CN1787507A - 一种时域同步正交频分复用系统中的帧同步产生方法 - Google Patents
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Abstract
一种时域同步正交频分复用(TDS－OFDM)系统中的帧同步产生方法，属于数字信息传输技术领域。步骤为：(1)用Fibonacci型线性反馈移位寄存器(LFSR)产生一个8阶或9阶的m序列；(2)通过循环扩展或直接补“0”得到相应的420或945个符号长度的PN序列；(3)把PN序列插入TDS－OFDM分层帧结构中信号帧帧头位置，最后将完整的TDS－OFDM信号发送出去。其中每个信号帧的PN序列(帧同步信号)相同，每个信号帧的PN序列没有进行相位移位处理。所述方法收发端实现简单。
Description
技术领域
本发明属于数字信息传输领域，更具体地涉及一种采用时域同步正交频分复用(TimeDomain Synchronous OFDM，TDS-OFDM)技术的数字电视广播系统中的帧同步产生方法。
背景技术
目前，世界上地面数字电视广播传输标准主要有三种：美国的ATSC(高级电视系统委员会Advanced Television Systems Committee)、欧洲的DVB-T(地面数字视频地面广播Digital Video Terrestrial Broadcasting-Terrestrial)和日本的ISDB-T(地面综合业务数字广播Integrated Service Digital Broadcasting-Terrestrial，ISDB-T)。我国自1994年起，也开始了高清晰度电视的研究工作。在此背景下，清华大学提出了地面数字多媒体广播(Digital Multimedia Broadcasting for Terrestrial，DMB-T)传输协议。
清华DMB-T中采用的时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)调制属多载波技术，但与欧洲DVB-T采用的编码的正交频分复用(COFDM)不同，在TDS-OFDM中没有插入频域导频信号，而是利用了扩频通信技术，在OFDM的保护间隔中以时域的方式插入了伪随机(PN)序列，用于帧同步、频率同步、定时同步、信道传输特性估计和跟踪相位噪声等。由于使用了扩频码，使得DMB-T具有了扩频通信的优越性能，从而使得系统既具有OFDM多载波的一系列优点，又回避了欧洲COFDM的一些缺点。
关于DMB-T、TDS-OFDM的相关情况详见授权号为00123597.4名为“地面数字多媒体电视广播系统”、授权号为01115520.5名为“时域同步正交频分复用调制方法”、授权号为ZL01130659.9名为“地面数字多媒体电视广播系统中的帧同步产生方法”，以及授权号为01124144.6名为“正交频分复用调制系统中保护间隔的填充方法”等清华大学申请的中国发明专利。
为了实现快速和稳定的同步，清华TDS-OFDM传输系统采用了分级帧结构。帧结构的基本单元称为信号帧，如图1所示。253个信号帧定义为一个帧群，512个帧群定义为一个超帧。帧结构的顶层称为日帧，由超帧组成。帧群中的每一个信号帧有唯一的帧号，它被编码在帧头的PN序列中。
TDS-OFDM传输系统的信号帧使用时域同步的正交频分复用调制，或者称为以PN序列为保护间隔的正交频分复用调制。一个信号帧由帧同步和帧体两部分组成，它们具有相同的基带符号率7.56MS/s(1/T)。一个信号帧可以作为一个正交频分复用(OFDM)块。一个OFDM块进一步分成一个保护间隔和一个离散傅里叶逆变换(IDFT)块。对于TDS-OFDM来说，帧同步序列作为OFDM的保护间隔，而帧体作为IDFT块，如图2所示。
信号帧中的帧同步由前同步、8阶PN序列和后同步三部分构成，如图2所示。TDS-OFDM帧同步PN信号由一个前同步缓冲、一个PN序列和一个后同步缓冲构成。前同步可定义为0、24和25个符号，后同步可定义为1、25和104个符号，PN序列有255个符号，帧同步的前同步缓冲和后同步缓冲定义为PN序列的循环扩展。
