该近似位于0和Vsig之间。在第三种类型失真中，幅值相对于由恒压电压向电源开关3提供的基准电压值Vpow出现+ΔV1的失真。因此，如果反馈电路5中的固定衰减增益为1/K，则反馈电路5输出的脉冲波形34c的幅值应近似在0和(Vpow+AV1)/K之间。这样，脉冲波形34c的幅值就不等于而是比从脉冲调制器1中输出的脉冲波形30的幅值大ΔV1/K。

当在校正电路2中进行正常校正时，稳态中相应于一个频率周期的脉冲波形34c的脉冲区域等于相应于一个频率周期的脉冲波形30的脉冲区域。

在脉冲波形30和34c处在如图10中所示的状态，并且通过增益控制器22等的作用在近似Vsig/2的基础上对第一积分器21和第二积分器24进行操作的情况下，就会形成如图10中所示的积分波形31和32c。

在电源开关3中出现第三种类型的失真时(图6A、6B)，积分波形32c的平均值就会高于如图3所示没有出现失真时生成的积分波形32的平均值。这样，期间积分波形31大于积分波形32c的时间周期就短于如图3所示的没有出现失真的情况下的时间周期。

因此，根据积分波形31和32c之间的差值由比较器25输出的校正信号Vc就具有脉冲波形33c。

如图10所示，响应第三种类型的失真，通过比较器25的作用，脉冲波形33c的脉冲宽度比脉冲波形30的脉冲宽度小(即幅值增加ΔV1)(也就是说，脉冲波形33c处于“H”电平的时间周期短于如图3所示的没有出现失真的情况下的时间周期)。

因此，即使当如图10所示脉冲宽度的脉冲波形33c被反馈并再次被输入给电源开关3时，这会使得电源开关3中出现第三种类型的失真，并导致幅值与保持不变的脉冲宽度正常值相比增加ΔV1，相应于一个频率周期的脉冲波形34c的脉冲区域近似等于相应于一个频率周期的脉冲波形30的脉冲区域。图10还示出了主要由电源开关3导致的延迟时间δ在脉冲波形33c和34c之间出现。

如上所述，在电源开关3中出现第三种类型失真的情况下，该实施例的D类放大器响应该第三种类型的失真，会将比较器25输出的脉冲波形33c的脉冲宽度设置成比脉冲波形30的脉冲宽度小(即幅值增加ΔV1)，由此校正电源开关3中的第三种类型的失真，用以使得处于稳态的相应于一个频率周期的脉冲波形34c的脉冲区域近似等于相应于一个频率周期的脉冲波形30的脉冲区域。这就是要使得反馈信号ef以及脉冲调制信号ei的低频部分近似于相同，这意味着这些信号之间没有误差，即校正了音频信号的失真。

在这种情况下，积分波形32c在幅值上的增加有效地降低了比较器25输出的校正信号Vc的脉冲宽度。

接下来，对第四种类型的失真进行说明。图11示出了通过在出现第四种类型的失真时通过校正被置于稳态的校正电路2的各点的波形。水平轴表示时间，垂直轴表示电压值。

在图11中，脉冲波形30以及积分波形31与图8中所示的相同，因此这里省略掉了那些重复的说明。

参考标记34d表示从反馈电路5中输出并输入给校正电路2的反馈信号ef的脉冲波形，其在电源开关3中出现第四种类型失真时通过由该实施例的D类放大器执行的校正而被置于稳态，参考标记32d表示在第二积分器24中根据脉冲波形34d生成的积分信号eo2的积分波形。

参考标记33d表示根据积分波形31和32d之间的差值在比较器25中生成的校正信号Vc的脉冲波形作为二进制脉冲“H”或“L”(即“0”或“1”)。具体地，当波形31高于波形32d时，生成脉冲“H”(或者“1”)，而当波形31低于波形32d时，生成脉冲“L”(或者“0”)。

脉冲波形30的幅值范围应该近似位于0和Vsig之间。在第四种类型失真中，幅值相对于由恒压电压向电源开关3提供的基准电压值Vpow出现-ΔV2的失真。因此，如果反馈电路5中的固定衰减增益为1/K，则反馈电路5输出的脉冲波形34d的幅值应在0和(Vpow-ΔV2)/K之间。这样，脉冲波形34d的幅值就不等于而是比从脉冲调制器1中输出的脉冲波形30的幅值小ΔV2/K。

当在校正电路2中进行正常校正时，稳态中相应于一个频率周期的脉冲波形34d的脉冲区域等于相应于一个频率周期的脉冲波形30的脉冲区域。

在脉冲波形30和34d处在如图11中所示的状态，并且通过增益控制器22等的作用在近似Vsig/2的基础上对第一积分器21和第二积分器24进行操作的情况下，就会形成如图11中所示的积分波形31和32d。

在电源开关3的第四种类型的失真中(图7A、7B)，积分波形32d的平均值就会低于如图3所示没有出现失真时生成的积分波形32的平均值。这样，积分波形31大于积分波形32d的时间周期就长于如图3所示的没有出现失真的情况下的时间周期。

因此，根据积分波形31和32d之间的差值由比较器25输出的校正信号Vc就具有脉冲波形33d。

如图11所示，响应第四种类型的失真，通过比较器25的作用，脉冲波形33d的脉冲宽度比脉冲波形30的脉冲宽度大(即幅值减小ΔV2)(也就是说，脉冲波形33d处于“H”电平的时间周期长于如图3所示的没有出现失真的情况下的时间周期)。

因此，即使当如图11所示脉冲宽度的脉冲波形33d被反馈并再次被输入给电源开关3时，会使得电源开关3中出现第四种类型的失真，并导致幅值与保持不变的脉冲宽度正常值相比减小了ΔV2，相应于一个频率周期的脉冲波形34d的脉冲区域近似等于相应于一个频率周期的脉冲波形30的脉冲区域。图11还示出了主要由电源开关3导致的延迟时间δ在脉冲波形33d和34d之间出现。

如上所述，在电源开关3中出现第四种类型失真的情况下，该实施例的D类放大器响应该第四种类型的失真，会将比较器25输出的脉冲波形33d的脉冲宽度设置成比脉冲波形30的脉冲宽度大(即幅值减小ΔV2)，由此校正电源开关3中的第四种类型的失真，用以使得处于稳态的相应于一个频率周期的脉冲波形34d的脉冲区域近似等于相应于一个频率周期的脉冲波形30的脉冲区域。这就是要使得反馈信号ef以及脉冲调制信号ei的低频部分近似于相同，这意味着这些信号之间没有误差，即校正了音频信号的失真。

在这种情况下，积分波形32d在幅值上的增加有效地增加了比较器25输出的校正信号Vc的脉冲宽度。

以上针对根据当前实施例的校正电路2发送脉冲调制信号ei到其输出同时基于反馈执行校正的过程进行了说明。

如上所述，具有如图1和2所示结构的D类放大器能够减小(或校正)音频信号中主要由电源开关3的操作所引起的失真。

换句话说，该第一积分器21基于脉冲调制信号ei对信号进行积分，第二积分器24基于反馈信号ef对信号进行积分，比较器25参照脉冲调制信号ei对积分信号进行比较，并根据比较结果生成一个脉冲信号，用于向电源开关3输出脉冲信号，由此该校正电路2能够校正音频信号中主要由电源开关3引起的失真所导致的因数。

并且，在本实施例中，第一和第二积分器21和24生成一个其高频部分已经被移除的信号(也就是，其脉冲部分已经被移除的信号)，并由比较器25根据它生成一个校正信号。这就能够防止象在常规技术中那样，电路的工作受到剩余脉冲部分的限制。也就是说，能够防止该进入校正电路2的非线性区域并发生失真的剩余脉冲部分导致误差信号的失真并干扰正确的校正。

常规技术要求形成高精度的梯形波，并要求在误差处理器101中生成一个误差信号以及根据该误差信号在校正单元102中生成一个校正信号，这就导致了复杂的结构。可是，在本发明中，并不需要形成这种梯形波并且直接在校正电路2中生成校正信号而不需要生成误差信号，这就使得电路结构在整体上简化。

并且，本实施例的校正电路包括一个增益控制器22，用来控制来自第一积分器21的积分波形的增益，减法器20从脉冲调制信号ei中减去增益控制器22的输出信号(获得信号之间的差值)，减法器23从反馈信号ef中减去增益控制器22的输出信号(获得信号之间的差值)，并且由第一和第二积分器21及24分别对减法器生成的差分信号进行积分，因此可以适当地控制积分器21和24中生成的积分信号的低频增益，这就能够防止积分信号超过电路的工作范围。

虽然如图2所示，第一积分器21的输出信号被输入给增益控制器22，而增益控制器22共同地向减法器20和23提供输入信号，可是第二积分器24的输出信号也可以被输入给增益控制器22。可选地，也可以采用这种结构：其中包括两个增益控制器22，并且第一积分器21的输出信号被输入给一个增益控制器22而从一个增益控制器22输出的信号被输入给减法器20，同时第二积分器24的输出信号被输入给另一个增益控制器22而从另一个增益控制器22输出的信号被输入给减法器23。

