CN1124714C - 用于接收正交频分多路复用信号的方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明的一个目标是，避免一个符号同步信号的时间位置误差从反面影响降噪效果，以便从一组正交频分多路复用(OFDM)信号中精确地恢复信息。该符号同步信号从该OFDM信号中产生。响应于所产生的符号同步信号，为每一个符号设置一个时间窗口。从延伸于该时间窗口之中的OFDM信号中抽取一个时间区段。对该OFDM信号中被抽取的时间区段进行离散傅里叶变换，以恢复所发送的信息以及一个参考信号。

Description

用于接收正交频分多路 复用信号的方法与装置

本发明涉及一种接收正交频分多路复用(OFDM)信号的方法。本发明也涉及一种接收正交频分多路复用(OFDM)信号的装置。

某些在有限的频带内发送诸如数字视频那样的数字信息信号的系统使用正交频分多数复用(OFDM)。由这样的基于OFDM的发送系统所处理的数字信息信号的例子是多值调制信号或256-QAM(正交振幅调制)信号。一般来说，基于OFDM的传输在抑制多径效应以及干扰信号影响方面效果良好。而且，基于OFDM的传输具有良好的频率使用效率。

正交频分多路复用(OFDM)使用互相正交的多路载频。按照待发送的数字信息诸片段分别对多路载频进行调制。经调制后的多路载频被组合为具有随机信号形式的OFDM信号。通常使用快速傅里叶反变换来产生OFDM信号。“正交的”多路载频意味着邻近一个载频的诸载频的频谱在该载频(前者)处的频率分量为零。

本发明的第一目标是提供一种改进的接收正交频分多路复用(OFDM)信号的方法。

本发明的第二目标是提供一种改进的接收正交频分多路复用(OFDM)信号的装置。

本发明的第一目标提供了一种接收含有信息以及一个参考信号的正交频分多路复用(OFDM)信号的方法，该方法包括：经由一条传输线路接收一组OFDM信号的诸步骤；响应于该接收到的OFDM信号，产生一个符号同步信号；响应于所产生的该符号同步信号，为每一个符号设置一个时间窗口；从延伸于该时间窗口之中的接收到的OFDM信号中抽取一个时间片段；对所抽取的接收到的OFDM信号的时间片段进行离散傅里叶变换，以恢复被发送的信息以及一个参考信号；周期性地从已恢复的参考信号计算代表该传输线路特性的诸系数；基于计算所得的诸系数，周期性地计算在接收到的OFDM信号的诸载频中相关的诸成对载频之间的近似的诸相位差；周期性地计算上述诸近似的相位差的累计值；比较当前计算的累计值以及先前计算的累计值；并控制跟响应于上述(当前计算的累计值与先前计算的累计值)比较结果的一个符号有关的时间窗口的相位。

本发明的第二方面提供了一种接收正交频分多路复用(OFDM)信号的方法，该信号包括信息，一个符号序号信号，以及一个参考信号，该符号序号信号表示该OFDM信号与该参考信号之间的一种关系，该方法包括以下诸步骤：经由一条传输线路接收一组OFDM信号；响应于该接收到的OFDM信号，产生一个符号同步信号；响应于所产生的该符号同步信号，为每一个符号设置一个时间窗口；从延伸于该时间窗口之中的接收到的OFDM信号中抽取一个时间片段；对所抽取的接收到的OFDM信号的时间片段进行离散傅里叶变换，以恢复所发送的信息以及一个符号序号信号；响应于该符号序号信号，从该离散傅里叶变换的结果中恢复一个参考信号；从已恢复的参考信号周期性地计算表示该传输线路特性的诸系数；计算所得的诸系数包括：表示从发送方载频的实部到接收方载频的实部的信息传输速率的诸系数，表示从发送方载频的虚部到接收方载频的虚部的信息传输速率的诸系数，表示从发送方载频的实部到接收方载频的虚部的信息泄漏速率的诸系数，以及表示从发送方载频的虚部到接收方载频的实部的信息泄漏速率的诸系数；基于计算所得诸系数，周期性地计算在所接收的OFDM信号的诸载频中相关的诸成对载频之间的近似的诸相位差；周期性地计算上述诸近似的相位差的累计值；比较当前计算的累计值以及先前计算的累计值；并控制跟响应于上述(当前计算的累计值与先前计算的累计值)比较结果的一个符号有关的时间窗口的相位。

本发明的第三方面提供了一种用于接收正交频分多路复用(OFDM)信号的装置，该信号包括信息以及一个参考信号，该装置包括经由一条传输线路接收一组OFDM信号的装置；响应于所接收的OFDM信号，产生一个符号同步信号的装置；响应于所产生的该符号同步信号，为每一个符号设置一个时间窗口的装置；从延伸于该时间窗口之中的接收到的OFDM信号中抽取一个时间片段、并通过离散傅里叶变换以恢复所发送信息以及一个参考信号的装置；从已恢复的参考信号周期性地计算表示该传输线路特性的诸系数的装置；基于计算所得的诸系数，周期性地计算在接收到的OFDM信号的诸载频中相关的诸成对载频之间的近似的诸相位差的装置；周期性地计算上述诸近似的相位差的累计值的装置；比较当前计算的累计值以及先前计算的累计值的装置；以及控制跟响应于上述(当前计算的累计值与先前计算的累计值)比较结果的一个符号有关的时间窗口的相位的装置。

本发明的第四方面提供了一种用于接收正交频分多路复用(OFDM)信号的装置，该信号包括信息，一个符号序号信号，以及一个参考信号，该符号序号信号表示该OFDM信号与该参考信号之间的一种关系，该装置包括：经由一条传输线路接收一组OFDM信号的装置；响应于该接收到的OFDM信号，产生一个符号同步信号的装置；响应于所产生的该符号同步信号，为每一个符号设置一个时间窗口的装置；从延伸于该时间窗口之中的接收到的OFDM信号中抽取一个时间片段的装置；对所抽取的接收到的OFDM信号的时间片段进行离散傅里叶变换、以恢复所发送的信息以及一个符号序号信号的装置；响应于该符号序号信号，从该离散傅里叶变换的结果中恢复一个参考信号的装置；从该已恢复的参考信号中周期性地计算表示该传输线路诸特性的诸系数的装置；计算所得的诸系数包括：表示从发送方载频的实部到接收方载频的实部的信息传输速率的诸系数，表示从发送方载频的虚部到接收方载频的虚部的信息传输速率的诸系数，表示从发送方载频的实部到接收方载频的虚部的信息泄漏速率的诸系数，以及表示从发送方载频的虚部到接收方载频的实部的信息泄漏速率的诸系数；基于计算所得诸系数，周期性地计算在所接收的OFDM信号的诸载频中相关的诸成对载频之间的近似的诸相位差的装置；周期性地计算上述诸近似的相位差的累计值的装置；比较当前计算的累计值以及先前计算的累计值的装置；以及控制跟响应于上述(当前计算的累计值与先前计算的累计值)比较结果的一个符号有关的时间窗口的相位的装置。

图1是表示一组基带OFDM信号波形的一个实例的时域图。

图2是关于一个符号间隔“t_a”、一个保护间隔“g_i”、以及一个有效符号间隔“t_s”的时域图。

图3是关于一个有用波形、一个重影波形、以及诸符号同步信号的时域图。

图4是根据本发明的一个实施例、使用正交频分多路复用(OFDM)技术的信号发送装置的方框图。

图5是根据本发明的该实施例、使用正交频分多路复用技术的信号接收装置的方框图。

图6是在图5中的一个离散傅里叶变换正交振幅调制(DFT QAM)解码电路的方框图。

图7是在一个接收方所恢复的第1 0个和第20个正载频的相位θ₊₁₀与θ₊₂₀之间的关系图。

图8是在图5中的一个保护间隔处理电路的方框图。

图9是在图5的信号接收装置中不同信号的时域图。

图10是在图8中的一个调整电路的方框图。

图11是在图6的DFT-QAM解码电路中一个中央处理单元(CPU)的程序流程图。

图12是关于一个符号间隔、一个前保护间隔“C”、一个有效符号间隔“B”、以及一个后保护间隔“A”的时域图。

为了更好地了解本发明，下面将说明本发明的背景。

一个基带OFDM信号由多个正交的基带载频组成，后者已经被分别地按照所发送的信息块调制。该基带OFDM信号具有如图1所示的时基波形。

基于OFDM的数据传输(信息传输)按照一个符号接着一个符号的方式来执行。如图2所示，每一个OFDM传输符号间隔“t_a”包括一个保护间隔“g_i”以及一个有效符号间隔“t_s”。该保护间隔“g_i”领先于该有效符号间隔“t_s”。该保护间隔“g_i”被用来减少多径效应。该有效符号间隔“t_s”被用来发送信息(数据)。在该保护间隔“g_i”之内所发送的一个OFDM信号的一个时间片段的波形是在该有效符号间隔“t_s”之内所发送的该OFDM信号的一个时间片段的波形的一部分(例如，一个结尾部分或者一个比较靠后的部分)的拷贝。

