CN1787363A - 移动通信终端内的频率直接转换接收装置及其方法 - Google Patents

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Abstract

披露了一种用于在移动通信终端内的频率直接转换接收的装置及其方法，使用其可以移除DC偏置。本发明包括功率分配器，用于将无线电频率输入信号分配为两个具有180°相位差的信号；等相定向耦合器，用于接收由本地振荡器所提供的单个本地信号，从而将单个本地信号分配为两个等相的输出信号；一对混频器，各种被配置为将两个分配的本地信号之一和两个分配的无线电频率信号之一进行混频，从而在中心处于DC的下行链路中输出一个信号；一对基带增益缓冲放大器，各自用于不具负载效应地将由混频器中对各自输出的两个信号之一输送到装置的后端；一对过滤器，每个被配置为只允许由基带增益缓冲放大器所输出的信号中的低频带信号通过；和一个低频减法电路，其用于接收和比较那些经过过滤器的信号的大小。

Description

移动通信终端内的频率直接转换接收装置及其方法
本申请要求No.10-2004-0102440，提交于2004年12月7日的韩国专利申请的优先权，在此引用该申请作为参考。
                       发明背景
技术领域
本发明涉及一种频率直接转换接收装置，具体而言，涉及移动通信终端内的频率直接转换接收装置及其方法。本发明适合于广泛的应用，但特别适合于消除DC偏置和降低本地振荡器的漏泄功率。
背景技术
通常，一种零中频接收机具有0Hz的中频(IF)，并且实现一种不使用中频的频率直接转换系统。频率直接转换，也称之为直接转换系统，与广泛使用的超外差系统不同。具体而言，在直接转换系统中，高频载波信号被直接转换为低频基带信号而不需使用中频(IF)。
图1是一种零中频接收机的方块图。参考图1，零中频接收机包括用于接收无线电波的天线1，一个用于根据输入接收频带过滤接收自天线1的无线电波的频带选择滤波器2，一个用于将接收的信号放大到足够的增益的低噪声放大器(LNA)3，一个用于把由低噪声放大器3所放大的信号中产生的起噪声作用的镜像信号滤除的镜像阻挡滤波器，一个将混合镜像阻挡滤波器4提供的信号和由本地振荡器(LO)7提供的信号进行混合的混频器5，和一个低通滤波器6，其中混频器5的输出信号在到达基带处理器(未示出)之前先要通过该低通滤波器。
在使用直接转换的场合，因为没有中频，相应的配置要比超外差系统简单。各种表面声波(SAW)滤波器和混频器等等可以被除去。因此，直接转换的优势在于成本低、重量轻、单片系统。人们投入了大量的精力研究和开发适用于移动通信的直接转换技术，以求改进诸如移动通信全球系统(GSM)一类的系统的直接转换。
直接转换的优势在于系统元件少，成本低，但当将其与使用中频(IF)的系统比较时，依然具有一些不足。例如，使用直接转换的应用会受到标准频率和系统的局限。而且，直接转换会产生不希望的DC偏置。这种不希望的DC偏置的产生有多种原因。第一，它可以由于自混频(self-mixing)而产生于混频器的输出中。当本地振荡器的漏泄信号经由非预期的通路被不经意地输入到混频器中时，自混频就会发生。第二，当本地振荡器的漏泄信号被不经意地输入到低噪声放大器中时，不希望的DC偏置就会发生。当这一情况发生时，低噪声放大器产生包含DC偏置的信号。第三，当通过天线发送的无线电波被反射回来时会产生不希望的DC偏置，而且当该无线电波被转换为基带信号时会产生噪音。本地振荡器(LO)的漏泄信号产生自键合线辐射、电磁耦合、接地不稳定等等。
由于直接转换将无线电信号直接转换为基带信号，增益和滤波主要在DC和信号带宽之间的频带上进行。这样做时，一种独特的信号通路的DC偏置被扩展，从而使电路的可操作范围退化。所以，作为零中频接收机的缺点，DC偏置需要被补偿，从而得到最佳的无线电性能。