可是，在图2所示的结构中，第一积分器21的输出信号被输入给增益控制器22并且增益控制器22的输出信号被共同地输入到减法器20和23，这种结构就能够防止第二积分器24的增益被衰减，也就能够以更高的精度进行校正操作。

并且，本发明的D类放大器包括反馈电路5，用来使电源开关3输出信号的幅值衰减并输出将要被输入至校正电路2的反馈信号ef。这样，就能够在反馈电路5中将电源开关3中放大信号的幅值衰减为与在电源开关3中没有出现失真的情况下从脉冲调制器1中输出的脉冲调制信号ei的幅值的电平相同，同时在电源开关3中没有出现失真的情况下可以简化校正电路2中的比较操作。因此，可以很容易的实现具有该校正功能的D类放大器。

第一优选实施例的具体示例

在该第一优选实施例中，图12中示出了校正电路的一个更具体的结构。图12中的结构将在下面说明。

在图12中，如图1中所示的脉冲调制器1的输出端同电阻50的一端相连，而电阻50的另一端通过节点N4和N7同运算放大器56的反向(“-”)输入端相连。并且，该运算放大器56的输出端在节点N5分叉，通过电容54和节点N5提供负反馈，同时与比较器58的“-”输入端以及节点N6相连。

电阻52的一端以及电阻51的一端通过节点N6连接在一起。电阻51的另一端通过节点N7同运算放大器56的反向(“-”)输入端相连。电阻52的另一端通过节点N8和N9同运算放大器57的反向(“-”)输入端相连。

运算放大器57的输出在节点N10分叉，通过电容55和节点N10提供负反馈，同时与比较器58的非反向(“+”)输入端相连。如图1所示的反馈电路5的输出端通过电阻53和节点N8同运算放大器57的反向(“-”)输入端相连。

运算放大器56以及运算放大器57的非反向(“+”)输入端分别与适当的固定电位相连。比较器58的输出端同如图1所示的电源开关3的输入端相连。

在具有上述结构的校正电路2中，将经过电阻50输入的脉冲调制信号ei以及经过电阻51输入的运算放大器56的输出信号组合在一块输入到运算放大器56的反向输入端，就相当于图2中减法器20的操作。也就是说，相对反向输入端对运算放大器56的输出信号进行反向就相当于在减法器20中获得了脉冲调制信号ei以及来自增益控制器22的信号之间的差值。

并且，输入至运算放大器56的反向输入端的信号在电容54中积聚电荷就相当于图2中所示的第一积分器21的功能。还有，调节电阻50和51之间的电阻率就相当于图2中所示的增益控制器22的功能。

另一方面，将经过电阻53输入的反馈信号ef以及经过电阻52输入的运算放大器56的输出信号组合在一块输入到运算放大器56的反向输入端就相当于图2中减法器23的操作。也就是说，相对反向输入端对运算放大器57的输出信号进行反向就相当于在减法器23中获得了反馈信号ef以及来自增益控制器22的信号之间的差值。

并且，输入至运算放大器57的反向输入端的信号在电容55中积聚电荷就相当于图2中所示的第二积分器24的功能。还有，电阻52和53之间的电阻率就起到图2中所示的增益控制器22的作用。

电阻50和51之间的电阻率Gf1等于电阻52和53之间的电阻率Gf2。

此外，比较器58相当于图2中所示的比较器25。由于运算放大器56和57的输出被分别反向为图2中所示的第一和第二积分器21及24的输出，运算放大器56的输出端同比较器58的“-”输入端相连并且运算放大器57的输出端同比较器58的“+”输入端相连，以构成了与图2所示的比较器25反向互连的结构，因此比较器58的输出与比较器25的输出的相位相同。

上面所述的就是根据该第一优选实施例的校正电路2的具体示范性结构。

在上面的具体实例中，虽然电阻50和51之间的电阻率Gf1与电阻52和53之间的电阻率Gf2相等，即使这些电阻率彼此有些不同，对电源开关3中出现的失真进行校正也只能对脉冲调制信号ei以及反馈信号ef的工作周期内的波动进行。可是，通过使电阻率彼此相等，就可以在电源开关3中没出现失真时使得脉冲调制信号ei以及反馈信号ef的波形完全相同，这就能够很简单的进行校正而不需要复杂的结构。

进一步，将电阻50和51之间的电阻率Gf1与电阻52和53之间的电阻率Gf2设置为彼此不同的值，并且调节电阻率Gf1、Gf2，用于第一积分器21的增益常数G1，用于第二积分器24的增益常数G2以及由恒压电源提供给电源开关3的电压Vpow就相当于反馈电路5的功能。这样，就可以省略掉反馈电路。

第二优选实施例

根据该实施例的校正电路可以同在第一优选实施例中描述的如图1所示的D类放大器结合在一起。该校正电路并不是直接用于比较来自第一积分器和第二积分器的信号，而是用于在减法器中获得来自第一积分器和第二积分器的信号之间的差值，并接着对来自减法器的输出信号(差分信号)以及在第三积分器中通过对差分信号进行积分并接着在反向器中进行反向而获得的信号进行比较，，从而生成一个校正信号。

根据本实施例校正电路2的内部结构框图在图13中示出。图13所示的结构将在下文具体说明。在图13中，减法器20、第一积分器21、增益控制器22，减法器23和第二积分器24与第一优选实施例中描述的如图2所示的部件具有相同的结构，并执行相同的功能和操作，这里省略掉相同的描述。

在图13中，第一积分器21具有经节点N2连接到减法器26的“+”输入端的输出端，第二积分器24具有连接到所述减法器26的“-”输入端的输出端。此外，减法器26的输出在节点N11分叉，分别连接到比较器29的“+”输入端以及经第三积分器27和一反向器28连接到比较器29的“-”输入端。

与第一优选实施例相同，比较器29的输出端连接到电源开关3的输入端。

在本实施例中，如图13所示，从第一积分器21输出的积分波形与从第二积分器24输出的积分波形并不直接进行比较，而是在减法器26中对积分波形之间求差，然后对从减法器26中输出的信号(差分信号)与通过在第三积分器27中对此差分信号进行积分继而在反向器28中对其反向所获得的信号进行比较，从而在比较器29中产生校正信号Vc。

这里，来自减法器26的差分信号包含脉冲调制信号ei的低频部分与反馈信号ef的低频部分之间的差值。低频部分之间的差值表示包含在反馈信号ef中的误差，即输出音频信号中的失真，该失真在比较器29中被校正。

很明显，如果例如固定基准电位(Vsig/2)连接到比较器29的“-”输入端，则所述校正操作与第一实施例中的校正操作相同。

然而，在本实施例中，这种固定基准电位(Vsig/2)不连接到比较器29的“-”输入端，而是第三积分器27和反向器28连接到比较器29的“-”输入端，所述第三积分器27用于对来自参考Vsig/2工作的减法器26的差分信号进行积分，所述反向器28用于对所述差分信号进行反向。除了上述校正效果外，其还提供了以下效果。

也就是说，包含在减法器26所输出的差分信号中的脉冲调制信号ei与反馈信号ef的低频部分之间的差值(即输出音频信号中的失真)在第三积分器27中进一步被积分并被强化，之后在反向器28中被反向，从而输出音频信号中被强化的失真在比较器29中被添加到减法器26输出的差分信号中。因此，可以在比较器29中产生对应于输出音频信号中的失真的校正信号Vc，具有比第一优选实施例中更加强化的失真。这样获得了比在第一优选实施例中所描述的校正电路更高的校正效果。

接着，将描述校正电路2中各个点的波形状态。

首先，将说明在电源开关3中没有发生任何失真的情况。图14示出了在这种情况下校正电路2中各个点在稳态时的波形。水平轴表示时间，垂直轴表示电压值。

在图14中，参考标记40表示从脉冲调制器1输出并输入到校正电路2的脉冲调制信号ei的脉冲波形，41表示根据脉冲波形40在第一积分器21中产生的积分信号eo1的积分波形。

参考标记44表示从反馈电路5输入到校正电路2的反馈信号ef的脉冲波形，42表示根据脉冲波形44在第二积分器24中产生的积分信号eo2的积分波形。

参考标记45表示在减法器26中通过从积分波形41中减去积分波形42生成的信号的波形，46表示通过在第三积分器27中对波形45积分并在反向器28中对波形45反向获得的积分波形。

参考标记43表示根据波形45和46之间的差值在比较器29中产生的校正信号Vc的脉冲波形作为二进制脉冲“H”或“L”(即“0”或“1”)表示。具体地，当波形45高于波形46时，产生脉冲“H”(或“1”)，而当波形45低于波形46时产生脉冲“L”(或“0”)。

脉冲波形40应该具有近似在零和Vsig之间的幅值范围。假设从恒压电源提供给电源开关3的电压是Vpow，并且反馈电路5中的固定衰减增益是1/K，则从反馈电路5输出的脉冲波形44具有在近似零和Vpow/K之间的幅值范围，并且设置反馈电路5使得脉冲波形44的幅值等于从脉冲调制器1输出的脉冲波形40的幅值(即Vpow/K＝Vsig)。