在该基带OFDM信号中的多个载频之间的诸频率间隔等于该有效符号间隔“t_s”的倒数。为了在各自的采样点(其分布的间隔等于该有效符号间隔“t_s”除以N)处提供有效的信号幅度，发射方在每一个符号间隔“t_a”之内，都对N个复数数据块进行频域的N点离散傅里叶反变换(IDFT)。由此，该发射方产生包含该数据块的一个基带OFDM信号的对应于每一个符号的时间片段。

接收方按照等于该有效符号间隔“t_s”除以N的周期，重复地对一个基带OFDM信号进行采样，并由此在每一个符号间隔“t_a”内，产生该基带OFDM信号的N个样本。接收方在每一个符号间隔“t_a”内，对该N个信号样本进行N点离散傅里叶变换(DFT)，以计算各载频分量的相位和幅度，并由此恢复N个复数数据块。

接收方为每一个符号间隔“t_a”设置一个时间窗口。一般来说，该时间窗口被称为DFT窗口。接收方对在每一个DFT窗口中得到的诸信号样本实施离散傅里叶变换。响应于一个符号同步信号，接收方指定每一个DFT窗口相对于相应的符号间隔“t_a”的时间位置。

一种产生一个符号同步信号的方法的实例使用下列技术。按给定周期出现的分布的诸符号被用来作为诸零符号(无信号的诸间隔)。响应于诸零符号，一个符号同步信号得以恢复。一般来说，一个已恢复的符号同步信号被允许出现(相对于诸符号之间的边界)不超过几个样本的误差。

如图3所示，假设接收方接收一个有用波形，同时也接收一个滞后于该有用波形的重影波形。通常，产生一个符号同步信号“ S_a”，它具有一个脉冲序列，后者在定时方面等同于该有用波形的诸有效符号间隔“t_s”的诸起始瞬时“a”。响应于该符号同步信号“s_a”中的每一个脉冲，分别指定一个DFT窗口。对于每一个符号来说，信号采样开始于一个有效符号间隔“t_s”的起始瞬时“a”，并且一直继续进行下去，直到该DFT窗口结束(即，该有效符号间隔“t_s”结束)。对每一个符号在该DFT窗口中出现的诸信号样本都实施离散傅里叶变换。

参看图3，考察该重影波形，每一个符号间隔“t_a”都开始于瞬时“b”。在相关的瞬时“b”和“a”之间的间隔内，有用波形中的符号“n”不会接收来自上一个符号“n-1”的干扰。相应地，可以用一个符号同步信号“sb”去取代该符号同步信号“sa”，前者具有一个在定时方面等同于该重影波形的诸符号间隔“t_a”的起始瞬时“b”的脉冲序列。而且，类似的具有一个在定时方面等同于在瞬时“b”和“a”之间的诸给定点的脉冲序列的符号同步信号也是有用的。

一般地，该保护间隔“gi”被设置成长于重影波形相对于有用波形的延迟时间。在这种情况下，在一个符号同步信号中出现大的定时误差是允许的。

在欧洲专利申请EP 0765059A2中公开了在发射方将一个参考信号加入到含有待发送信息的OFDM信号中去。该参考信号代表已知的参考数据。发射方通过一条传输线路将加入了参考信号的OFDM信号发送到接收方。接收方从该OFDM信号中恢复该参考信号。接收方借助于该参考信号检测该传输线路的诸特性。一个已恢复的同相信号(一个已恢复的I信号)以及一个已恢复的正交信号(一个已恢复的Q信号)的差错取决于该传输线路的诸特性。因此，响应于检测到的该传输线路的诸特性，接收方对已恢复的I信号和已恢复的Q信号进行纠错。这种纠错使得信息的精确恢复成为可能。

在欧洲专利申请EP 0765059 A2中，为了减小噪声对所接收的参考信号的影响，使用多个相邻的载频来发送该参考信号。分别地就相邻的诸载频计算代表该传输线路特性的诸系数。计算所得的诸系数经过求平均值或滤波，得到该传输线路已检测到的诸特性的表示。

这样的跟不同的诸载频有关的诸系数相互之间具有一种非线性关系。相应地，诸系数中的简单平均值偏离了表示该传输线路诸特性的正确数值。这样一种诸系数与不同的诸载频之间的关系取决于，例如，符号同步(信号)诸位置的误差。

在一组由512点快速傅里叶反变换(IFFT)所产生的OFDM信号中，在每一个有效符号间隔“ts”内，一个第n载频具有“n”个周期。换句话说，对每一个有效的符号间隔“ts”而言，第n载频具有2π·n弧度的相位变化。因此，对每一个样本来说，第n载频具有(27π·n)/512弧度的相位变化。相应地，如果存在一个样本的误差，则希望用(2π·n)/512去校正第n载频的相位。在每一个有效的符号间隔“ts”内，一个第(n+1)载频具有(n+1)个周期。换句话说，对每一个有效的符号间隔“ts”而言，第(n+1)载频具有2π·(n+1)弧度的相位变化。因此，对每一个样本来说，第(n+1)载频具有{2π·(n+1)}/512弧度的相位变化。相应地，若出现一个样本的误差，则希望第(n＝1)个载频的相位获得{2π·(n+1)}/512的校正量。跟第n个载频和第(n+1)个载频有关的相位校正量之间的差值由下式给出。

〔{2π·(n+1)}/512〕-{(2π·n)/512}

 ＝2π/512    (弧度)若出现X个样本的误差，则跟第n个载频和第(n+1)个载频有关的相位校正量之间的差值等于2π/512弧度的X倍。

在使用跟不同载频有关的诸系数当中的简单平均值来表示该传输线路的诸特性的情况下，重要的是减小符号同步误差，以便使这种表示更为精确。

相应地，本发明的主要目标就是减小符号同步误差。

图4表示一种根据本发明的一个实施例、使用正交频分多路复用(OFDM)的信号发送装置。由图4所示的信号发送装置所发送的数字数据等同于，例如，一组压缩视频信号和一组压缩音频信号的组合。

OFDM使用相互之间存在正交关系的多路载频。在OFDM数据传输中，分别使用多路载频来发送各自独立的数字信息块。因为各路载频是互相正交的，所以，靠近一个给定载频的诸载频在对应于该给定载频的频率点处的诸频谱电平均为零值。

一个离散傅里叶反变换(IDFT)电路被用来产生由多个正交载频组成的一个集合。在时间间隔T使用N个复数进行离散傅里叶反变换(IDFT)，就能产生一组基带OFDM信号。IDFT的点数分别对应于调制信号的各个输出。

图4所示的信号发送装置基本规格的一个实例发下。一个射频频带的中心载频频率等于100MHz。用于数据传输的载频数目等于248。应当指出，这个载频数目仅仅是一个例子。调制方式属于256-QAM-OFDM类型。所使用的载频数目等于257。所使用的诸载频分布于均等的频率间隔。这257个载频当中的中心频率被定义为具有频率FO的一个载频，这里FO是257个载频频率中的中间值。在频域中延伸于该中心频率载频较高一侧的128个载频被称为正载频。在频域中延伸于该中心频率载频较低一侧的128个载频被称为负载频。

参看图4，采取一种比特流形式的数字信息信号经由输入端1馈送到输入电路2。该数字信息信号表示待发送的主要信息。该数字信息信号来自，例如，压缩一段音频信息信号，一段视频信息信号，或者符合于一种MPEG编码方法的视频/音频信息信号。响应于来自一个时钟信号发生电路3的时钟信号，该输入电路2将一组纠错码(ECC)添加到该数字信息信号中去。

响应于来自一个时钟信号发生电路3的时钟信号，该输入电路2让所得到的添加了纠错码的数字信息信号进行串行到并行(S/P)转换。在串行/并行转换过程中，该数字信息信号被划分为对应于256QAM的诸调制信号的若干数据块。输入电路2输出诸调制信号。根据256QAM调制方式，沿幅度方向定义了16种不同电平，同时沿角度方向也定义了16种不同电平。这样一来，就有256种不同的数字状态分别地被分配于这256种电平(16种电平乘以16种电平)。