                         发明概述
因此，本发明涉及一种移动通信终端内的频率直接转换接收装置及其方法，其可以充分地消除由于相关技术的限制和缺点所导致的一个或多个问题。
本发明的一个目的是提供一种移动通信终端内的频率直接转换接收的装置及其方法，从而可以移除DC偏置。
本发明的另一个目的是提供一种移动通信终端内的频率直接转换接收装置及其方法，从而使得本地振荡器的功率漏泄量减少到比通用直接下行链路转换混频器的功率漏泄量相对地要低。
本发明的其它优点、目的、和特征将部分地在随后的描述中进行阐述，至于另一部分，对于本领域普通技术人员而言，在他们读过下文后应该是显而易见的，或者可以从本发明的实践中得到。本发明的目的和其它优点可以由在说明书及其权利要求，还有在附图中所具体指出的结构所认识和得到。
用于移动通信终端内的频率直接转换接收的装置的优选实施例，其特征在于，不使用中频(IF)，将载波直接转换为携带真实信息的基带，或者将基带的低频带信号转换为作为无线电波发送/接收的无线电频率。
为了获得这些目的和其它的优点，依照本发明的意图，如在此所实施和广泛地描述的，在将载波信号直接转换为基带信号时，一种根据本发明在移动通信终端内转换接收频率的方法包括降低二级畸变和DC偏置，以及降低本地振荡能量的漏泄量。
优选地，二级畸变和DC偏置是通过将分开的载波信号分别施加给两个双平衡混频器，其中每个分出的信号是通过将载波信号分成两个相位相差180°的信号所得到的。
在本发明的另一方面中，一种在移动通信终端内的频率直接转换方法包括无线电频率分配阶段，在该阶段中通过耦合将RE输入信号分配成为两个具有180°相位差的信号；本地信号分配步骤，将由本地振荡器所提供的本地信号分配为两个具有相等相位的信号；信号混频步骤，将分配的RF信号与分配的本地信号混频；放大步骤，放大每个混频信号；频带滤波步骤，只允许每个放大信号中的低频带信号通过；取消和添加步骤，取消包含在已滤波信号中的输出DC偏置，并添加所需要的信号。
优选地，本地信号分配步骤包括根据控制信号有限地调节分配信号的相位和功率的步骤。
更为优选地，信号混频步骤包括在中心处于DC上的下行链路中，对两个分配的无线电频率信号和两个分配的本地信号进行混频以进行转换。
在本发明的另一个方面，一种在移动通信终端内的频率直接转换的装置包括一个功率分配器，其用于通过耦合将单个的无线电频率(RF)输入信号分配为两个具有180°相位差的输出信号。一种等相位定向耦合器被配置为用于接收由本地振荡器所提供的本地信号，从而将单个的本地信号分配为两个等相的输出信号。另外，提供一对混频器，每个都被配置为将两个分配的本地信号之一与经由功率分配器所施加的两个分配的无线电频率信号之一进行混频，从而在中心处于DC的下行链路中输出一个信号。还提供了一对基带增益缓冲放大器，每个都被配置为不具负载效应地将由混频器对所分别输出的两个信号中的一个输送到装置的后段。还提供有一对低通滤波器，各个都被分配为只允许由基带增益缓冲放大器所输出的信号中的低频带信号通过。最后，一个频率减法电路被配置为接收和比较通过滤波器的信号的大小。
在一个目前优选的实施例中，功率分配器是一个环状混合器，而混频器对的每一个是由双平衡混频器所实现的。
优选地，一对校正电路，每个被配置为在两个输出信号的每一个被输送给一对混频器的每一个之前调节等相定向耦合器的两个输出信号中的一个，该一对校正电路连接到等相定向耦合器。
更为优选地，校正电路对中的每一个包括一个可变相位转换器，用于根据一个控制信号转换由等相定向耦合器所输出的信号的相位。而且，可变衰减器被优选地配置为调节由可变相位转换器所转换的信号的功率电平，从而根据控制信号来应对后端电路。
优选地，混频器对的输出信号基本上在DC偏置的大小上彼此相同，而且基本上彼此反相。