在脉冲波形40和44处于图14所示的状态并且第一积分器21和第二积分器24在近似Vsig/2的基础上通过增益控制器22和类似装置进行操作的情况下，形成如图14所示的积分波形41和42。假如减法器26和第三积分器27在近似Vsig/2的基础上工作，则形成如图14所示的波形45和46。

因此，从比较器29输出的校正信号Vc具有脉冲波形43。这里，在稳态下，脉冲波形44相对于从比较器29输出的脉冲波形43具有延迟时间δ，该延迟时间主要由电源开关3引起。

也就是说，图14示出了校正电路2在电源开关3不会引起任何失真的正常操作情况下，作为反馈信号ef的脉冲波形44具有与作为脉冲调制信号ei的脉冲波形40相同的波形。这意味着脉冲波形40和44的低频部分彼此相等，并且能正常而没有任何失真的传送音频信号。

反馈信号ef实际上包含主要由电源开关3引起的波形失真。该失真使反馈信号ef的波形变形，导致反馈信号ef的低频部分不同于脉冲调制信号ei的低频部分。

以下说明解释了在图4A到7B中示出的由电源开关3引起的波形失真的四种方式，当发生这四种失真方式时，根据本实施例的D类放大器的校正电路执行一正常的校正操作。这四种方式或这些方式的组合可以表示实际发生的任何失真。

下面将对校正电路2中各个点的波形在发生这四种失真方式时如何在稳态变化进行说明。

首先，将说明第一种失真方式。图15示出了在第一种类型的失真的情况下通过校正被置于稳态的校正电路2的各个点的波形。水平轴表示时间，垂直轴表示电压值。

在图15中，脉冲波形40和积分波形41与图14所示的相同，在此不再重复说明。

参考标记44a表示在电源开关3发生第一种类型的失真时，从反馈电路5输出并输入到校正电路2的反馈信号ef的脉冲波形，其通过本实施例中的D类放大器执行校正而置于稳态，42a表示根据脉冲波形44a在第二积分器24中产生的积分信号eo2的积分波形。

参考标记45a表示在减法器26中通过从积分波形41中减去积分波形42a生成的信号的波形，46a表示通过在第三积分器27中对波形45a积分并在反向器28中对波形45a反向而形成的积分波形。

参考标记43a表示根据积分波形45a与46a之间的差值在比较器29中产生的校正信号Vc的脉冲波形作为二进制脉冲“H”或“L”(即“0”或“1”)。具体地，当波形45a高于波形46a时，产生脉冲“H”(或“1”)，而当波形45a低于波形46a时产生脉冲“L”(或“0”)。

脉冲波形40应该具有近似在零和Vsig之间的幅值范围。在第一种类型的失真中的幅值不会发生任何失真。因此，假如从恒压电源提供给电源开关3的电压是Vpow，并且反馈电路5中的固定衰减增益是1/K，则从反馈电路5输出的脉冲波形44a具有在近似零和Vpow/K之间的幅值范围，并且通过反馈电路5的作用变得等于从脉冲调制器1输出的脉冲波形40的幅值(即Vpow/K＝Vsig)。

当在校正电路2中正常执行校正时，对应于稳态的一个频率周期的脉冲波形44a的脉冲区域变得等于对应于一个频率周期的脉冲波形40的脉冲区域。

在脉冲波形40和44a是图15所示的情况，并且第一和第二积分器21和24在近似Vsig/2的基础上通过增益控制器22及类似装置进行操作时，积分波形41和42a形成如图15所示。

在电源开关3的第一种类型的失真中(图4A，4B)，积分波形42a的平均值大于在如图14所示没有发生任何失真时产生的积分波形42的平均值。

这缩短了根据积分波形41和42a之间的差值在减法器26中产生的积分波形45a超过基准电平Vsig/2所用的时间周期。另一方面，第三积分器27和反向器28根据波形45a形成的积分波形46a平均超过基准电平Vsig/2。

因此，基于波形45a和46a之间的差值从比较器29输出的校正信号Vc具有脉冲波形43a。在本实施例中，校正信号Vc可以校正输出音频信号中被强化的失真。

如图15所示，响应第一种类型的失真，通过比较器29的正常操作，形成比脉冲波形44a的脉冲宽度小te1的脉冲波形43a脉冲宽度(即，脉冲波形43a处在“H”电平的时间周期同如图14所示没有发生任何失真的情形相比被缩短了)。

因此，即使当如图15所示脉冲宽度的脉冲波形43a被反馈并再次输入电源开关3，使得在电源开关3发生第一种类型的失真，其使得脉冲宽度增加te1，脉冲波形44a的脉冲宽度变得等于波形40的脉冲宽度。图15还示出了在脉冲波形43a和44a之间出现了延迟时间δ，该延迟时间δ主要由电源开关3引起。

正如所描述的，在电源开关3发生第一种类型的失真时，本实施例的D类放大器响应该第一种类型的失真，设置从比较器29输出的脉冲波形43a的脉冲宽度小于脉冲波形40的脉冲宽度te1，从而校正电源开关3中的第一种类型的失真以使脉冲波形44a的脉冲宽度在稳态几乎等于脉冲波形40的脉冲宽度，即使得对应于一个频率周期的脉冲波形44a的脉冲区域几乎等于对应于一个频率周期的脉冲波形40的脉冲区域。这使得反馈信号ef的低频部分和脉冲调制信号ei的低频部分几乎彼此相等，这意味着这些信号之间没有任何误差，也就是音频信号中的失真被校正。

接着，将说明第二种类型的失真。图16示出了在发生第二种类型的失真时，通过执行校正被置于稳态的校正电路2的各个点的波形。水平轴表示时间，垂直轴表示电压值。

在图16中，脉冲波形40和积分波形41与图15所示的相同，在此不再详细说明。

参考标记44b表示在电源开关3发生第二种类型的失真时，从反馈电路5输出并输入到校正电路2的反馈信号ef的脉冲波形，其通过当前实施例中的D类放大器执行校正置于稳态，42b表示根据脉冲波形44b在第二积分器24中产生的积分信号eo2的积分波形。

参考标记45b表示在减法器26中通过从积分波形41中减去积分波形42b生成的信号的波形，46b表示通过在第三积分器27中对波形45b积分并在反向器28中对波形45b反向而形成的积分波形。

参考标记43b表示根据积分波形45b和46b之间的差值在比较器29中产生的校正信号Vc的脉冲波形，作为二进制脉冲“H”或“L”(即“0”或“1”)。具体地，当波形45b高于波形46b时，产生脉冲“H”(或“1”)，而当波形45b低于波形46b时产生脉冲“L”(或“0”)。

脉冲波形40应该具有近似在零和Vsig之间的幅值范围。在第二种类型的失真中的幅值不会发生任何失真。因此，假如从恒压电源提供给电源开关3的电压是Vpow，并且反馈电路5中的固定衰减增益是1/K，则从反馈电路5输出的脉冲波形44b具有在近似零和Vpow/K之间的幅值范围，并且通过反馈电路5的作用变得等于从脉冲调制器1输出的脉冲波形40的幅值(即Vpow/K＝Vsig)。

当在校正电路2中正常执行校正时，对应于稳态的一个频率周期的脉冲波形44b的脉冲区域变得等于对应于一个频率周期的脉冲波形40的脉冲区域。

在脉冲波形40和44b是图16所示的情况，并且第一和第二积分器21和24在近似Vsig/2的基础上通过增益控制器22及类似装置进行操作时，形成如图16所示的积分波形41和42b。

在电源开关3的第二种类型的失真中(图5A，5B)，积分波形42b的平均值大于在如图14所示没有发生任何失真时产生的积分波形42的平均值。

因此，根据积分波形41和42b之间的差值在减法器26中产生的积分波形45b超过基准电平Vsig/2所用的时间周期被延长。另一方面，由第三积分器27和反向器28根据波形45b形成的积分波形46b平均低于基准电平Vsig/2。

因此，基于波形45b和46b之间的差值从比较器29输出的校正信号Vc具有脉冲波形43b。在当前实施例中，校正信号Vc可以校正输出音频信号中被强化的失真。

如图16所示，响应第二种类型的失真，通过比较器29的常规作用，脉冲波形43b的脉冲宽度被形成比脉冲波形44b的脉冲宽度大te2(即脉冲波形43b处在“H”电平的时间周期同如图14所示没有任何失真发生的情形相比被延长了)。

因此，即使当如图16所示脉冲宽度的脉冲波形43b被反馈并再次输入电源开关3时，使得在电源开关3发生第二种类型的失真，其使得脉冲宽度减小te2，脉冲波形44b的脉冲宽度变得等于波形40的脉冲宽度。图16还示出了在脉冲波形43b和44b之间出现了延迟时间δ，该延迟时间δ主要由电源开关3引起。