PN序列定义为一个8阶m序列，由一个Fibonacci型线性反馈移位寄存器(LFSR)实现。其特征多项式定义为x8+x6+x5+x+1。LFSR方框图示如图3，初始值确定所产生的m序列的相位。一个8阶m序列是一个周期为K＝255的周期序列。基于图3的LFSR的初始状态可产生255个不同相位的m序列。这些m序列由其在LFSR中的初始状态编号，初始状态由x16n编号。例如，序号0的m序列的初始状态是000000001，它是x16×0＝1。序号1的m序列的初始状态为11110011，它是x16×1＝x16。序号2的m序列的初始状态是11110100，它是x16×2＝x32。序号254的m序列的初始状态是00010110，它是x16×254＝x239。x的任意次幂能用特征多项式变换到一个状态，即一个迦罗华形式的LFSR以连续的顺序可产生x的各次幂。
从上可以看出，原来的TDS-OFDM帧同步信号产生的两个方面：
(1)帧同步信号的组成：是以长度为255的PN序列为核心，通过循环扩展，得到总长为N＝512的帧同步信号。
(2)帧同步信号在信号帧的放置：每个信号帧中PN序列决定于其初始条件，即每个信号帧的PN序列有一个相位移位，从而意味着信号帧群中的每个信号帧有不同的PN序列相位，或者唯一的帧同步信号，如图4所示。
利用这种PN序列相位移位特性，以作为信号帧的识别特征，用于帧同步、频率同步、定时同步、信道传输特性估计和跟踪相位噪声等。TDS-OFDM信号体现了时域(PN信号)和频域(OFDM信号)处理相结合的特点，相比于欧洲的COFDM载波系统，实现简单，实现精度高。
但是从上面可以原来的TDS-OFDM系统帧同步信号产生需要循环移位，并且每帧的PN序列的相位有移位，这样发端帧同步信号的产生和收端每帧帧同步信号的处理相对较为复杂一些。
针对上述背景，本发明提出了一种新的TDS-OFDM中帧同步信号产生的方法。
发明内容
本发明的目的在于提供一种简单的时域同步正交频分复用(Time Domain SynchronousOFDM，TDS-OFDM)中帧同步的方法。
本发明所述的时域同步正交频分复用，即TDS-OFDM，系统中的帧同步产生方法，其特征在于，它是在数字电路中实现的，它依次含有以下步骤：
第1步：
用前向纠错码分别对系统要传输的信息码流进行误码保护处理，前向纠错码后的数据进行调制符号星座映射，；
第2步：
将符号映射后所形成的频域数据块采用离散傅立叶反变换处理，变换成为相应长度，即3780点，的时域离散样值帧体，得到OFDM多载波基带调制符号，构成TDS-OFDM信号帧的帧体；；
第3步：
根据TDS-OFDM信号帧帧头，即帧同步PN序列，的长度，生成相应长度的PN序列：
(i)当TDS-OFDM帧头长度选择为OFDM符号的1/9，即长度为420个符号，则按下列步骤生成PN420序列：
(a)用线性反馈移位寄存器LFSR产生一个8阶m序列，得到长度为255的PN255序列；
(b)然后直接在PN255的前面、后面或两端补充一定数目的“0”，得到长度为420点PN420序列；
(ii)当TDS-OFDM帧头长度选择为OFDM符号的1/4，即长度为945个符号，则按下列步骤生成PN945序列：
(a)在上述(i)方法得到的PN255序列的前面、后面或两端补充一定数目的“0”，得到长度为945点PN945序列；
(b)或者用线性反馈移位寄存器LFSR产生一个9阶m序列，得到长度为511的PN511序列，然后在此PN511序列的前面、后面或两端补充一定数目的“0”，得到长度为945点PN945序列；
第4步：
按TDS-OFDM的信道帧结构，在OFDM保护间隔内插入一定长度的上述PN序列作为帧头，把帧头和帧体组成信号帧，其中每个信号帧的帧头相同；
第5步：
在TDS-OFDM帧群的帧群头，即帧群控制帧，中插入系统信息和其它控制信息，把帧群进一步组成超帧和日帧，构成一个符合TDS-OFDM传输帧结构的完整信号；