如前所述，例如，在257个载频中有248个载频被用来发送主要数据(主要信息)。剩下的9个载频被用来发送其他信号，包括一个符号序号信号以及诸导频信号。

该输入电路2为每一个单符号间隔输出248字节的数字数据。更详细地说，该输入电路2为每一个单符号间隔输出各有4位的第一组248个并行的数字信号，以及各有4位的第二组248个并行的数字信号。该第一组和该第二组分别对应于一个实部和一个虚部(一组同相信号和一组正交信号，即，一组I信号和一组Q信号)。

来自该输入电路2的248个输出信号中的实部和虚部被馈送到一个离散傅里叶反变换(IDFT)装置4。该IDFT装置4的工作响应于该时钟信号发生电路3所馈送的时钟信号。该IDFT装置4属于能处理N路并行信号的类型，这里N表示一个等于512的自然数，它被定义为一个周期。该IDFT装置4的主要部分具有一组512个用于实部的输入端，还有一组512个用于虚部的输入端。来自该输入电路2的248个实部输出信号被分别施加到该512个实部输入端当中的248个IDFT装置的输入端。来自该输入电路2的248个虚部输出信号被分别施加到该512个虚部输入端当中的248个IDFT装置的输入端。对每一个实部和虚部来说，该IDFT装置4的工作的主要部分相当于让248个载频响应于来自该输入电路2的248个输出信号，分别进行256QAM。对来自该输入电路2的248个输出信号来说，该IDFT装置4产生248个分别具有实部和虚部的调制结果信号。该IDFT装置4将属于实部的248个调制结果信号和其他调制结果信号组合为对应于该实部的多路复用结果信号。该IDFT装置4输出对应于该实部的多路复用结果信号。同样，该IDFT装置4将属于虚部的248个调制结果信号和其他调制结果信号组合为对应于该虚部的多路复用结果信号。该IDFT装置4输出对应于该虚部的多路复用结果信号。

该IDFT装置4的主要部分用于每一个实部和虚部的主要部分的512个输入端分别对应于512个不同的载频。施加到该IDFT装置4的主要部分中用于实部的各输入端的诸实部信息块以及施加到该IDFT装置4的主要部分中用于虚部的各输入端的诸虚部信息块分别由相应的诸载频来发送。

该IDFT装置4的主要部分中用于每一个实部和虚部的512个输入端被连续地编号为“n＝0，1，2，3，…510，511”。该IDFT装置4的主要部分中用于实部和虚部的第0个输入端(n＝0)对应于该中心频率载频。一个给定的直流电压被施加到该IDFT装置4的主要部分中用于实部和虚部的第0个输入端(n＝0)，以便使该中心频率载频代表一个参考频率信号。该IDFT装置4的主要部分中用于实部和虚部的第1个输入端(n＝1)到第128个输入端(n＝128)对应于位于该中心频率载频较高一侧的1 28个载频，即，对应于128个正载频。该IDFT装置4的主要部分中用于实部和虚部的第384个输入端(n＝384)到第511个输入端(n＝511)对应于位于该中心频率载频较低一侧的128个载频，即，对应于128个负载频。该IDFT装置4的主要部分中用于实部和虚部的第128个输入端(n＝128)以及第384个输入端(n＝384)对应于跟一个奈奎斯特频率之间存在各种给定的简单关系的诸边缘频率载频。一个固定电压被施加到该IDFT装置4的主要部分中用于实部和虚部的第128个输入端(n＝128)以及第384个输入端(n＝384)，以便使该边缘频率载频能代表诸导频信号。来自该输入电路2的248个实部输出信号被分别施加到该IDFT装置4的主要部分中用于实部的248个输入端，即：从第1个输入端(n＝1)到第127个输入端(n＝127)，以及从第385个输入端(n＝385)到第511个输入端(n＝511)。来自该输入电路2的248个虚部输出信号被分别地施加到该IDFT装置4的主要部分中用于虚部的248个输入端，即：从第1个输入端(n＝1)到第127个输入端(n＝127)，以及从第385个输入端(n＝385)到第511个输入端(n＝511)。因此，来自该输入电路2的248个输出信号中的每一个实部和虚部都分别地由这248个载频来发送。一个地电位或者一个“O”信号被施加到该IDFT装置4的主要部分中用于每一个实部和虚部的第129个输入端(n＝129)到第383个输入端(n＝383)，以便使相应的诸载频(的频谱分量)变为零值。

一个符号序号计数电路5对从该时钟信号发生电路3所馈送的对应于符号的时钟信号脉冲进行计数，由此产生逐个符号更新的、代表一个符号序号的8位信号。特别是，由这8位信号所代表的该符号序号，按照“0”，“1”，“2”，“3”，…，“255”，“0”，“1”，“2”，“3”，…这样的顺序，周期性地和循环地发生变化。该符号序号计数电路5将该8位符号序号信号输出到一个参考信号插入电路6。这里，256个连续的符号间隔“ta”被定义为一个帧间隔。相应地，该符号序号的一次循环对应于一个帧间隔。

该符号序号计数电路5将该8位符号序号信号等分为两个4位符号序号信号。该符号序号计数电路5将该4位符号序号信号施加到该IDFT装置4中对应于中心频率载频以外的各自的256个载频的实部和虚部输入端诸对子中特定的一对的实部和虚部输入端。由此，除了中心频率载频以外的256个载频中的一个特定的载频(例如，第1载频)被分配给该符号序号信号。因此，256个载频当中的该特定的载频被用来发送该符号序号信号。

该IDFT装置4的主要部分中的256个实部输入端以及256个虚部输入端结成256个对子，分别对应于除中心频率载频以外的256个载频。该参考信号插入电路6为每一个符号从该IDFT装置4的256个输入端对子中选出两个输入端对子。这两个被选出的输入端对子对应于一个正载频和一个负载频，它们在频域上对称于该中心载频频率FO。响应于该8位符号序号信号中的高7位，该参考信号插入电路6在256个输入端对子当中顺序地和循环地改变这两个被选出的对子。换句话说，这两个被选出的输入端对子由该8位符号序号信号中的高7位来指定。相应地，在相当于两个符号的周期内，这两个被选出的输入端对子周而复始地从这两对变更到那两对。

该参考信号插入电路6产生两个分别表示给定值X和Y的预定的参考信号。该给定值X和Y各不相同。对每一个偶数符号来说，该参考信号插入电路6将代表该给定值X的参考信号施加到该IDFT装置4的两个被选出的输入端对子中的诸实部输入端，以取代通常施加到那里的诸信号。对每一个偶数符号来说，该参考信号插入电路6将代表该给定值Y的参考信号施加到该IDFT装置4的两个被选出的输入端对子中的诸虚部输入端，以取代通常施加到那里的诸信号。对每一个奇数符号来说，该参考信号插入电路6将代表该给定值X的参考信号施加到该IDFT装置4的两个被选出的输入端对子中的诸虚部输入端，以取代通常施加到那里的诸信号。对每一个奇数符号来说，该参考信号插入电路6将代表该给定值Y的参考信号施加到该IDFT装置4的两个被选出的输入端对子中的诸实部输入端，以取代通常施加到那里的诸信号。响应于该8位符号序号信号的最低位，该参考信号插入电路6实施该参考信号施加过程中的这种依赖于符号的更改操作。

在每两个相继的偶数和奇数符号的持续期间，使用除中心频率载频以外的256个载频当中的一对正和负载频来发送诸参考信号。每当一个双符号间隔被一个后继的双符号间隔所取代时，用于发送诸参考信号的载频对子就从这一对变更到那一对。在每256个相继的符号的持续期间内，用除中心频率载频以外的256个载频来发送诸参考信号。在相应于256个符号的一个周期内，这256个载频中的每一个间断地含有诸参考信号。

该IDFT装置4的诸输出信号逐个符号地被存储到一个缓冲器电路7的一个存储器里面。在对应于一个保护间隔“gi”的每一个周期内，响应于从该时钟信号发生电路3馈送的一个时钟信号，该缓冲器电路7从该内部存储器读出跟一个符号相对应的信号诸片段中的诸给定部分(例如，给定的比较靠后的诸部分)。在对应于一个有效符号间隔“ts”的每一个周期内，响应于从该时钟信号发生电路3馈送的一个时钟信号，该缓冲器电路7从该内部存储器读出跟一个符号相对应的信号诸片段的全部。该缓冲器电路7输出诸读出信号。