正如所描述的，在电源开关3发生第二种类型的失真时，本实施例的D类放大器响应第二种类型的失真，设置从比较器29输出的脉冲波形43b的脉冲宽度大于脉冲波形40的脉冲宽度te2，从而校正电源开关3中的第二种类型的失真以使脉冲波形44b的脉冲宽度在稳态几乎等于脉冲波形40的脉冲宽度，即使得对应于一个频率周期的脉冲波形44b的脉冲区域几乎等于对应于一个频率周期的脉冲波形40的脉冲区域。这使得反馈信号ef的低频部分和脉冲调制信号ei的低频部分几乎彼此相等，这意味着这些信号之间没有任何误差，也就是音频信号中的失真被校正。

接着，将说明第三种类型的失真。图17示出了在发生第三种类型的失真时通过校正被置于稳态的校正电路2的各个点的波形。水平轴表示时间，垂直轴表示电压值。

在图17中，脉冲波形40和积分波形41与图15所示的相同，在此省略重复的说明。

参考标记44c表示在电源开关3发生第三种类型的失真时，从反馈电路5输出并输入到校正电路2的反馈信号ef的脉冲波形，其通过当前实施例中的D类放大器执行校正置于稳态，42c表示根据脉冲波形44c在第二积分器24中产生的积分信号eo2的积分波形。

参考标记45c表示在减法器26中通过从积分波形41中减去积分波形42c生成的信号的波形，46c表示通过在第三积分器27中对波形45c积分并在反向器28中对波形45c反向而形成的积分波形。

参考标记43c表示根据在积分波形45c和46c之间的差值，在比较器29中产生的校正信号Vc的脉冲波形，作为二进制脉冲“H”或“L”(即“0”或“1”)。具体地，当波形45c高于波形46c时，产生脉冲“H”(或“1”)，而当波形45c低于波形46c时产生脉冲“L”(或“0”)。

脉冲波形40应该具有近似在零和Vsig之间的幅值范围。在第三种类型的失真中，失真发生在相对于从恒压电源提供给电源开关3的参考电压值Vpow的+ΔV1的幅值中。因此，假如反馈电路5中的固定衰减增益是1/K，从反馈电路5输出的脉冲波形44c的幅值近似在零和(Vpow+ΔV1)/K之间，因而不等于而是大于从脉冲调制器1输出的脉冲波形40的幅值ΔV1/K。

当校正电路2执行正常校正时，对应于稳态的一个频率周期的脉冲波形44c的脉冲区域变得等于对应于一个频率周期的脉冲波形40的脉冲区域。

在脉冲波形40和44c是图17所示的情况，并且第一和第二积分器21和24在近似Vsig/2的基础上通过增益控制器22及类似装置的动作来操作时，如图17所示形成积分波形41和42c。

在电源开关3的第三种类型的失真中(图6A，6B)，积分波形42c的平均值大于在如图14所示没有发生失真时产生的积分波形42的平均值。

因此，根据积分波形41和42c之间的差值，在减法器26中产生的积分波形45c超过基准电平Vsig/2所用的时间周期被缩短。另一方面，由第三积分器27和反向器28根据波形45c形成的积分波形46c平均超过基准电平Vsig/2。

因此，基于波形45c和46c之间的差值从比较器29输出的校正信号Vc具有脉冲波形43c。在本实施例中，校正信号Vc可以校正输出音频信号中被强化的失真。

如图17所示，响应第三种类型的失真，通过正常比较器29的正常作用，脉冲波形43c脉冲宽度被形成小于脉冲宽度波形40的脉冲宽度(即幅值增加ΔV1)(也就是，脉冲波形43c处在“H”电平的时间周期同如图14所示没有任何失真发生的情形相比被缩短了)。

因此，即使当如图17所示脉冲宽度的脉冲波形43c被反馈并再次输入电源开关3时，使得在电源开关3发生第三种类型的失真，其使得幅值与正常值相比增加了ΔV1，脉冲宽度保持不变，对应于一个频率周期的脉冲波形44c的脉冲区域变得几乎等于对应于一个频率周期的脉冲波形40的脉冲区域。图17还示出了在脉冲波形43c和44c之间出现了延迟时间δ，该延迟时间δ主要由电源开关3引起。

正如所描述的，在电源开关3发生第三种类型的失真时，本实施例的D类放大器响应第三种类型的失真，设置从比较器29输出的脉冲波形43c的脉冲宽度小于脉冲波形40的脉冲宽度(即幅值增加ΔV1)，从而校正电源开关3中的第三种类型的失真以使对应于一个频率周期的脉冲波形44c的脉冲区域几乎等于对应于一个频率周期的脉冲波形40的脉冲区域。这使得反馈信号ef的低频部分和脉冲调制信号ei的低频部分几乎彼此相等，这意味着这些信号之间没有任何误差，也就是音频信号中的失真被校正。

在这种情况下，增加积分波形42c的幅值引起波形45c的上升沿具有一个负倾斜，这对于减小比较器29输出的校正信号Vc的脉冲宽度是有效的。

接着，将说明第四种类型的失真。图18示出了在发生第四种类型的失真时通过校正被置于稳态的校正电路2的各个点的波形。水平轴表示时间，垂直轴表示电压值。

在图18中，脉冲波形40和积分波形41与图15所示的相同，在此省略了重复的说明。

参考标记44d表示在电源开关3发生第三种类型的失真时，从反馈电路5输出并输入到校正电路2的反馈信号ef的脉冲波形，其通过当前实施例中的D类放大器执行校正置于稳态，并且42d表示根据脉冲波形44d在第二积分器24中产生的积分信号eo2的积分波形。

参考标记45d表示在减法器26中通过从积分波形41中减去积分波形42d生成的信号的波形，46d表示通过在第三积分器27中对波形45d积分并在反向器28中对波形45d反向而形成的积分波形。

参考标记43d表示根据在积分波形45d和46d之间的差值在比较器29中产生的校正信号Vc的脉冲波形，作为二进制脉冲“H”或“L”(即“0”或“1”)。具体地，当波形45d高于波形46d时，产生脉冲“H”(或“1”)，而当波形45d低于波形46d时产生脉冲“L”(或“0”)。

脉冲波形40应该具有近似在零和Vsig之间的幅值范围。在第四种类型的失真中，失真发生在相对于从恒压电源提供给电源开关3的参考电压值Vpow的-ΔV2的幅值中。因此，假如反馈电路5中的固定衰减增益是1/K，从反馈电路5输出的脉冲波形44d具有近似在零和(Vpow-ΔV2)/K之间的幅值范围。因此，脉冲波形44d的幅值不等于而是小于脉冲调制器1输出的脉冲波形40的幅值ΔV2/K。

当校正电路2执行正常校正时，对应于稳态的一个频率周期的脉冲波形44d的脉冲区域变得等于对应于一个频率周期的脉冲波形40的脉冲区域。

在脉冲波形40和44d是图18所示的情况，并且第一和第二积分器21和24在近似Vsig/2的基础上通过增益控制器22及类似装置的作用操作时，形成如图18所示的积分波形41和42d。

在电源开关3的第四种类型的失真中(图7A，7B)，积分波形42d的平均值小于在如图14所示没有发生任何失真时产生的积分波形42的平均值。

因此，根据积分波形41和42d之间的差值在减法器26中产生的积分波形45d超过基准电平Vsig/2所用的时间周期被延长。另一方面，由第三积分器27和反向器28根据波形45d形成的积分波形46d平均低于基准电平Vsig/2。

因此，基于波形45d和46d之间的差值从比较器29输出的校正信号Vc具有脉冲波形43d。在本实施例中，校正信号Vc可以校正输出音频信号中被强化的失真。

如图18所示，响应第四种类型的失真，通过比较器29的正常作用，脉冲波形43d脉冲宽度被形成大于脉冲波形40的脉冲宽度(即幅值减小ΔV2)(也就是脉冲波形43d处在“H”电平的时间周期同如图14所示没有任何失真发生的情形相比被延长了)。

因此，即使当如图18所示脉冲宽度的脉冲波形43d被反馈并再次输入电源开关3时，使得在电源开关3发生第四种类型的失真，其使得幅值与正常值相比减小了ΔV2，脉冲宽度保持不变，对应于一个频率周期的脉冲波形44d的脉冲区域变得几乎等于对应于一个频率周期的脉冲波形40的脉冲区域。图18还示出了在脉冲波形43d和44d之间出现了延迟时间δ，该延迟时间δ主要由电源开关3引起。

正如所描述的，在电源开关3发生第四种类型的失真时，本实施例的D类放大器响应第四种类型的失真，设置从比较器29输出的脉冲波形43d的脉冲宽度大于脉冲波形40的脉冲宽度(即幅值减小ΔV2)，从而校正电源开关3中的第四种类型的失真以使对应于一个频率周期的脉冲波形44d的脉冲区域几乎等于对应于一个频率周期的脉冲波形40的脉冲区域。这使得反馈信号ef的低频部分和脉冲调制信号ei的低频部分几乎彼此相等，这意味着这些信号之间没有任何误差，也就是音频信号中的失真被校正。