第6步：
将上述完整的TDS-OFDM信号进行成形滤波处理，然后经过频率上变换和功放，在预定的频道带宽中发射出去。
根据上述的TDS-OFDM系统中的帧同步产生方法，其具体特征在于：所述前向纠错码为低密度校验码，即LDPC码。
根据上述的TDS-OFDM系统中的帧同步产生方法，其具体特征在于：所述前向纠错码为RS码和串行级联系统卷积码组成的级联码。
根据上述的TDS-OFDM系统中的帧同步产生方法，其具体特征在于：所述帧群有224或者225个信号帧。
根据上述的TDS-OFDM系统中的帧同步产生方法，其具体特征在于：所述超帧由480个帧群构成。
根据上所述的TDS-OFDM系统中的帧同步产生方法，其具体特征在于：所述日帧由1440个超群组成。
根据上述的TDS-OEDM系统中的帧同步产生方法，其具体特征在于：所述8阶m序列的特征多项式定义为x8+x6+x5+x+1。
根据上述的TDS-OFDM系统中的帧同步产生方法，其具体特征在于：所述9阶m序列的特征多项式定义为x9+x4+1。
一种时域同步正交频分复用，即TDS-OFDM，系统中的帧同步产生方法，其特征在于，包括以下步骤：
第1步：
用前向纠错码分别对系统要传输的信息码流进行误码保护处理，前向纠错码后的数据进行调制符号星座映射，；
第2步：
将符号映射后所形成的频域数据块采用离散傅立叶反变换处理，变换成为相应长度，即3780点，的时域离散样值帧体，得到OFDM多载波基带调制符号，构成TDS-OFDM信号帧的帧体；；
第3步：
根据TDS-OFDM信号帧帧头，即帧同步PN序列，的长度，生成相应长度的PN序列：
(i)当TDS-OFDM帧头长度选择为OFDM符号的1/9，即长度为420个符号，则按下列步骤生成PN420序列：
(a)用线性反馈移位寄存器LFSR产生一个8阶的m序列，得到长度为255的PN255序列；
(b)然后把此PN255序列循环扩展，得到所需要的PN420序列；
(ii)当TDS-OFDM帧头长度选择为OFDM符号的1/4，即长度为945个符号，则把在上述两种方法得到的PN420的前面、后面或两端再补充一定数目的“0”，得到长度为945点PN945序列；
第4步：
按TDS-OFDM的信道帧结构，在OFDM保护间隔内插入一定长度的上述PN序列作为帧头，把帧头和帧体组成信号帧，其中每个信号帧的帧头相同；
第5步：
在TDS-OFDM帧群的帧群头，即帧群控制帧，中插入系统信息和其它控制信息，把帧群进一步组成超帧和日帧，构成一个符合TDS-OFDM传输帧结构的完整信号；
第6步：
将上述完整的TDS-OFDM信号进行成形滤波处理，然后经过频率上变换和功放，在预定的频道带宽中发射出去。
根据上述的TDS-OFDM系统中的帧同步产生方法，其具体特征在于：在所述的PN420的前面填充262个“0”，后面填充263个“0”得到长度为945点PN945序列。
本发明根据清华所发明的TDS-OFDM与自然时间同步的多层信道帧结构，提出了一种TDS-OFDM系统帧同步产生方法。虽然和原专利所述的循环扩展PN方法相比，性能有所下降，且信号帧的帧号需要在TDS-OFDM帧群的控制帧(帧群头)中另外传送。但采用本发明的TDS-OFDM系统实现简单，性能也满足实际需要。
附图说明
图1为TDS-OFDM分级帧结构。
图2为TDS-OFDM信号帧结构图。
图3为8阶PN序列的LFSR方框图。
图4为不同的信号帧中的具有不同PN序列相位。
图5为本发明中所采用的TDS-OFDM分级帧结构。
图6为本发明中PN945序列的一种构成。
图7为9阶PN序列的LFSR方框图。
图8为采用本发明所述方法的TDS-OFDM系统发端原理性框图。
图9为采用本发明所述方法的TDS-OFDM系统收端原理性框图。
具体实施方式
下面将结合附图描述本发明的TDS-OFDM系统中帧同步产生方法。
本发明的数据还是采用了原发明中TDS-OFDM分层帧结构，但对其中的一些具体参数做了调整，如图5所示。