该缓冲器电路7的诸输出信号被馈送到一个数/模转换器8，由此被转换为相应的诸模拟信号。该数/模转换器8的工作响应于该时钟信号发生电路3所馈送的一组时钟信号。该数/模转换器8将诸结果模拟信号输出到一个低通滤波器(LPF)8A。该数/模转换器8的诸输出信号中，只有处于有用频带之内的诸频率分量才能通过该低通滤波器8A。

低通滤波器8A对应于该实部和该虚部的诸输出信号作为基带信号被馈送到一个正交调制器9。一个本机振荡器10将一个给定频率信号，例如，一个10.7兆赫信号，输出到该正交调制器9。该本机振荡器10的输出信号频率对应于一个给定的中频(IF)。该本机振荡器10也将该给定频率信号输出到一个90°移相器11。该装置11将该给定频率信号的相位移动90°，并将该移相结果信号输出到该正交调制器9。这样一来，一对具有正交(相位)关系的给定频率信号就被馈送到该正交调制器9。在该正交调制器9中，按照从该低通滤波器8A输出的诸基带信号对诸正交的给定频率信号进行调制，使得该基带信号被转换为一个中频正交频分多路复用(IF-OFDM)信号。该中频正交频分多路复用信号具有多个正交的中频载频，它们作为该低通滤波器8A诸输出基带信号的代表而被调制。

该中频正交频分多路复用信号从该正交调制器9输出到一个变频器12。该变频器12将该中频正交频分多路复用信号变换为处于有用频带之内的射频正交频分多路复用(RF-OFDM)信号以便进行发送。该射频正交频分多路复用信号的中心频率等于，例如，100兆赫。该射频正交频分多路复用信号具有多个正交的射频载频，它们作为该低通滤波器8A诸输出基带信号的代表而分别地被调制。该变频器12包括一个本机振荡器和一个混频器。在该变频器12中，该中频正交频分多路复用信号以及该本机振荡器的输出信号被该混频器所混合，使得该中频正交频分多路复用信号被变换为射频正交频分多路复用信号。

该射频正交频分多路复用信号从该变频器12被馈送到发射部分13。该发射部分13包括一个线性功率放大器和一个发射天线。该射频正交频分多路复用信号经过该功率放大器被馈送到该发射天线，通过该发射天线把它辐射到一条传输线路(空中)14。

该本机振荡器10的输出信号被同时馈送到该时钟信号发生电路3。响应于该本机振荡器10的输出信号，通过诸分频过程，该时钟信号发生电路3产生诸时钟信号，并将所产生的诸时钟输出信号作为工作定时控制信号，分别输出到输入电路2、IDFT装置4、缓冲器电路7、以及数/模转换器8。同样，响应于该本机振荡器10的输出信号，通过一种分频过程，该时钟信号发生电路3产生另一种时钟信号，并将所产生的时钟信号作为一个符号表示时钟信号，输出到符号序号计数电路5。

图5表示一种根据本发明的实施例、使用正交频分多路复用(OFDM)技术的信号接收装置。图5的信号接收装置能接收由图4的信号发送装置所发送的射频正交频分多路复用信号。

参看图5，接收部分21包括一个接收天线，它捕获来自，例如，图4的信号发送装置并经由该传输线路(空中)14的射频正交频分多路复用信号。该射频正交频分多路复用信号的中心频率等于，例如，100兆赫。该射频正交频分多路复用信号具有多个正交的射频载频，它们分别地被所发送的基带信号所调制。该接收部分21包括一个射频放大器，用以放大所捕获的射频正交频分多路复用信号。

在接收部分21中，从该射频放大器输出的射频正交频分多路复用信号被馈送到变频器22，在那里被变换为相应的中频正交频分多路复用信号。该中频正交频分多路复用信号的中心频率等于，例如，10.7兆赫。该中频正交频分多路复用信号具有多个正交的中频载频，它们分别地按照所发送的基带信号进行调制。该变频器22包括一个本机振荡器和一个混频器。在该变频器22中，该射频正交频分多路复用信号以及该本机振荡器的输出信号由该混频器加以混合，使得该射频正交频分多路复用信号被变换为中频正交频分多路复用信号。

该中频正交频分多路复用信号从变频器22被馈送到一个中频放大器23，在那里被放大到所需的电平。从该中频放大器23输出的中频正交频分多路复用信号被馈送到一个正交解调器24以及一个载频检测电路24A。

该载频检测电路24A包括一个锁相环(PLL)电路，后者由一个相位比较器(一个乘法器)、一个低通滤波器、一个压控振荡器(VCO)、以及一个1/4分频器组合而成。该PLL电路恢复在该中频正交频分多路复用信号中的诸载频。对应于已恢复的诸载频的该载频检测电路24A的输出信号被馈送到一个本机振荡器25。该本机振荡器25被设计成这样：它从该中频正交频分多路复用信号的诸载频当中抽取该中心频率载频，并且后者的相位误差是可以忽略的。该本机振荡器25输出一个对应于所抽取的中心频率载频的信号。因此，该本机振荡器重现了一个在发射方使用的本机振荡器信号。

该中频正交频分多路复用信号(或该射频正交频分多路复用信号)由中心频率载频以及具有按均等间隔分布的诸频率的其他载频组成。靠近该中心频率载频的诸载频的频率，仅以一个小的频率间隔，分布于该中心载频的频率附近。相应地，抽取中心频率载频的工作，最好是由一个高选择性电路去执行。

该本机振荡器25使用一个高选择性电路。特别是，该本机振荡器25含有一个锁相环电路，用以从该载频检测电路24A所输出的诸载频中抽取该中心频率载频。该本机振荡器25的锁相环电路中的压控振荡器(VCO)使用一个电压控制的晶体振荡器(VCXO)，其振荡频率能在该中心载频频率附近的一个给定的小范围(例如，±200赫兹)内发生变化。此外，在该锁相环电路中的低通滤波器具有一个适当地低的截止频率，这是相对于诸载频之间的诸频率间隔来说的。

该本机振荡器25的输出信号被馈送到该正交解调器24。该本机振荡器25的输出信号被同时馈送到一个90°移相器26。该装置26将该本机振荡器25的输出信号的相位移动90°。该移相结果信号从该装置26输出到该正交解调器24。这样一来，一对具有正交(相位)关系的再现的本机振荡器信号就被馈送到该正交解调器24。响应于诸正交信号，该中频正交频分多路复用信号被该正交解调器24解调为诸基带信号，后者分别对应于一个实部和一个虚部(一个同相信号和一个正交信号，即：一个I信号和一个Q信号)。

来自该正交解调器24的诸输出信号被馈送到一个低通滤波器28。在该正交解调器24的诸输出信号中，只有那些占据一个有用频带的频谱分量能通过该低通滤波器29。具有模拟形式的该低通滤波器诸输出信号被馈送到一个模/数转换器29。该低通滤波器28的诸输出信号经过采样过程，并且被该模/数转换器29转换为相应的诸数字信号(数字I和Q诸信号)。该模/数转换器29的工作响应于一个采样时钟信号发生电路27A所馈送的一个采样时钟信号。

该正交解调器24的诸输出信号之一被馈送到该采样时钟信号发生电路27A。该本机振荡器25的输出信号也被馈送到该采样时钟信号发生电路27A。该采样时钟信号发生电路27A包括一个锁相环电路，将相位锁定于该正交解调器24输出信号中的一个导频信号。应当指出，该导频信号在每一个含有一个保护间隔的符号间隔之内，作为一个连续信号，由特定的诸载频来发送。该采取时钟信号发生电路27A追溯导频信号频率信息，并再现该导频信号。

在发射方，该导频信号的频率被设置成跟该采样时钟信号之间符合于一种给定的整数比值关系。该采样时钟信号发生电路27A包括一个工作于该再现的导频信号(频率)之上的倍频器，其倍频因子符合于上面指出的频率比值。通过该倍频过程，使一个采样时钟信号(一个时钟同步信号)得以恢复。该采样时钟发生电路27A将该采样时钟信号输出到该模/数转换器29以及27B、30、31、32等诸其他电路，这将在下面加以说明。

该模/数转换器29的诸输出信号被馈送到一个保护间隔处理电路30。该保护间隔处理电路30抽取该模/数转换器29诸输出信号(该数字I和Q诸信号)的时间区段，后者占据了对应于一个有效符号间隔“ts”的每一个DFT窗口。该保护间隔处理电路30的工作响应于该采样时钟信号发生电路27A所馈送的采样时钟信号，也响应于一个符号同步信号发生电路27B所馈送的一个符号同步信号(一个符号时钟信号)。该保护间隔处理电路30的诸输出信号(数字I和Q诸信号)被馈送到一个离散傅里叶变换-正交振幅调制(DFT-QAM)解码电路31。