在这种情况下，增加积分波形42d的幅值引起波形45d的上升沿具有一个正倾斜，这对于增加比较器29输出的校正信号Vc的脉冲宽度是有效的。

以上针对根据本实施例的校正电路2发送脉冲调制信号ei到其输出同时基于反馈执行校正的过程进行了说明。

正如所描述的，具有如图1和13所示结构的D类放大器可以减少(或校正)在音频信号中主要由电源开关3的操作引起的失真。

此外，在根据本实施例的D类放大器中，第一和第二积分器21和24的积分波形并不直接输入到一个比较器中，而是在减法器26中进行减法操作，并输出所得到的减法信号。其后，该减法信号与通过在第三积分器27中对该减法信号积分并在反向器28中对该信号反向而得到的信号都被输入到比较器29中用于比较，从而强化音频信号中的失真。与第一优选实施例相比，这会进一步提高减少(或校正)音频信号中的失真的校正效果。

第二优选实施例的具体示例

下面将对根据图19所示的当前实施例更为具体地描述校正电路2的结构。

运算放大器56和57的输出之前的级的结构与图12所示的相同，包括图13框图所示的减法器20和23、第一积分器21、第二积分器24和增益控制器22。各个电路的具体连接关系和功能已经在第一优选实施例的具体示例中进行了说明，在此省略重复的说明。

下面参考图19所示的当前具体示例的校正电路2，运算放大器56具有经节点N5、电阻60和节点N12连接到运算放大器66的反向(“-”)输入端的输出，同时运算放大器57具有经节点N10、电阻62和节点N13连接到运算放大器66的非反向(“+”)输入端的输出。

运算放大器66通过电阻61提供负反馈，并且具有经节点N13和电阻63连接到一适当的固定电位的非反向输入端。

运算放大器66的输出在节点N14分叉，分别连接到比较器68的非反向(“+”)输入端以及经电阻64及节点N15连接到运算放大器67的反向(“-”)输入端。运算放大器67具有连接到一适当的固定电位的非反向(“+”)输入端。

运算放大器67经节点N16、电容65和节点N15提供负反馈。

运算放大器67具有经节点N16连接到比较器68的反向(“-”)输入端的输出端。比较器68具有连接到图1所示的电源开关3的输入端的输出端。

在如上所示配置的校正电路2中，电阻60到63和运算放大器66构成图13所示的减法器26。

然而，从运算放大器56和57输出的信号分别被反向为图13所示的第一和第二积分器21和24的输出信号。因此，运算放大器56的输出端连接到运算放大器66的反向输入端，运算放大器57的输出端连接到运算放大器66的非反向输入端，从而使图13所示的运算放大器66和减法器26输出的信号产生相同相位。

电阻64、电容65以及运算放大器67构成图13所示的第三积分器27和反向器28，并具有对从运算放大器66输出的信号进行积分和反向的功能。

正如所描述的，图19所示的示意性电路构成根据本发明的校正电路2。

测量数据

图20是说明在使用图12(第一优选实施例的具体示例)或图19(第二优选实施例的具体示例)所示校正电路的情况下用于测量实际校正效果的测量电路的方框图。

使用图20所示的测量电路的测量通过在提供PWM调制电路300的信号发生器301的干扰之后输入具有50％负荷比的方波给校正电路2并输入校正电路2的输出给校正电路2的反馈输入端来执行。

通过比较将矩形波直接输入到PWM调制电路300而不通过经过LPF302的校正电路2而获得的脉冲波形输入信号的已解码输出电平的AC电压表303的观察结果与在由PWM调制电路300中的信号发生器提供的干扰由校正电路2抑制的状态下脉冲波形输入信号的已解码输出电平的AC电压表303中观察的结果进行估算。

估算结果绘制在图21的图表中。在图21的图表中，垂直轴表示干扰剩余电平，水平轴表示干扰频率。这里，测量数据A使用与校正电路2相同的图12所示的校正电路获得，测量数据B使用与校正电路2相同的图19所示的校正电路获得。

从图21的图表中很明显，在第一优选实施例中描述的校正电路2执行较好的校正效果，在第二优选实施例中描述的校正电路2执行更好的校正效果。

尽管在上述说明中输出级按单端描述的，本发明还可以应用到具有两个用于相互异相180°输出音频信号的输出级的所谓的BTL(非平衡变压器)结构。也就是，根据本发明另外应用校正电路到BTL结构中的每个输出级，可以获得校正失真的效果。

第三优选实施例

图22是根据本发明的第三优选实施例的D类放大器的结构框图。D类放大器包括脉冲调制器1，校正电路2，电源开关3，LPF4，反馈电路5，扬声器406，第一恒压控制电路407，第二恒压控制电路408，dc输出基准信号发生器410和运算单元411。从一外部源通过一电源终端409向D类放大器提供电源电压Vcc。

脉冲调制器1产生一脉冲调制信号，电源开关3根据在校正电路2中校正的校正信号在电源和地之间执行切换，使电源供给连接到D类放大器的输出的负载(扬声器406)。该切换操作通过如在第一优选实施例中的描述的配置的切换装置来执行。

LPF4从电源开关3输出的信号中删除高频部分以解调将提供给扬声器406的音频信号，从而再现声音。反馈电路5使电源开关3输出的信号的幅值衰减到一适当电平并将其提供给校正电路2。

脉冲调制器1包括用于Δ-∑调制数字音频信号的Δ-∑调制装置1a和用于转换Δ-∑调制音频信号到脉冲调制信号的脉冲调制信号转换装置。

dc输出基准信号发生器410包括LPF401和电平调节器402。运算单元411包括减法器403和加法器404。

主要由一逻辑电路构成的第一恒压控制电路407，使从外部源通过电源终端409提供的电源电压Vcc稳定在某一值，并提供该稳定的电源电压Vcc给脉冲调制器1。

第二恒压控制电路408，也主要由一逻辑电路构成，使从外部源通过电源终端409提供的电源电压Vcc稳定在某一值，并提供该稳定的电源电压Vcc给校正电路2。

尽管在图22中直接连接到终端409，实际上电源开关3一般通过由一电感和一电容构成的低通滤波器连接到终端409。然而，这种低通滤波器要消除包含在通过终端409提供的电源电压Vcc中的高频噪音，其不同于恒压控制电路407和408，并不会产生抑制音频频带中的低频部分的电压波动的效果。

这是因为使用用于使提供给需要相对大功率的电源开关3的电压稳定的恒压控制电路会带来不利，即在恒压控制电路中会发生较大的功率损耗，并且将会增加安装该恒压控制电路的成本。

在当前实施例中，用于校正反馈信号的校正电路2代替恒压控制电路使用，并且具有与图2所示相同的结构，在此省略重复的说明。此外，在校正电路2中各个点的信号波形与图3所示的相同，在此省略重复的说明。

图22所示的D类放大器执行一系列反馈操作，其中基于从脉冲调制器1输出的脉冲调制信号ei与从电源开关3输出的反馈信号ef之间的比较产生一校正信号Vc，并通过一反馈系统(反馈电路5和运算单元411)输入到校正电路2中，校正信号Vc在通过电源开关3和反馈系统之后成为反馈信号ef。

图3所示的波形在脉冲调制信号ei的脉冲波形30与反馈信号ef的脉冲波形34具有几乎相同的幅值，并且存在延迟时间δ而在电源开关3中不发生波形失真的情况下获得。此外，校正信号Vc的脉冲波形30和脉冲波形33彼此相似。

然而，当通过终端409提供给电源开关3的电源电压Vcc超过一预定值并且脉冲波形34的幅值因此变得比脉冲波形30的幅值大时，从第二积分器24输出的信号电平增加，使得积分波形32与图3比较起来向上移动。

在这种情况下，如图10所示，在积分波形31超过积分波形32c的时间周期，即比较器25的输出处在“H”电平的时间周期被缩短。正如参照图10所示的，这减少了校正信号Vc的脉冲波形的脉冲宽度，并使对应于一个频率周期的脉冲波形34c的脉冲区域等于对应于一个频率周期的脉冲波形30的脉冲区域。以此过程，对提供给电源开关3的电源电压的增加执行校正。

相反，当通过终端409提供给电源开关3的电源电压Vcc低于一预定值并且脉冲波形34的幅值因此变得小于脉冲波形30的幅值时，第二积分器24的输出信号电平减小，使得与图3相比积分波形32向下移动。

在这种情况下，如图11所示，在积分波形31超过积分波形32d的时间周期，即比较器25的输出处在“H”电平的时间周期被延长。正如参照图11所示的，这增加了校正信号Vc的脉冲波形的脉冲宽度，并使对应于一个频率周期的脉冲波形34d的脉冲区域等于对应于一个频率周期的脉冲波形30的脉冲区域。以此过程，对提供给电源开关3的电源电压的减小执行校正。