在本发明中，日帧(超帧群)以一个自然日为周期进行周期性重复，由1440个超帧群成，时间正好为24小时。在格林威治标准时间(GST)0:0:0AM或其它选定的参考时间，物理信道帧结构被复位并开始一个新的日帧。
一个超帧包含480个帧群，时间长度正好为1分钟。超帧中的每个帧群由其帧群号唯一识别，它被编码于每个帧群的控制帧中。超帧的第一个帧群编号为0，最后一个帧群编号为479。帧群的时间长度定义为125毫秒，8个帧群正好为1秒，这样便于与定时系统(例如GPS)校准时间。一个帧群由一个控制帧(帧群头)和随后的多个信号帧构成。帧群中的每一个信号帧有固定的PN序列，而原来的发明专利中TDS-OFDM信号帧有唯一的帧号，并且被编码在帧同步信号中。控制帧(帧群头)用于传送系统信息和信号帧帧号信息，以此识别每一个信号帧。控制帧长度与数据帧的相同，并可选用作为数据帧。控制帧的符号星座图采用QPSK。
信号帧的帧头部分仍然是PN信号，但帧群中的信号帧帧头相同，或者不同。帧同步采用BPSK调制(I路和Q路信号相同)，并且其功率比数据平均功率高3dB，以得到稳定的同步。PN信号的长度只选择为帧体长度(3780个符号)的1/4和1/9，即420个符号或945个符号，而TDS-OFDM原发明专利中有5种可选的长度，即1/6、1/9、1/12、1/20、1/30。
基带帧同步信号的PN序列同样定义为8阶或9阶m序列，其特征多项式定义分别为x8+x6+x5+x+1和x9+x4+1。它由一个Fibonacci型线性反馈移位寄存器(LFSR)实现，经“0”到+1值及“1”到-1值的映射变换为非归零的二进制信号。但在本发明中，LFSR的初始条件值只有一个，即PN序列只有一种，也就是每帧的PN序列是一样的。
在本发明中，PN信号的长度为420个符号(PN420)或945个符号(PN945)，它们有两种方式构成：
(1)循环扩展方式：
对于PN420，与原来发明专利中构成方式一样，由一个前同步、一个PN序列和一个后同步构成。前同步和后同步定义为PN序列的循环扩展。
PN945是在循环扩展的PN420前填充262个0，在PN420后填充263个0组成，如图6所示。
(2)直接补“0”方式：
首先采用上述的Fibonacci型线性反馈移位寄存器(LFSR)实现8阶m序列，得到一个长度为255的伪随机序列(PN255)；然后，直接在PN255的前面、后面或两端补充一定数目的“0”，得到长度为420点PN420或PN945序列。
对于PN945，可以采用9阶m序列产生一个长度为511的伪随机序列(PN511)，如图7所示，同样的，按一定方式直接补“0”，得到长度为945的PN序列，作为TDS-OFDM信号帧中的PN帧同步序列。
采用PN420时，在一个帧群中共有224/225个信号帧；采用PN945时，在一个帧群中共有199/200个信号帧。
另外需要说明的一点是，本发明中的TDS-OFDM每一个信号帧的帧头(帧同步PN序列)都是一样的，是上述固定的PN420或PN945，没有像清华大学原专利(授权号为ZL01130659.9名为“地面数字多媒体电视广播系统中的帧同步产生方法”)那样每一个信号帧的PN序列相移一位。
一个采用本发明所述方法的地面数字电视广播TDS-OFDM系统发端原理性框图如图8所示。在本实施例发送端中，信号处理的步骤如下：
(1)把输入的MPEG2 TS码流进行码率调整等预处理，得到一个符合时域同步正交频分复用，即TDS-OFDM，系统传输码率的TS码流；
(2)为了抵抗传输过程中产生的误码，对上述TS码流采用了前向纠错码FEC(采用LDPC码或者RS码和串行级联系统卷积码作为内外纠错码)进行误码保护，前向纠错码后的数据进行QPSK/mQAM调制的符号星座映射。
(3)然后将符号映射后所形成的频域数据块采用离散傅立叶反变换(IDFT)处理，变换成为相应长度(3780点)的时域离散样值帧体，得到OFDM多载波基带调制符号，构成TDS-OFDM信号帧的帧体；
(4)根据TDS-OFDM信号帧帧头(帧同步PN序列)的长度，生成相应长度的PN序列：