该DFT-QAM解码电路31令该保护间隔处理电路30的诸输出信号受到相当于复数离散傅里叶变换的处理。该DFT-QAM解码电路31的工作响应于该采样时钟信号发生电路27A所馈送的采样时钟信号。按照该复数离散傅里叶变换处理过程，该D FT-QAM解码电路31在由该保护间隔处理电路30所输出的该实部信号和该虚部信号中导出基带诸载频的诸电平。在该DFT-QAM解码电路31中，该导出的诸实部电平以及该导出的诸虚部电平都跟参考解调输出诸电平进行比较，使得所发送的诸数字信号的状态得以确定。这样一来，所发送的数字信息得以恢复。正如将在下面说明的那样，该DFT-QAM解码电路31将已恢复的数字信息校正为经过校正的已恢复的数字信息。

符合于经过校正的已恢复的诸数字信号的该DFT-QAM解码电路31的诸输出信号被馈送到一个输出电路32。该DFT-QAM解码电路31的诸输出信号通过该输出电路32进行并行/串行(P/S)转换，被重新排列并且被组合为一种串行形式的数字信号。该输出电路32的工作响应于该采样时钟信号发生电路27A所馈送的采样时钟信号。该串行形式的数字信号经过一个输出端33，从该输出电路32传送到一个外部设备(未示出)。

该正交解调器24的诸输出信号之一被馈送到该符号同步信号发生电路27B。来自该采样时钟信号发生电路27A的采样时钟信号被馈送到该符号同步信号发生电路27B。响应于该采样同步信号，该符号同步信号发生电路27B检测该导频信号的相位状态，由此再现该符号同步信号。该符号同步信号发生电路27B将该符号同步信号输出到该保护间隔处理电路30。

一般来说，在每一个符号间隔“ta”之内，由发送信息的诸载频所代表的诸信号在该保护间隔“gi”以及该有效符号间隔“ts”之间的交界的瞬间趋向于不连续。考虑到这些情况，该符号同步信号发生电路27B可能具有下述的结构。该符号同步信号发生电路27B包括一个高通滤波器，它处理该正交解调器24的诸输出信号之一，以便为每一个符号产生一个代表该保护间隔“gi”以及该有效符号间隔“ts”之间的交界的瞬间的信号。该符号同步信号发生电路27B包括一个跟在该高通滤波器后面的峰值检测器，以及一个比较器，用以将该峰值检测器的输出信号跟一个预定的参考电压进行比较。该峰值检测器以及该比较器协同工作，以便将该高通滤波器的输出信号成形为一个脉冲信号(一个二进制信号)。该符号同步信号发生电路27B包括一个响应于该脉冲信号的锁相环(PLL)电路。该锁相环电路响应于该脉冲信号，产生一个无抖动的符号定时信号。该符号同步信号发生电路27B包括一个分频器，它工作于该采样时钟信号发生电路27A所馈送的采样时钟信号(频率)之上。该无抖动的符号定时信号作为一个分频启动信号，被馈送到该分频器。由此，该分频器产生该符号同步信号。

该DFT-QAM解码电路31从已恢复的数字信息中抽取一个符号序号信号。如前所述，通过使用除中心频率载频以外的256个载频当中的一个特定载频(例如，该第1载频)来发送该符号序号信号。响应于该符号序号信号，该DFT-QAM解码电路31从已恢复的数字信息中抽取诸参考信号。如前所述，通过使用由该符号序号信号的高7位所指定的一对正和负载频来发送诸参考信号。基于所抽取的诸参考信号，该DFT-QAM解码电路31为该传输线路14的诸特性确定一个校正方程。根据所确定的校正方程，该DFT-QAM解码电路31对已恢复的数字信息进行校正。此外，在图5的信号接收装置接通电源之后，在紧跟其后的起始阶段，该DFT-QAM解码电路31为每一帧产生一个提前脉冲或者一个滞后脉冲，这将在下面加以说明。

如图6所示，该DFT-QAM解码电路31包括一个DFT电路311，一个校正电路312，一个控制电路313，以及一个计算电路314。该DFT电路311从该保护间隔处理电路30(见图5)接收该数字同相信号I’以及该数字正交信号Q’。该DFT电路311对该数字同相信号I’以及该数字正交信号Q’进行离散傅里叶变换，由此将该数字同相信号I’以及该数字正交信号Q’转换为对应于所发送的数字信息的第1个已恢复的实部和虚部数字信号RO和IO。该DFT电路311将第1个已恢复的实部和虚部数字信号RO和IO输出到该校正电路312。该校正电路312将第1个已恢复的实部和虚部数字信号RO和IO校正为第2个已恢复的实部和虚部数字信号R和I，以便抵消那些取决于该传输线路14(见图5)诸特性的信号误差。该校正电路312将第2个已恢复的实部和虚部数字信号R和I输出到该输出电路32(见图5)。

该校正电路312从该第1个已恢复的数字信号RO和IO中抽取该符号序号信号。响应于该符号序号信号，该校正电路312从该第1个已恢复的数字信号RO和IO中抽取诸参考信号。在这里，诸字符pOs’、qOs’、rOs’、uOs’分别表示在一个偶数符号中出现的所抽取的对应于一个正载频以及该实部的参考信号数值、所抽取的对应于一个正载频以及该虚部的参考信号数值、所抽取的对应于一个负载频以及该实部的参考信号数值、以及所抽取的对应于一个负载频以及该虚部的参考信号数值。此外，诸字符pls’、qls’、rls’、uls’分别表示在一个奇数符号中出现的所抽取的对应于一个正载频以及该实部的参考信号数值、所抽取的对应于一个正载频以及该虚部的参考信号数值、所抽取的对应于一个负载频以及该实部的参考信号数值、以及所抽取的对应于一个负载频以及该虚部的参考信号数值。

该传输线路14(见图5)的诸特性可以用一组系数S0、S1、S2、S3、S4、S5、S6和S7来表示，按照下列方程，通过这些系数，建立发射方一对正和负载频跟接收方相应的一对正和负载频之间的联系。 $\left[\begin{array}{c}{p}^{\′}\\ q^{\′}\\ r^{\′}\\ u^{\′}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}S0& -S1& S2& S3\\ S1& S0& S3& -S2\\ S4& S5& S6& -S7\\ S5& -S4& S7& S6\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}p\\ q\\ r\\ u\end{array}\right]\·\·\·\left(1\right)$ 式中“p”表示分配于该发射方正载频的一个实部信号数值；“q”表示分配于该发射方正载频的一个虚部信号数值；“r”表示分配于该发射方负载频的一个实部信号数值；“ u”表示分配于该发射方负载频的一个虚部信号数值；“p”表示对应于该接收方正载频的一个实部信号数值；“q’”表示对应于该接收方正载频的一个虚部信号数值；“r’”表示对应于该接收方负载频的一个实部信号数值；“u’”表示对应于该接收方负载频的一个虚部信号数值。

该校正电路312按照下列方程计算诸系数S0、S1、S2、S3、S4、S5、S6和S7。

S0＝(pOs′·X-pls′·Y-qOs′·Y+qls′·X)/2(X²-Y²)

S1＝(pOs′·Y-pls′·X+qOs′·X-qls′·Y)/2(X²-Y²)

S2＝(pOs′·X-pls′·Y+qOs′·Y-qls′·X)/2(X²-Y²)

S3＝-(pOs′·Y-pls′·X-qOs′·X+qls′·Y)/2(X²-Y²)

S4＝(rOs′·X-rls′·Y+uOs′·Y-uls′·X)/2(X²-Y²)

S5＝-(rOs′·Y-rls′·X-uOs′·X+uls′·Y)/2(X²-Y²)

S6＝(rOs′·X-rls′·Y-uOs′·Y+uls′·X)/2(X²-Y²)