正如所描述的，校正电路2在根据反馈信号ef对脉冲调制信号ei执行校正(脉冲校正)的同时输出校正信号Vc。

校正电路2的具体电路结构如图12所示。

在上述说明中，从脉冲调制器1输入到校正电路2的脉冲调制信号ei和从电源开关3输出并输入到校正电路2的反馈信号ef在适当地衰减之后都包括一dc分量。

校正电路2执行包括dc分量的校正。原因在下面将说明。

尽管包括一dc分量，脉冲调制信号ei基本上还是一二进制脉冲信号，并以两个电平“H”和“L”中的一个电平来表示在电路中各个点的预定电压值。因此，使用采用模拟电路的传统方法通过一电容阻塞dc分量例如，单独设置一dc操作点是很困难的。

此外，校正电路2包括具有高dc增益的积分器，因此经积分器通过dc反馈使电路操作点稳定是很现实的。

当电源电压Vcc发生微小变化时，上述包括dc分量的校正不会出现问题。然而，当电源电压Vcc极大变化时，就会出现问题。

例如，配置汽车的工具通常需要即使电源电压Vcc在11V和16V之间变动也要没有误差的运作。因此，当设计中心被设置为13.2V时，需要确保即使电源电压在大约±20％的范围内变动也要没有误差的工作。

在这种条件下，执行包括dc分量的用于抑制电源开关3输出的信号的失真的校正会引起问题，即当没有发生任何失真时音频信号输出(即输出电压电平)在电源电压Vcc如下所述降低时会快速减小。

例如，当电源电压Vcc设置在13.2V，其是图22所示包括校正电路2的D类放大器中的设计中心点，在脉冲调制器1的脉冲调制信号ei具有50％的负荷比的情况下(以下称作“非调制情况”)，假定调节校正电路2的增益使得从D类放大器输出的dc电位(以下称作“放大器输出dc电位”)是6.6V，其是电源电压Vcc的一半值。

在这种情况下，即使电源电压Vcc在11V和16V之间变动时，在脉冲调制信号ei的非调制情况下即使执行校正，放大器输出dc电位也保持在近似6.6V。

此外，在上述增益调节中，当电源电压Vcc设置在作为设计中心的13.2V时，在脉冲调制器1输出的脉冲调制信号ei具有近似80％的脉冲负荷比的情况下，放大器输出dc电位达到11V。然而，当电源电压Vcc从13.2V减少到11V时，上述校正允许在脉冲调制器1输出的脉冲调制信号ei具有近似80％的脉冲负荷比时放大器输出dc电位达到11V。这意味着，当电源电压Vcc减小到11V时，在脉冲调制信号ei的脉冲负荷比超出大约80％时放大器输出到饱和状态。

图23是解释此状态的波形图。在图23中，参考标记420表示当电源电压Vcc减小到11V、在非调制情况放大器输出dc电位设置在6.6V时输出电压的波形(正弦波形)。此输出电压电平是(11-6.6)×2＝8.8Vpp。

这里，变换非调制情况下的放大器输出dc电位到5.5V，此时其是电源电压(11V)的一半值，输出电压的波形(正弦波形)由421表示。在这种情况下，输出电压电平增加到5.5V×2＝11Vpp。

正如所描述的，在电源电压在一个相对大的范围内波动时，最好是与脉冲调制信号ei的脉冲负荷比一致确定的放大器输出dc电位应该根据电源电压Vcc的波动而改变，以尽可能高的增加输出电压电平。特别是，最好改变反馈系统的设置，以便在非调制情况下放大器输出dc电位总是电源电压Vcc的一半值。

因此，在本实施例中提供了如图22所示的dc输出基准信号发生器410和运算单元411。这些部件将在下面说明。

dc输出基准信号发生器410产生一基准信号，用于在非调制情况下保持放大器输出dc电位在一目标值。已经说明了在非调制情况下放大器输出dc电位的目标值是提供给电源开关3的电源电压Vcc的一半值。

因此，在本实施例中，相对于反馈电路5的增益1/K，dc输出基准信号发生器410通过在此提供的具有1/(2·K)增益的电平调节器402，使输入电压，即电源电压Vcc衰减到Vcc/(2·K)。

由于包含在电源电压Vcc中的ac波动部分由dc输出基准信号发生器410中的LPF401删除，产生的基准信号不会受ac波动影响。

在运算单元411中，减法器403从反馈电路5的输出电压减去dc输出基准信号发生器410输出的dc输出基准信号，加法器404将一固定电位Vsig/2加入由减法所获得的电压中。这里，由Vsw表示包含在电源开关3的输出中的dc分量，运算单元411的输出电压Vfb可以如下表示：

Vfb＝Vsw/K-Vcc/(2·K)+Vsig/2……(5)

这里，在脉冲调制信号ei的非调制情况下，校正电路2以包含在反馈信号ef的低频部分即Vfb等于包含在脉冲调制信号ei的低频部分Vsig/2的方式进行操作。

因此，带入等式Vfb＝Vsig/2到表达式(5)中，Vsw等于Vcc/2。由于LPF4从dc分量Vsw产生D类放大器的输出，上述结构允许音频信号输入到要再现的扬声器406中。

尽管本实施例已经描述了在运算单元411中对通过反馈电路5的信号的dc电位执行的减法和加法过程，这些过程可以直接对电源开关3的输出执行并且可以通过反馈电路5使结果衰减。

在这种情况下，不必说，要减的信号应当具有Vcc/2值，要加的信号应当具有K·Vsig/2值。减法或加法过程可以以相反顺序执行。

第四优选实施例

图24是表示根据本发明的第四优选实施例的D类放大器的结构框图。本实施例不同于第三优选实施例之处在于没有提供运算单元411并且用校正电路430代替校正电路2。

校正电路430基本上执行与在第三优选实施例中描述的校正电路2相同的操作，但是包括响应dc输出基准信号发生器410的输出控制在非调制情况下的放大器输出dc电位的功能。校正电路430的电路结构在图25中示出。

如图25所示，校正电路430在结构上不同于校正电路2，其中dc输出基准信号发生器410的输出通过电阻440应用到构成第二积分器24的差分输入型运算放大器57的非反向(“+”)输入端，此非反向(“+”)输入端连接到一固定电位点，在该点经电阻441提供一dc固定电位Vc1。

在具有大的dc增益的积分器(第二积分器24)如所示电路结构被插入到反馈信号ef沿其传送的路径时，由反馈操作确定一dc操作点主要由积分器(第二积分器24)的操作确定。

具体地，由运算放大器57构成的第二积分器24在dc信号几乎不反馈的状态下，具有运算放大器57的增益。因此，虽然由于反馈操作运算放大器56的dc输出电位改变，在运算放大器57的差分输入之间导致的差值很小。换句话说，确定在相关位置的dc操作点以便满足此条件。

实际上增加在运算放大器57的“-”输入端和“+”输入端的阻抗到足够大于连接到运算放大器57的“-”输入端的电阻52，53和连接到运算放大器57的“+”输入端的电阻440，441的阻值，以及减少通过电阻52，53，440和441提供信号的部件的输出阻抗到足够小于电阻52，53，440和441的阻值并不困难。

为便于说明，电阻52和441将具有相同的阻值R3，电阻53和440将具有相同的阻值R4，并且根据第三优选实施例dc输出基准信号发生器410的输出将是Vcc/(2·K)。然后，在运算放大器57的“+”输入端的dc电位Vp如下表示：

Vp＝(Vc1·R4+Vcc·R3/(2·K)/(R3+R4)……(6)

此外，由Vn表示运算放大器57的“-”输入端的dc电位，电容55具有相对于dc分量无穷大的阻抗，可以忽略其影响。因此，具有以下表达式：

Vn＝(Vt0·R4+Vfb·R3)/(R3+R4)……(7)

其中Vt0是从运算放大器56输出的dc电位，Vfb是从反馈电路5输出的dc电位。

假如在输入脉冲调制信号ei的非调制情况下dc电位是Vsig/2，并且此时Vt0具有Vt00值，则具有以下表达式：

Vt00＝Vc0·(R1+R2)/R1-Vsig·R2/(2·R1)……(8)

其中R1是电阻50的阻值，R2是电阻51的阻值。

如在此表达式中所示的，Vt00值是由脉冲调制信号ei的dc电位、提供给运算放大器56的“+”输入端的固定电位Vc0和电阻50和51的阻值确定的一固定值。因此，设置固定电位Vc1到等于Vt00，在脉冲调制信号ei的非调制情况下表达式(6)和(7)变得在右边第一项相等。

如前所述，当校正电路正常操作时，在表达式(6)和(7)中表示的Vp和Vn几乎彼此相等。在这种情况下，表达式(6)和(7)因此变得在右边第二项相等。即，具有表达式Vfb＝Vcc/(2·K)。这表示执行反馈操作使得反馈信号ef的dc电位变得等于在脉冲调制信号ei的非调制情况下的dc输出基准信号。

此外，假如电源开关3具有dc分量Vsw并且具有表达式Vfb＝Vsw/K，则执行反馈操作以便Vsw变成电源电压Vcc的一半值。

根据设置条件，可以设置所有的阻值R1到R4等于相同的阻值R，固定电位Vc0设置在Vsig/2。这允许具有表达式Vt00＝Vsig/2和Vc1＝Vsig/2，其简化了电路结构。