(i)如果TDS-OFDM帧头长度选择为OFDM符号的1/9，即长度为420个符号，则按下列步骤生成PN420序列：
(a)用Fibonacci型线性反馈移位寄存器(LFSR)产生一个8阶的m序列，得到长度为255的PN255序列，然后把此PN255序列循环扩展，得到所需要的PN420序列；
(b)或者直接在PN255的前面、后面或两端补充一定数目的“0”，得到长度为420点PN420序列。
(ii)如果TDS-OFDM帧头长度选择为OFDM符号的1/4，即长度为945个符号，则按下列步骤生成PN945序列：
(a)在上述两种方法得到的PN420的前面、后面或两端再补充一定数目的“0”，得到长度为945点PN945序列。
(b)或者用Fibonacci型线性反馈移位寄存器(LFSR)产生一个9阶的m序列，得到长度为511的PN511序列，然后在此PN511序列的前面、后面或两端补充一定数目的“0”，得到长度为945点PN945序列。
(5)按TDS-OFDM的信道帧结构，在OFDM保护间隔内插入上述PN序列作为帧头，将帧头和帧体组成信号帧；
(6)在TDS-OFDM帧群的帧群头(帧群控制帧)中插入系统信息和其它控制信息，把帧群进一步组成超帧和日帧，构成一个符合TDS-OFDM传输帧结构的完整信号：
(8)将上述完整的TDS-OFDM信号进行成形滤波处理，然后经过频率上变换和功放，在预定的频道带宽中发射出去。
一个采用本发明所述方法的地面数字电视广播接收系统原理性组成框图如图9所示，主要包括以下一些部分：
(1)模拟前端
模拟前端即高频调谐器，它将接收的RF信号放大，完成频道选择，并将选择的信号从RF频段变换到一个固定的中频IF1(36.25Mhz)。控制高频头自动增益控制AGC的电压是由中频部分提供的。频道选择通过改变PLL的分频系数来实现。IF1信号经过8MHz带宽滤波器滤波。在中频单元中的一个本振将IF1变换到小中频IF2(4.5MHz)，此时的信号为一个靠近基带的带通信号。
(2)AD变换和希尔伯特滤波器
经过模拟前端后，模拟信号经过滤波经四倍采样Ts(即30.40MHz)成为数字小中频信号，AD变换器的取样时钟没有经过锁相，是自由振荡的。因此，数字小中频信号要经过后面的载波恢复处理模块后才能得到精确的载波频率。数字小中频信号经过希尔伯特滤波器(HilbertFilter)后变为复数信号，即被解复用成两路数据：I路(同相分量)和Q路(正交分量)。
(3)载波恢复和下变频
接收机振荡器的频率不可能很稳定，所以总会存在一个定量的频率偏移，数字定时和其他同步算法只有在小频差的情况下才能正常，所以进行载波恢复是必要的。接收机加电时要有一个范围较大的粗频率估计，之后需要更高精度的频率估计AFC使频率误差降低到1Hz以下。对载波频率偏移进行校正是通过将时域的采样数据乘上
(一个带有递增相位的复指数，其中相位增加量为
变量k为数据序号，
为以Ts归一化的频偏估计值)。
得到恢复的载波信号后，数字小中频信号通过乘法器实现下变频，得到数字基带信号。
(4)时钟恢复
TDS-OFDM时钟恢复包括PN码捕获(Code Acquisition，CA)和符号定时恢复(SymbolTiming Recovery，STR)两部分。开始时，接收机不知道所接收信号帧中PN码的相位，通过码捕获获得此相位，从而PN序列成为已知信号，可用于其他同步模块。码捕获算法是将接收信号和本地产生的PN序列滑动相关，因为本地产生的PN序列与接收的PN序列仅是有一个时间偏移，所以相关结果中将出现很强的峰值。
码捕获后，定时误差仅在±Ts/2范围内，我们需要更精确的定时同步，STR对残余定时误差ε0进行估计，得到估计值
通过线性插值，将采样信号{rf(kTs)}转换成与发送符号率1/T一致的同步数据。同时由于采样时钟有漂移，STR采用二阶反馈环路来控制误差信号，完成对采样时钟的跟踪。
同时，PN码捕获后，就可以从数字基带流中把PN码(帧头)部分和数据部分(帧体)分离开来，然后送给不同的处理模块。