S7＝(rOs′·Y-rls′·X+uOs′·X-uls′·Y)/2(X²-Y²)式中X和Y分别表示在该发射方产生的诸参考信号所代表的诸给定值。

该系数S0表示从该发射方正载频的实部到该接收方正载频实部的数据传输速率。同样，该系数S0也表示从该发射方正载频的虚部到该接收方正载频的虚部的数据传输速率。该系数S1表示从该发射方正载频的实部到该接收方正载频的虚部的数据泄漏速率。同样，该系数S1也表示从该发射方正载频的虚部到该接收方正载频实部的数据泄漏速率。该系数S2表示从该发射方负载频的实部到该接收方正载频的实部的数据泄漏速率。同样，该系数S2也表示从该发射方负载频的虚部到该接收方正载频的虚部的数据泄漏速率。该系数S3表示从该发射方负载频的实部到该接收方正载频的虚部的数据泄漏速率。同样，该系数S3也表示从该发射方负载频的虚部到该接收方正载频实部的数据泄漏速率。该系数S4表示从该发射方正载频的实部到该接收方负载频的实部的数据泄漏速率。同样，该系数S4也表示从该发射方正载频的虚部到该接收方负载频的虚部的数据泄漏速率。该系数S5表示从该发射方正载频的实部到该接收方负载频的虚部的数据泄漏速率。同样，该系数S5表示从该发射方正载频的虚部到该接收方负载频的实部的数据泄漏速率。该系数S6表示从该发射方负载频的实部到该接收方负载频的实部的数据传输速率。同样，该系数S6也表示从该发射方负载频的虚部到该接收方负载频的虚部的数据传输速率。该系数S7表示从该发射方负载频的实部到该接收方负载频的虚部的数据泄漏速率。同样，该系数S7也表示从该发射方负载频的虚部到该接收方负载频的实部的数据泄漏速率。

正如前面所指出的，诸系数S0、S1、S2、S3、S4、S5、S6和S7表示诸信号I和Q在其中传播的传输线路14(见图5)的诸特性。基于已恢复的诸参考信号对诸系数S0、S1、S2、S3、S4、S5、S6和S7进行计算，就意味着该传输线路14(见图5)的诸特性已被检测到。

引入一个逆矩阵，将方程(1)改变为下列方程。 $\left[\begin{array}{c}p\\ q\\ r\\ u\end{array}\right]=\frac{1}{\det A}\left[\begin{array}{cccc}H0& H1& H2& H3\\ -H1& H0& H3& -H2\\ H4& H5& H6& H7\\ H5& -H4& -H7& H6\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{p}^{\′}\\ q^{\′}\\ r^{\′}\\ u^{\′}\end{array}\right]\·\·\·\left(2\right)$ 方程(2)可以被用来作为一个将已恢复的数据校正为精确数据的方程(一个校正方程)。在方程(2)中，H0、H1、H2、H3、H4、H5、H6、H7以及“detA”由下式给出。

H0＝+S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-S5S6)

H1＝+S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S6)

H2＝+S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2)

H3＝+S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2)

H4＝+S2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6)

H5＝+S3(S4S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6)

H6＝+S6(S0SO+S1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2)

H7＝+S7(S0SO+S1S1)-S5(S0S2+S1S3)+S4(S0S3-S1S2)

detA＝S0·H0+S1·H1+S4·H2+S5·H3

按照上述诸方程，该校正电路312从诸系数S0、S1、S2、S3、S4、S5、S6和S7计算诸矩阵元素H0、H1、H2、H3、H4、H5、H6和H7。由此，该校正电路312在该校正方程(2)中计算或确定下列矩阵。 $\frac{1}{\det A}\left[\begin{array}{cccc}H0& H1& H2& H3\\ -H1& H0& H3& -H2\\ H4& H5& H6& H7\\ H5& -H4& -H7& H6\end{array}\right]\·\·\·\left(3\right)$ 该校正电路312将表示该计算所得矩阵(3)的信息存储到一个内部存储器之中。

这样一来，关于当前的一对正和负载频的该校正方程(2)已准备好。如前所述，当前的一对正和负载频由该符号序号来决定。这样的诸校正方程是向有关的128对正和负载频提供的。该校正方程被顺序地计算，并且响应于诸系数S0、S1、S2、S3、S4、S5、S6和S7在时域上的各种变化，被周期性地更新。

如前所述，该校正电路312从该DFT电路311接收第1个已恢复的实部和虚部诸数字信号R’和I’。关于该128对正和负载频中的每一对，该校正电路312检索该相应的矩阵(3)的信息，并且基于相应的矩阵(3)，通过使用下列校正方程，将第1个已恢复的实部数字信号R’和第1个已恢复的虚部数字信号I’校正为第2个已恢复的实部数字信号R和第2个已恢复的虚部数字信号I。 $\left[\begin{array}{c}a\\ b\\ c\\ d\end{array}\right]=\frac{1}{\det A}\left[\begin{array}{cccc}H0& H1& H2& H3\\ -H1& H0& H3& -H2\\ H4& H5& H6& H7\\ H5& -H4& -H7& H6\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{a}^{\′}\\ b^{\′}\\ c^{\′}\\ d^{\′}\end{array}\right]\·\·\·\left(4\right)$ 该校正方程(4)符号于该校正方程(3)。在该校正方程(4)中：“a”表示对应于该正载频的校正结果实部信号数值；“b”表示对应于该正载频的校正结果虚部信号数值；“c”表示对应于该负载频的校正结果实部信号数值；“d”表示对应于该负载频的校正结果虚部信号数值；“a’”表示对应于该正载频的校正前的实部信号数值；“b’”表示对应于该正载频的校正前的虚部信号数值；“C’”表示对应于该负载频的校正前的实部信号数值；“d’”表示对应于该负载频的校正前的虚部信号数值。

再回过头来参看图5，在图5的信号接收装置接通电源之后，在紧跟其后的初始阶段中，一个调整该DFT窗口的时间位置、使之实质上符合于该有效符号间隔“ts”的过程按下述步骤实施。首先，该保护间隔处理电路30响应于该符号同步信号发生电路27B所馈送的符号同步信号，适当地指定该DFT窗口相对于该符号间隔“ta”的时间位置。然后，调整该DFT窗口的时间位置，使之实质上符合于该有效符号间隔“ts”。该保护间隔处理电路30抽取占据该DFT窗口的该模/数转换器29的输出信号(该数字I和Q诸信号)的时间区段。该保护间隔处理电路30将所抽取的数字I和Q诸信号输出到该DFT-QAM解码电路31。如前所述，借助于该DFT-QAM解码电路31中的DFT电路311(见图6)，对该保护间隔处理电路30的诸输出信号进行离散傅里叶变换，并且借助于该DFT-QAM解码电路31中的校正电路312(见图6)，对DFT结果诸信号进行校正。

参看图6，该校正电路312将该符号序号信号输出到该控制电路313。在初始阶段，基于该符号序号信号，该控制电路313判断该符号序号的一个循环是否已经完成，即：一个单帧间隔是否已经过去。在该符号序号的一个循环已经完成的情况下，这就意味着已经为这128对正和负载频完成了诸系数S0、S1、S2、S3、S4、S5、S6和S7的计算。当该控制电路313判定该符号的一个循环已经完成时，该控制电路313将一个计算开始命令输出到该计算电路314。然后，该控制电路313周期性地为每一帧作出一次类似的判断并输出一个计算开始命令。

响应于该计算开始命令，该计算电路314从该校正电路312为这128对正和负载频带来已计算的诸系数S0、S1、S6和S7的信息。诸系数S0和S1清楚地和突出地表明该传输线路14(见图5)关于诸正载频的诸特性。诸系数S6和S7清楚地和突出地表明该传输线路14(见图5)关于诸负载频的诸特性。

分别用S0₊₁₀和S1₊₁₀来表示第10个正载频的诸系数S0和S1。分别用S0_-10和S1_-10来表示第10个负载频的诸系数S0和S1。分别用S0₊₂₀和S1₊₂₀来表示第20个正载频的诸系数S0和S1。分别用S0_-20和S1_-20来表示第20个负载频的诸系数S0和S1。用θ₊₁₀来表示第10个正载频的相位。用θ₊₂₀来表示第20个正载频的相位。

图7表示第10个和第20个正载频的诸相位θ₊₁₀和θ₊₂₀之间的关系。第10个和第20个正载频之间的相位差近似地由下式给出。

θ＝θ₊₂₀-θ₊₁₀tan(θ₊₂₀-θ₊₁₀)

  ＝(tanθ₊₂₀-tanθ₊₁₀)/(1+tanθ₊₂₀·tanθ₊₁₀)

  ＝{(S1₊₂₀/S0₊₂₀)-(S1₊₁₀/S0₊₁₀)}/{1+(S1₊₂₀/S0₊₂₀)·(S1₊₁₀/S0₊₁₀)}

  ＝(S0₊₁₀·S1₊₂₀-S0₊₂₀·S1₊₁₀)/(S0₊₁₀·S0₊₂₀+S1₊₁₀·S1₊₂₀)