尽管在上述电路结构中电阻52和441具有相同的阻值，并且电阻53和440具有相同的阻值，但即使电阻相互具有不同的阻值也可以获得相同的效果。

此外，尽管稍为复杂，可以使用提供用于使dc输出基准信号发生器410的输出信号反向而代替发送此输出信号到构成第二积分器24的运算放大器57的“+”输入端的装置的结构，即用于相对于增加/减少电源电压Vcc使dc输出基准信号电位增加/减少的方向反向的装置，其中通过一电阻提供一反向信号给运算放大器57的“-”输入端。在这种情况下，在运算放大器57“+”输入端的电位被固定，这可以提高运算放大器57的稳定性。

尽管D类放大器的输出级在上述说明中按照单端来描述的，本发明并不局限于此，而是还可以应用到具有两个用于相互异相180°输出音频信号的输出级的所谓的BTL结构。也就是说，根据本发明另外应用校正电路到BTL结构中的每个输出级，可以获得校正失真的效果。

第五优选实施例

图26是说明根据本发明第五优选实施例D类放大器的结构框图。

D类放大器包括脉冲调制器1，电平调节电路450，校正电路2，电源开关3，反馈电路5，LPF4，扬声器406，第一恒压控制电路407，第二恒压控制电路408和电平基准信号发生器460。通过电源终端409从一外部源提供电源电压Vcc给D类放大器。

脉冲调制器1包括Δ-∑调制电路1a，用于对数字音频信号Δ-∑调制，以及脉冲调制信号转换装置1b，用于将Δ-∑调制音频信号转换为脉冲调制信号。电平基准信号发生器460包括一LPF451和一衰减器452。

脉冲调制器1产生一脉冲调制信号，其是通过对音频信号的脉冲宽度调制获得的二进制信号。电源开关3根据校正信号的逻辑值执行切换操作，该校正信号的电平(幅值)由电平调节电路450调节，其脉冲宽度进一步由校正电路2校正，使电源供给连接到D类放大器的输出的负载(扬声器406)。切换操作通过如在第一优选实施例描述所配置的切换装置中执行。

LPF4从电源开关3输出的信号中删除高频部分以对将提供给扬声器406的音频信号解调，从而再现声音。反馈电路5使从电源开关3输出的信号的幅值衰减到一适当电平并提供(反馈)输出信号到校正电路2。

第一恒压控制电路407使从外部源通过电源终端409提供的电源电压Vcc稳定在某一值，并提供该稳定的电源电压Vcc给脉冲调制器1。第二恒压控制电路408使从外部源通过电源终端409提供的电源电压Vcc稳定在某一值，并提供该稳定的电源电压Vcc给校正电路2。

尽管在图26中是直接连接到终端409，实际上电源开关3一般通过一个由一电感和电容构成的低通滤波器连接到终端409。

然而，这种低通滤波器要消除包含在电源电压Vcc中的高频噪声，其不同于恒压控制电路407和408，并不能充分产生抑制音频频带中低频部分的电压波动的效果。

这是因为使用用于使提供给需要相对大功率的电源开关3的电压稳定的恒压控制电路会带来不利，即在恒压控制电路中会发生较大的功率损耗，并且会增加安装恒压控制电路的成本。在当前实施例中，用于校正反馈信号的校正电路2代替恒压控制电路而使用。

校正电路2具有如图2所示相同的内部结构，在此省略重复的说明。此外，在校正电路2中各个点的信号波形与图3所示的相同。在本实施例中，脉冲波形30是从电平调节电路450输出的脉冲调制信号(以下称作电平调节脉冲调制信号)。

正如所描述的，执行一系列反馈操作，其中校正电路2根据从电平调节电路450输出的电平调节脉冲调制信号与从电源开关3输出并通过反馈电路5输入到校正电路2的反馈信号之间的比较产生并输出校正信号Vc，该校正信号Vc在通过电源开关3和反馈电路5之后成为反馈信号。

如在第一优选实施例中所述的，图3示出了当在电源开关3没有发生任何失真时在校正电路2的各个点的波形。当在电源开关3发生失真时，如第一优选实施例所描述的，通过校正电路波形如图8-11所示变化。

校正电路2基本上根据在电平调节脉冲调制信号和反馈信号之间低频部分的差值对输入电平调节脉冲调制信号执行校正(脉冲宽度校正)，从而输出一校正信号。因此，即使提供给电源开关3的电源电压Vcc变化，假如电源电压Vcc在某一范围内变化也可以获得没有失真的高质量音频信号。

然而，在提供给电源开关3的电源电压Vcc超出上述范围变化时，会出现下列问题。

也就是，当提供给电源开关3的电源电压Vcc增加超过一适当值，并且脉冲波形34的幅值变得比脉冲波形30的幅值大很多时，基于脉冲波形34形成的积分波形32的上沿具有比基于脉冲波形30形成的积分波形31尖锐的倾斜，如图27所示。因此，积分波形31和32在到达脉冲波形30的一半周期之前的一个时间周期相互交叉，使得校正电路2和电源开关3输出新脉冲。以下，将称作波形分割现象。

即使发生此波形分割现象，对声音质量的影响例如失真会很小，因为对脉冲调制信号的低频部分执行了校正，然而，增加电源开关3的开/关操作的数量会不利地增加功率损耗和由电源开关3产生的电磁波。

在本实施例中，提供电平调节电路450以便阻止发生这种波形分割现象。下面将说明电平调节电路450的操作。

电平调节电路450可以是如图28所示的结构。在图28中，模拟开关450a根据从脉冲调制器1提供的脉冲调制信号的逻辑电平，执行选择并输出一输入峰值电压或地电位的切换操作。

从电平调节电路450输出的信号具有与脉冲调制信号相同的脉冲宽度，其幅值单独调节到等于输入的峰值电压的值。

在电平基准信号发生器460中，包含音频信号频带的相对高频的波动部分从LPF451的电源电压Vcc衰减，并进一步在衰减器452中衰减到近似1/K。所得到的电压被输出到电平调节电路450作为峰值电压(电平基准信号)。

结果，输入到校正电路2的电平调节脉冲调制信号的幅值(峰值)变成近似Vcc/K。此值几乎等于从反馈电路5输出的反馈信号的幅值，如前所述。

发生波形分割现象的原因是，与脉冲调制信号的幅值相比，反馈信号的幅值增加到超出了限制。在此优选实施例中，电平调节电路450调节输入到校正电路2的电平调节脉冲调制信号的幅值到几乎等于反馈信号的幅值，这可以避免发生波形分割现象。

调节脉冲调制信号的幅值还会使包含在脉冲调制信号中的音频信号部分在电平上变化。如前所述，操作校正电路2以便使包含在反馈信号中的音频信号部分与包含在脉冲调制信号中的音频信号部分一致。

因此，在本实施例中，输出音频信号根据随电平调节电路450执行的调节在电源电压Vcc上的波动而改变电平，使得校正电路2中的校正效果部分损失。

然而，通过设置电平基准信号发生器460中LPF451的截止频率在一个足够低的值，有可能避免出现在电平基准信号发生器460的输出中发生的电源电压Vcc的快速波动(在相对高的频带中的波动)，并避免电平调节电路450对这种快速波动执行调节。

以这种设置，通过校正电路2校正脉冲宽度以便充分避免相对于音频频带中电源电压Vcc相对快的波动发生的失真，以及相对于相对缓和的波动，即在相对低的频率中较大的波动，停止脉冲宽度校正，调节脉冲调制信号的幅值以避免发生波形分割现象，这可以避免效率降低和电磁干扰。

尽管本实施例描述了具有1/K增益的反馈电路5，以及也具有1/K衰减率的衰减器452，其是针对由校正电路2对脉冲调制信号和反馈信号执行的过程几乎相同的情况，通常，这些过程不必彼此等同。

第六优选实施例

在第五优选实施例中，相对于在一个相对较低的频带中电源电压Vcc的波动，电平调节电路450调节输入到校正电路2的电平调节脉冲调制信号的电平，从而避免发生波形分割现象。然而，从D类放大器输出的音频信号的电平根据电源电压Vcc的波动而变化，引起了扬声器406的音量波动。

根据以下将要描述的第六优选实施例，D类放大器具有可以避免波形分割现象的发生，同时避免根据电源电压Vcc的波动而发生音量波动的结构。

图29是说明根据当前实施例的D类放大器的结构框图。同第五优选实施例一样，本实施例的D类放大器也包括脉冲调制器1，电平调节电路450，校正电路2，电源开关3，反馈电路5，LPF4，扬声器406，第一恒压控制电路407，第二恒压控制电路408和电平基准信号发生器460。通过电源终端409从一外部源提供电源电压Vcc给D类放大器。