(5)DFT
在接收机端，假定正确的定时同步，通过将N个校正后的时域复采样点进行DFT完成OFDM的解调。
(6)信道估计和均衡
接收机信道估计(Channel Estimation)部分主要为每一个OFDM块提供信道响应的估计，以便校正每一个接收到的数据采样(相干检测)。完成频率估计后，信号还残留了一个固定相位误差，信道估计中也包含了该误差。得到信道估计后，信道均衡部分在频域通过简单的除法运算实现信道均衡(Channel Equalization)。
(7)相位噪声去除
使用基于传输参数信令(Transmission Parameter Signals，TPS)的去除相位噪声(PhaseNoise Correction)方法，它从DFT后的TPS信号获得相位噪声的频域基带信号，然后经过IDFT将获得的频域信号转化为时域相位噪声估计，接着使用得到时域相位噪声估计对DFT以前的数据进行相位补偿。
(8)前向纠错(FEC)解码和信源解码
对解调后的信号进行信道解调和纠错等工作，然后送给信源解码和显示等。
因此，从图9看出，采用本发明的实施例接收端的信号处理顺序如下：
一个高频模拟信号经过调谐器和AD变换后成为数字信号，通过希尔伯特滤波器后变分解为I路(同相分量)和Q路(正交分量)数据信号。
IQ信号分为两路：一路送给AGC控制模块，在AGC中IQ信号和后面捕获的帧同步PN序列一起产生一个AGC控制电压，去控制高频调谐器的放大增益；另一路IQ信号送给下变频器，与恢复的本地载波相乘，然后经过样值内插和SRRC低通滤波器后得到数字基带信号。
一路数字基带信号经过频率估计后的到AFC信号用于控制载波恢复，得到一个相对精确的本地载波用于上述的下变频器；另一路数字基带信号经过PN码捕获模块后使得接收机获得接收的信号帧中PN码，PN码捕获后，经过时钟恢复模块得到更精确的定时同步，用于上述的样值内插处理，同时PN码捕获后，就可以把接收的信号帧分解成为PN码(帧头)和DFT数据信号(帧体)两部分。
PN信号部分送给信道估计模块，得到每一个OFDM块的信道响应估计，然后对相位校正后的数据进行信道均衡处理，以便校正每一个接收到的数据采样(相干检测)，然后均衡后的数据再反馈给信道估计，以便下一帧信道估计更精确。同时，PN信号部分还送给上述的AGC控制电路。
数据部分经过相位噪声校正模块，相位校正后的数据经过DFT变换和上述的信道估计和均衡后，送给前向纠错编码FEC模块，把FEC解码后的存到缓存器中，把从缓存器中读出数据送给信源解码，最终恢复发送序列。
虽然和原专利所述的循环扩展PN方法相比，性能有所下降，且信号帧的帧号需要在TDS-OFDM帧群的控制帧(帧群头)中另外传送。但采用本发明的TDS-OFDM系统实现简单，性能也满足实际需要。
已经用现场可编程器件(FPGA)实现了采用本实施例所述方法的功能样机，工作正常，证明了本发明所述方法的可实现性。
上面结合附图对本发明的具体实施例进行了详细说明，但本发明并不限制于上述实施例，在不脱离本申请的权利要求的精神和范围情况下，本领域的技术人员可作出各种修改或改型。
Claims (10)
1、一种时域同步正交频分复用，即TDS-OFDM，系统中的帧同步产生方法，其特征在于，包括以下步骤：
第1步：
用前向纠错码分别对系统要传输的信息码流进行误码保护处理，前向纠错码后的数据进行调制符号星座映射，；
第2步：
将符号映射后所形成的频域数据块采用离散傅立叶反变换处理，变换成为相应长度，即3780点，的时域离散样值帧体，得到OFDM多载波基带调制符号，构成TDS-OFDM信号帧的帧体；；
第3步：
根据TDS-OFDM信号帧帧头，即帧同步PN序列，的长度，生成相应长度的PN序列：
(i)当TDS-OFDM帧头长度选择为OFDM符号的1/9，即长度为420个符号，则按下列步骤生成PN420序列：
(a)用线性反馈移位寄存器LFSR产生一个8阶m序列，得到长度为255的PN255序列；
(b)然后直接在PN255的前面、后面或两端补充一定数目的“0”，得到长度为420点PN420序列；