这样，根据下列近似方程，该计算电路314就能计算出第10个正载频和第20个正载频之间的相位差I₊₁₀。

I₊₁₀＝(S0₊₁₀·S1₊₂₀-S0₊₂₀·S1₊₁₀)/(S0₊₁₀·S0₊₂₀+S1₊₁₀·S1₊₂₀)相似地，根据下列近似方程，该计算电路314就能计算出第10个负载频和第20个负载频之间的相位差I_-10。

I_-10＝(S6_-10·S7_-20-S6_-20·S7_-10)/(S6_-10·S6_-20+S7_-10·S7_-20)此外，根据下列近似方程，该计算电路314就能计算出第X个正载频和第(X+10)个正载频之间的相位差I_+x。

I_+x＝(S0_+X·S1_+X+10-S0_+X+10·S1_+X)/(S0_+X·S0_+X+10+S1_+X·S1+X₊₁₀)而且，根据下列近似方程，该计算电路314就能计算出第X个负载频和第(X+10)个负载频之间的相位差I_-X。

I_-X＝(S6_-X·S7_-X-10-S6_-X-10·S7_-X)/(S6_-X·S6_-X-10+S7_-X·S7_-X-10)在这里，X表示10的诸倍数，特别是X＝20，30，40，50，…，100，110。

这样一来，该计算电路314就能计算出相隔10个载频间隔的诸载频当中的诸相位差。另一方面，该计算电路314也能计算出相隔5个载频间隔或者20个载频间隔的诸载频当中的诸相位差。该计算电路314能计算出仅出现在诸正载频当中的诸相位差。该计算电路314能计算出除了靠近诸边缘载频的诸载频以外的诸载频当中的诸相位差。

该计算电路314根据下列方程，从计算所得的诸相位差计算该累计值I。

I＝|I₊₁₀+I₊₂₀+I₊₃₀+…+I₊₁₀₀+I₊₁₁₀|

     +|I_-10+I_-20+I_-30+…+I_-100+I_-110|该计算电路314将代表该计算所得累计值I的信息输出到该控制电路313。

该控制电路313将当前累计值I的信息存储到一个内部存储器。该控制电路313将当前累计值I跟紧挨着的前面一个累计值I(旧的)加以比较。若当前累计值I小于或等于紧挨着的前面一个累计值I(旧的)，则该控制电路313将一个提前脉冲输出到该保护间隔处理电路30。若当前累计值I大于紧挨着的前面一个累计值I(旧的)，则该控制电路313将一个滞后脉冲输出到该保护间隔处理电路30。一般来说，若该累计值I被最小化，则由该保护间隔处理电路30所确定的DFT窗口符合于该有效符号间隔“ts”。

如图8所示，该保护间隔处理电路30包括一个数据管理电路301以及一个调整电路302。该数据管理电路301接收该模/数转换器29(见图5)的诸输出信号(数字I和Q诸信号)。在每一个DFT窗口的持续时间内，该数据管理电路301将该模/数转换器29的诸输出信号，作为该数字同相信号I’以及该数字正交信号Q’，发送到该DFT-QAM解码电路31(见图5)。在其他时间，该数据管理电路301阻止该模/数转换器29的诸输出信号送往该DFT-QAM解码电路31。对每一个符号来说，响应于来自该调整电路302的一个启动脉冲，该数据管理电路301启动该信号传输过程。对每一个符号来说，该数据管理电路301实施一个由512个数字信号时间区段(512个样本)组成的序列的传输过程。

该调整电路302包括一个计数器，用以对该采样时钟信号发生电路27A(见图5)所馈送的采样时钟信号的诸脉冲进行计数。该采样时钟信号波形的一个实例示于图9。借助于该符号同步信号发生电路27B(见图5)所馈送的该符号同步信号的每一个脉冲，对该调整电路302中的该计数器所提供的计数进行复位或清零。该符号同步信号波形的一个实例示于图9。响应于该采样时钟信号的每一个脉冲，该计数每次加1。每当该计数达到“524”，该调整电路302就向该数据管理电路301输出一个启动脉冲。该启动脉冲波形的一个实例示于图9。

对应于524个数字信号时间区段(524个样本)的每一个符号包括512个有效数字信号时间区段(512个有效样本)以及用于一个保护间隔的12个数字信号时间区段(12个样本)。对每一个符号来说，从出现一个启动脉冲的瞬时开始的512个数字信号时间区段(512个样本)，作为一个DFT窗口中有效的数据时间区段，通过该数据管理电路301，从该模/数转换器29被传送到该DFT-QAM解码电路31。另一方面，剩下的12个数字信号时间区段被该数据管理电路301阻止送往该DFT-QAM解码电路31。在图9中，编号为“1”、“2”、…、以及“512”的数字信号时间区段得以发送，而编号为“513”、“514”、…、以及“524”的数字信号时间区段则被封锁。

该调整电路302为每一帧从该DFT-QAM解码电路接收该提前脉冲或该滞后脉冲，直到该DFT窗口被调整到实质上符合于该有效符号间隔“ts”为止。开始时，该调整电路302周期性地从该DFT-QAM解码电路31接收该提前脉冲。在从该DFT-QAM解码电路31馈送该提前脉冲的那一帧的每一个符号间隔内，该调整电路302从该采样时钟信号的524个连续的脉冲当中截取其中1个脉冲。特别是，该调整电路302阻止524个连续脉冲当中的一个脉冲送往它的内部计数器。因此，如图9所示，该调整电路302输出一个经过延时的启动脉冲，它被延迟的时间间隔相当于该采样时钟信号的一个脉冲。该数据管理电路301响应于该延时的启动脉冲，由此允许编号为“2”、“3”、…、以及“513”的诸数字信号时间区段的发送，并阻止编号为“514”、“515”、…、“524”和“1”的诸数字信号时间区段的发送。

只要该DFT-QAM解码电路31继续周期性地馈送该提前脉冲，则该调整电路302在每次从一个帧间隔变换到另一个时，都让该启动脉冲延迟一个采样周期。换句话说，只要该DFT-QAM解码电路31继续周期性地馈送该提前脉冲，则该启动脉冲的延时继续逐步地增加。因此，相对于该符号间隔“ta”来说，该提前脉冲使该DFT窗口发生延时。

通常，当该启动脉冲的时间位置跟该保护间隔“gi”终点的时间位置趋于符合时，该DFT-QAM解码电路31中的计算电路314所提供的(相位差)累计值I就被最小化。随着该启动脉冲的时间位置进入该有效符号间隔“ts”以及从该保护间隔“gi”终点的时间位置滞后下来，该累计值I将有所增加。同样，随着该启动脉冲的时间位置从该保护间隔终点朝着其起点向前移动，该累计值I也将有所增加。

开始时，该启动脉冲的时间位置领先于相应的保护间隔“gi”终点的时间位置，并且该DFT-QAM解码电路31周期性地将提前脉冲输出到该调整电路302。因此，该调整电路302延迟该启动脉冲，使得该DFT窗口相对于该符号间隔“ta”也发生延迟。作为该DFT窗口延时的结果，当该启动脉冲进入该有效符号间隔“ts”时，该DFT-QAM解码电路31向该调整电路302输出该滞后脉冲，以取代该提前脉冲。可以认为，在进入该有效符号间隔“ts”那一瞬间之前紧接着出现的该启动脉冲，在定时方面相对于该有效符号间隔“ts”是正确的。为了恢复这样一个正确的启动脉冲，产生该滞后脉冲以取代该提前脉冲。

当从该DFT-QAM解码电路31馈送该滞后脉冲时，该调整电路302将一个脉冲添加到该采样时钟信号的524个连续的脉冲序列中去。因此，该调整电路302输出一个提前的启动脉冲，它被提前的时间间隔相当于该采样时钟信号的一个脉冲。该数据管理电路301响应于该提前的启动脉冲，允许已提前了一个样本的诸数字信号时间区段进行发送。其结果是，该DFT窗口被提前，回到实质上符合于该有效时间间隔“ts”的时间位置。在一个后来的阶段，该DFT窗口被保持在一个实质上跟该有效符号间隔“ts”相符合的时间位置上。