本实施例的D类放大器不同于第五优选实施例之处在于增加了A/D转换器500，并且脉冲调制器1进一步具有一个倍增系数发生器510和一个乘法器520。

在本实施例中，电平基准信号发生器460还用作调制指数控制信号发生器，用于产生一个控制将提供被乘法器520的倍增系数(即调制指数)的信号(以下称作调制指数控制信号)。A/D转换器500转换从电平基准信号发生器460输出的调制指数控制信号为数字数据，并提供数字化的调制指数控制信号给脉冲调制器1中的倍增系数发生器510。倍增系数发生器510在当电源电压Vcc等于一预定值时将输入规格化为1，并获得一个规格化的输入的倒数，用于提供乘法器520该得到的倒数作为一个倍增系数，即调制指数。乘法器520将一给定作为数字数据的音频信号与该倍增系数相乘。A/D转换器500、倍增系数发生器510以及乘法器520构成一调制指数控制电路。

因此，取消在电平调节电路450中对一音频信号给定的调节，这可以避免发生扬声器406的音量波动。此操作将在下面进行说明。

当电源电压Vcc是一预定值时，电平基准信号发生器460的输出将被规格化为1，当电源电压Vcc是一预定值时，包含在电平调节电路450输出中的音频信号部分将由e1表示。然后，由G表示电平基准信号发生器460规格化的输出，包含在电平调节电路450的输出中的音频信号部分可以表示为G·e1。

此外，由e0表示要输入到Δ-∑调制装置的音频信号数据，具有表达式e1＝M·e0，其中M是Δ-∑调制装置1a和脉冲调制信号转换装置1b中的转换增益。

这里，当电源电压Vcc是一预定值时，将AD转换器500的输出规格化为1，AD转换器500的规格化的输出变得几乎等于上述G。倍增系数发生器510计算该规格化的输出的倒数，其输出几乎变为1/G。

这里，由e00表示输入到乘法器520的音频信号，具有表达式e0＝e00/G。

因此，包含在电平调节电路450的输出中的音频信号部分表示为G·M＝M·e00，其中不包括G。这表明要输入给校正电路2的音频信号部分不受值G由于电源电压Vcc的波动而波动的影响，也就不会发生音量波动。

第七优选实施例

第六优选实施例在脉冲调制器1中对输入音频信号执行预定的过程，以避免发生波形分割现象，同时避免发生由于电源电压Vcc波动而发生音量波动。

然而，增加用于对输入音频信号执行这些预定过程的AD转换器500、倍增系数生成器510和乘法器520不可避免地会导致诸如成本增加之类的缺点。

考虑到波形分割现象实际上发生在电源电压Vcc增加到超出某一限定值，本实施例提供这样一种结构，其中从电平调节电路450输出的电平调节脉冲调制信号在达到此限定值之前具有某一幅值，并且仅当电源电压Vcc增加超出此限定值时，增加电平调节脉冲调制信号的幅值以避免发生波形分割现象。与第六优选实施例相比这简化了结构。

本实施例提供了与第五优选实施例相同的结构，不同于第五实施例之处在于电平基准信号发生器460具有图30所示的内部结构，而不是图26所示的结构。

在图30中，通过LPF451和衰减器452提供电源电压Vcc到比较器453的“+”输入端和开关454的一个输入端。

从一固定电压源455提供一固定电压V0给比较器453的“-”输入端。该固定电压V0也提供给开关454的其它输入端。

比较器453的输出提供给开关454的控制输入端。当衰减器452的一个输出电压大于固定电压V0时，开关454选择衰减器452的此输出电压，当衰减器452的输出电压等于或小于固定电压V0时，选择固定电压V0。

因此，在当前实施例中，从电平基准信号发生器460输出的电平基准信号根据电源电压Vcc的波动沿图31所示的实线601变化。参考符号Vcc1表示当衰减器452的输出电压等于固定电压V0时的电源电压值。

在当前实施例中，电平调节电路450执行电平调节以便使输出的电平调节脉冲调制信号的电压值固定在一个频带内的V0，在该频带电源电压Vcc小于Vcc1并且要输出的电平调节脉冲调制信号的幅值根据在一个频带内的电源电压Vcc的增加而增加，在该频带内电源电压等于或大于Vcc1。

上述操作通过保持从电平调节电路450输出的电平调节脉冲调制信号的幅值在一个不可能发生波形分割现象的频带内不变，可以获得避免从D类放大器输出的音频信号电平随电源电压Vcc的波动而在电平上发生改变，同时通过根据在一个可能发生波形分割现象的频带内电源电压Vcc的增加而增加从电平调节电路450输出的电平调节脉冲调制信号的幅值也可以获得避免发生波形分割现象的功能。

图31所示的虚线600表示如第五优选实施例所述，衰减器452在整个频带内提供近似1/K的衰减的情况下的特性。图31所示的点划线602表示在扩展一个频带时的特性，在此频带内，通过增加衰减器452中的衰减量到超过1/K并改变电平基准信号发生器460的输出在该电压从Vcc1增加到Vcc2的电压，从电平基准信号发生器460输出的信号保持在某一电平。应当注意，还可以扩展一个频带，在该频带内，从电平基准信号发生器460输出的信号通过增加固定电压源455的固定电压V0而保持在某一电平。

增加在第六优选实施例中描述的AD转换器500、倍增系数生成器510和乘法器520到本实施例的结构中，可以执行用于避免在一个频带内发生的音量波动的过程，在该频带电平调节脉冲调制信号的幅值根据电源电压Vcc的波动而增加。

尽管在上述优选实施例中说明的输出级是按照单端描述的，本发明还可以应用到所谓的具有两个用于相互异相180°输出音频信号的输出级的BTL结构。也就是，另外应用本发明到BTL结构中的每个输出级，也可以获得上述校正失真的效果。

本发明提供了一种高效D类放大器，与传统D类放大器相比，能够有效减小输出信号中由提供给电源开关的电源电压的波动而产生的失真，该放大器即使在电源电压在一个相对大的范围内波动时，也可以毫无问题的使用，在该放大器中，当没有发生任何失真时，音频信号输出电平几乎不减小。

虽然已经对本发明进行了详细说明和描述，可是上述说明都是从各个方面进行的示意性说明，并不是限制性的。因此应当理解，在不脱离本发明范围的情况下可以对其作出多种修改和变动。

Claims (8)

1.一种D类放大器，包括：

一个电源开关，用来根据脉冲宽度调制信号对提供电源电压的电源进行开/关切换；

一个校正电路，用来根据所述电源开关输出信号的幅值对将要被输入给电源开关的所述脉冲宽度调制信号的脉冲宽度进行校正；

一个电平基准信号发生器，用来从所述电源电压中生成一个电平基准信号；以及

一个电平调节电路，用来根据所述电平基准信号值对将要被输入给所述校正电路的所述脉冲宽度调制信号的幅值进行调节。

2.根据权利要求1所述的D类放大器，其中

所述电平基准信号发生器包括：

一个低通滤波器，用来从所述电源电压中移除高频部分；以及

一个衰减器，用来对所述低通滤波器的输出进行衰减。

3.根据权利要求1所述的D类放大器，其中

所述电平基准信号发生器在所述电源电压低于预置值的频带内输出一个将固定值作为所述电平基准信号的电压，并在所述电源电压等于或高于所述预置值的频带内输出一个将随着所述电源电压的增加超过所述固定值的数值作为所述电平基准信号的电压。

4.一种D类放大器，包括：

一个脉冲调制器，用来对输入信号的脉冲宽度进行调制以输出一个脉冲宽度调制信号；

一个电源开关，用来根据所述脉冲宽度调制信号对提供电源电压的电源进行开/关切换；

一个校正电路，用来根据所述电源开关输出信号的幅值对将要被输入给所述电源开关的所述脉冲宽度调制信号的脉冲宽度进行校正；

一个电平基准信号发生器，用来从所述电源电压中生成一个电平基准信号；

一个调制指数控制信号发生器，用来从所述电源电压中生成一个调制指数控制信号；

一个电平调节电路，用来根据所述电平基准信号值对将要被输入给所述校正电路的所述脉冲宽度调制信号的幅值进行调节；以及

一个调制指数调节电路，用来根据所述调制指数控制信号值对所述脉冲调制器中的调制指数进行调节。

5.根据权利要求4所述的D类放大器，其中

所述电平基准信号发生器包括：

一个低通滤波器，用来从所述电源电压中移除高频部分；以及

一个衰减器，用来对所述低通滤波器的输出进行衰减。

6.根据权利要求4所述的D类放大器，其中

所述电平基准信号发生器还可以用作所述调制指数控制信号发生器。

7.根据权利要求4所述的D类放大器，其中

所述调制指数调节电路包括：

一个A/D转换器，用来将所述调制指数控制信号转换为一个数字信号；

一个倍增系数生成器，用来根据所述A/D转换器输出的所述数字信号的值生成一个倍增系数；以及

一个乘法器，用来使得所述倍增系数与输入至所述脉冲调制器的信号相乘。

8.根据权利要求4所述的D类放大器，其中

所述电平基准信号发生器在所述电源电压低于预置值的频带内输出一个将固定值作为所述电平基准信号的电压，并在所述电源电压等于或高于所述预置值的频带内输出一个将随着所述电源电压的增加超过所述固定值的数值作为所述电平基准信号的电压。

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