(ii)当TDS-OFDM帧头长度选择为OFDM符号的1/4，即长度为945个符号，则按下列步骤生成PN945序列：
(a)在上述(i)方法得到的PN255序列的前面、后面或两端补充一定数目的“0”，得到长度为945点PN945序列；
(b)或者用线性反馈移位寄存器LFSR产生一个9阶m序列，得到长度为511的PN511序列，然后在此PN511序列的前面、后面或两端补充一定数目的“0”，得到长度为945点PN945序列；
第4步：
按TDS-OFDM的信道帧结构，在OFDM保护间隔内插入一定长度的上述PN序列作为帧头，把帧头和帧体组成信号帧，其中每个信号帧的帧头相同；
第5步：
在TDS-OFDM帧群的帧群头，即帧群控制帧，中插入系统信息和其它控制信息，把帧群进一步组成超帧和日帧，构成一个符合TDS-OFDM传输帧结构的完整信号；
第6步：
将上述完整的TDS-OFDM信号进行成形滤波处理，然后经过频率上变换和功放，在预定的频道带宽中发射出去。
2、根据权利要求1所述的TDS-OFDM系统中的帧同步产生方法，其特征在于：所述前向纠错码为低密度校验码，即LDPC码。
3、根据权利要求1所述的TDS-OFDM系统中的帧同步产生方法，其特征在于：所述前向纠错码为RS码和串行级联系统卷积码组成的级联码。
4.根据权利要求1所述的TDS-OFDM系统中的帧同步产生方法，其特征在于：所述帧群有224或者225个信号帧。
5、根据权利要求1所述的TDS-OFDM系统中的帧同步产生方法，其特征在于：所述超帧由480个帧群构成。
6、根据权利要求1所述的TDS-OFDM系统中的帧同步产生方法，其特征在于：所述日帧由1440个超群组成。
7、根据权利要求1所述的TDS-OFDM系统中的帧同步产生方法，其特征在于：所述8阶m序列的特征多项式定义为x8+x6+x5+x+1。
8、根据权利要求1所述的TDS-OFDM系统中的帧同步产生方法，其特征在于：所述9阶m序列的特征多项式定义为x9+x4+1。
9、一种时域同步正交频分复用，即TDS-OFDM，系统中的帧同步产生方法，其特征在于，包括以下步骤：
第1步：
用前向纠错码分别对系统要传输的信息码流进行误码保护处理，前向纠错码后的数据进行调制符号星座映射，；
第2步：
将符号映射后所形成的频域数据块采用离散傅立叶反变换处理，变换成为相应长度，即3780点，的时域离散样值帧体，得到OFDM多载波基带调制符号，构成TDS-OFDM信号帧的帧体；；
第3步：
根据TDS-OFDM信号帧帧头，即帧同步PN序列，的长度，生成相应长度的PN序列：
(i)当TDS-OFDM帧头长度选择为OFDM符号的1/9，即长度为420个符号，则按下列步骤生成PN420序列：
(a)用线性反馈移位寄存器LFSR产生一个8阶的m序列，得到长度为255的PN255序列；
(b)然后把此PN255序列循环扩展，得到所需要的PN420序列；
(ii)当TDS-OFDM帧头长度选择为OFDM符号的1/4，即长度为945个符号，则把在上述两种方法得到的PN420的前面、后面或两端再补充一定数目的“0”，得到长度为945点PN945序列；
第4步：
按TDS-OFDM的信道帧结构，在OFDM保护间隔内插入一定长度的上述PN序列作为帧头，把帧头和帧体组成信号帧，其中每个信号帧的帧头相同；
第5步：
在TDS-OFDM帧群的帧群头，即帧群控制帧，中插入系统信息和其它控制信息，把帧群进一步组成超帧和日帧，构成一个符合TDS-OFDM传输帧结构的完整信号；
第6步：
将上述完整的TDS-OFDM信号进行成形滤波处理，然后经过频率上变换和功放，在预定的频道带宽中发射出去。
10、根据权利要求9所述的TDS-OFDM系统中的帧同步产生方法，其特征在于：在所述的PN420的前面填充262个“0”，后面填充263个“0”得到长度为945点PN945序列。
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