如图10所示，该调整电路302包括一个分频器3021、一个移位寄存器3022、以及一个选择器3023。该分频器3021具有一个512的分频因子。借助于从该符号同步信号发生电路27B(见图5)馈送的该符号同步信号的每一个脉冲，对该分频器3021进行清零或复位。该分频器3021基于从该采样时钟信号发生电路27A(见图5)馈送的该采样时钟信号而工作。该分频器3021每输入512个该采样时钟信号的连续的脉冲就向该移位寄存器3022输出一个脉冲。例如，该移位寄存器3022具有8位，即：一系列的8个存储位置。响应于该采样时钟信号发生电路27A(见图5)所馈送的该采样时钟信号，该分频器3021的输出信号被周期性地写入该移位寄存器3022的一个给定的存储位置(例如，第1个存储位置)。在该移位寄存器3022中，响应于该采样时钟信号中的每一个脉冲，将多个1位信号从原来的诸存储位置移动到相邻的诸存储位置。因此，该移位寄存器3022响应于该采样时钟信号，周期性地实施一次信号移位过程。该移位寄存器3022从这8个存储位置向该选择器3023输出一个8位并行形式信号，该选择器3023根据该信号移位过程周期性地发生变化。

该选择器3023具有一个“向上的”输入端和一个“向下的”输入端，该DFT-QAM解码电路31分别将该提前脉冲和该滞后脉冲施加到这两个输入端。该选择器3023从该移位寄存器3022的8位输出信号当中选择1位作为一个启动脉冲。当该选择器3023的“向上的”输入端接收到该提前脉冲，则该选择器3023从那些相位比先前选择的位滞后一个样本的8位当中选择1位。当该选择器3023的“向下的”输入端接收到该滞后脉冲，则该选择器3023从那些相位比先前选择的位超前一个样本的8位当中选择1位。如前所述，该选择器3023将该被选出的位，作为用于每一个符号的启动脉冲，输出到该数据管理电路301。

变通一下，该保护间隔处理电路30也可以包括一个其容量符合于一个给定的符号数目的存储器。在这种情况下，该模/数转换器29的输出信号被存储在该保护间隔处理电路30里面的存储器中。响应于该符号同步信号发生电路27B所馈送的符号同步信号以及该采样时钟信号发生电路27A所馈送的采样时钟信号，从该保护间隔处理电路30里面的存储器中读出符合于该DFT窗口的诸信号中的被指定的诸部分。该读出的诸信号部分被馈送到该DFT-QAM解码电路31。

在该DFT-QAM解码电路31中的控制电路313和计算电路314包括一个公共的CPU，它按照存储在其内部的只读存储器(ROM)中的程序进行工作。图11是该程序的流程图。当图5所示的信号接收装置接通电源，该程序就开始运行。在图5所示的信号接收装置接通电源之后紧接着的初始阶段内继续执行该程序。特别是，该程序一直执行，直到输出一个滞后脉冲以取代一个提前脉冲为止，即：直到该DFT窗口实质上符合于该有效符号间隔“ts”为止。

如图11所示，该程序的第1个步骤借助于参照该符号序号信号，判断该符号序号的一次新循环是否已经完成，即：一个新的单帧间隔是否已经过去。当判定该符号序号的一次新循环已经完成，该程序就从步骤42进入步骤43。否则，该程序重复执行步骤42。

该步骤43从该校正电路312为这128对正和负载频带来计算所得诸系数S0、S1、S6和S7的信息。该步骤43从诸系数S0、S1、S6和S7计算诸相位差，然后从计算所得诸相位差计算该累计值I。

跟随着步骤43的步骤44判断该步骤43的执行，即该累计值I的计算，是否第1次。若该累计值的计算为第1次，则该程序返回到步骤42。若该累计值的计算为第2次或其后各次，则该程序从步骤44进入步骤45。

步骤45将该当前累计值I跟该紧挨着的上一次的累计值(旧的)加以比较。若该当前累计值I小于或等于该紧挨着的上一次的累计值(旧的)，则该程序从步骤45进入步骤46。若该当前累计值I大于该紧挨着的上一次的累计值(旧的)，则该程序从步骤45进入步骤47。

步骤46将一个提前脉冲输出到该保护间隔处理电路30。在步骤46之后，该程序返回到步骤42。

另一方面，步骤47将一个滞后脉冲输出到该保护间隔处理电路30。在步骤47之后，本程序的当前执行循环结束。

如图12所示，每一个OFDM传输符号间隔可以由一个前保护间隔“C”、一个有效符号间隔“B”、以及一个后保护间隔“A”组成。该前保护间隔“C”领先于该有效符号间隔“B”。该后保护间隔“A”跟随着该有效符号间隔“B”。该有效符号间隔“B”含有512个数字数据片段(512个样本)。该前保护间隔“C”含有10个数字数据片段(10个样本)，它们是分配于该有效符号间隔“B”的512个数字数据片段当中的10个靠后的数字数据片段的拷贝。该后保护间隔“A”含有2个数字数据片段(2个样本)，它们是分配于该有效符号间隔“B”的512个数字数据片段当中的2个靠前的数字数据片段的拷贝。

Claims (4)

1.一种用以接收含有信息和一个参考信号的正交频分多路复用信号的方法，该方法包括下列诸步骤：

经由一条传输线路接收一组正交频分多路复用信号；

响应于接收到的正交频分多路复用信号，产生一个符号同步信号；

响应于所产生的符号同步信号，为每一个符号设置一个时间窗口；

从延伸于该时间窗口之中的已接收的正交频分多路复用信号中抽取一个时间区段；

对已接收的正交频分多路复用信号中被抽取的时间区段进行离散傅里叶变换，以恢复所发送的信息和一个参考信号；

从已恢复的参考信号周期性地计算代表该传输线路诸特性的诸系数；

基于计算所得的诸系数，周期性地计算所接收的正交频分多路复用信号诸载频当中有关的成对的诸载频之间近似的诸相位差；

周期性地计算上述近似的诸相位差的累计值；

比较当前计算的累计值以及先前计算的累计值；以及

响应于该当前计算的累计值跟该先前计算的累计值的比较结果，控制该时间窗口相对于一个符号的相位。

2.根据权利要求1的方法，其中：

正交频分多路复用信号还包括一个符号序号信号，该符号序号信号表示该正交频分多路复用信号与该参考信号之间的一种关系；

对已接收的正交频分多路复用信号中被抽取的时间区段进行离散傅里叶变换，以恢复所发送的信息和一个符号序号信号；

响应于该符号序号信号，从该离散傅里叶变换的一个结果恢复一个参考信号；

从已恢复的参考信号周期性地计算代表该传输线路诸特性的诸系数，计算所得的诸系数包括：表示从发送方载频的实部到接收方载频的实部的信息传输速率的诸系数，表示从发送方载频的虚部到接收方载频的虚部的信息传输速率的诸系数，表示从发射方载频的实部到接收方载频的虚部的信息泄漏速率的诸系数，以及表示从发射方载频的虚部到接收方载频的实部的信息泄漏速率的诸系数。

3.一种用于接收含有信息以及一个参考信号的正交频分多路复用信号的装置，该装置包括：

经由一条传输线路接收一组正交频分多路复用信号的装置；

响应于接收到的正交频分多路复用信号，产生一个符号同步信号的装置；

响应于所产生的符号同步信号，为每一个符号设置一个时间窗口的装置；

从延伸于该时间窗口之中的已接收的正交频分多路复用信号中抽取一个时间区段的装置；

对已接收的正交频分多路复用信号中被抽取的时间区段进行离散傅里叶变换，以恢复所发送的信息和一个参考信号的装置；

从已恢复的参考信号周期性地计算代表该传输线路诸特性的诸系数的装置；

基于计算所得的诸系数，周期性地计算所接收的正交频分多路复用信号诸载频当中有关的成对的诸载频之间近似的诸相位差的装置；

周期性地计算上述近似的诸相位差的累计值的装置；

比较当前计算的累计值以及先前计算的累计值的装置；以及

响应于该当前计算的累计值跟该先前计算的累计值的比较结果，控制该时间窗口相对于一个符号的相位的装置。

4.根据权利要求3的装置，其中正交频分多路复用信号还包括一个符号序号信号，该符号序号信号表示该正交频分多路复用信号与该参考信号之间的一种关系，并且还包括：

对已接收的正交频分多路复用信号中被抽取的时间区段进行离散傅里叶变换，以恢复所发送的信息和一个符号序号信号的装置；

响应于该符号序号信号，从该离散傅里叶变换的一个结果恢复一个参考信号的装置；

从已恢复的参考信号周期性地计算代表该传输线路诸特性的诸系数的装置，计算所得的诸系数包括：表示从发送方载频的实部到接收方载频的实部的信息传输速率的诸系数，表示从发送方载频的虚部到接收方载频的虚部的信息传输速率的诸系数，表示从发送方载频的实部到接收方载频的虚部的信息泄漏速率的诸系数，以及表示从发送方载频的虚部到接收方载频的实部的信息泄漏速率的诸系数。

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