而且，在优选的实施例中，低频减法电路包括一个运算放大器或者变换器。
可以理解，先前的大体描述和以后的本发明的详细描述都是示例性的，说明性的，其意图提供如权利要求所述的本发明的进一步的说明。
                           附图说明
附图被用于提供对于本发明的更进一步的理解，其结合在本申请之中，组成其一部分，描述本发明的实施例，并且和说明书一起解释本发明的原理。在此附图中：
图1是零中频接收机的方块图；
图2是根据本发明的实施例的一个零中频收发机的例子的电路图；
图3是图2中所示的电路图中出现的信号的示例图。
                       发明的详细描述
现在将详细参考本发明的优选实施例，其示例被描述在附图中。相同的数字在整套附图中代表相同或者相似的部件。
图2是根据本发明原理所构建的零中频收发机的优选例子的电路图。如图2中所示，示例的零中频收发机包括一个功率分配器110，其用于将无线电频率(RF)输入信号分配成两个相位相差180°的输出信号。该功率分配器优选地被实施为使用环状混合器电路，尽管其它实施方法也是可以的。一对双平衡混频器121和122各自分别被配置为对两个输入信号进行混频：一个是穿过等相定向耦合器190的本地信号，一个是通过功率分配器110而被如上所述地分离出来的RF信号。双平衡混频器121和122的每一个分别将两个输入信号转换为单个输出信号中心处于DC的下行链路中。一对基带增益缓冲放大器131和132各自用于不具负载效应地将由双平衡混频器121和122所输出的信号输送到低频减法电路150。一对低通滤波器141和142只允许由基带增益缓冲放大器131和132所输出的低频带信号通过，而低频减法电路150接收通过低通滤波器141和142的信号并且比较所接收的信号大小。
由本地振荡器160所输出的振荡频率经由缓冲放大器170和限制器180被输送到等相定向耦合器190。
校正电路210和220连接到等相定向耦合器190。校正电路210和220中的每一个各自包括一个可变相位转换器212或者222和一个可变衰减器211或者221，从而根据控制信号精细地调整相位和功率电平。输入到双平衡混频器121和122中的RF输入信号与本地信号混频，该本地信号在被等相定向耦合器180分离出来后通过了校正电路210和220。双平衡混频器121和122在下行链路中输出中心处于DC的信号。该输出信号，其被与具有180°相位差的RF信号混频以在下行链路中被转换，在两个路径中的DC偏置的大小相等，而其要接收的信号的相位彼此相反。
基带单元增益缓冲放大器131和132被设置于双平衡混频器121和122的后端，从而以一种可以最小化负载效应的方式输送下行转换信号到低频减法电路150。
当产生自本地振荡器160的本地振荡(LO)频率信号经由双平衡混频器对121和122被反馈回RF输入路径时，如果该对双平衡混频器121和122是相同的，则在两个路径上的漏泄LO信号彼此相位相差180°。因此，如果它们在零中频收发机的RF输入端彼此相加，漏泄LO信号可以被消除。而且，为了抑制LO信号的幅度噪声并且稳定由于在操作过程中的变化因素所产生的增益变化，采用了LO限制器180。因此，本地振荡能量的漏泄量可以被减少为比通用直接下行链路转换混频器的漏泄量低，且DC偏置基本上可以被移除。
假设希望的信号Swanted(t)和干扰信号Sundesired(t)各自具有任意相位，本地振荡信号Slocal(t)具有预定的大小和相位，而在希望信号Swanted(t)和干扰信号Sundesired(t)之间的频率差要比低通滤波器141和142的截止频率高。
在此情况下，信号的每个值可以按如下所表示：
Swanted(t)＝m1(t)cos(ω1t+φ1)
Sundesired(t)＝m2(t)cos(ω2t+φ2)
Slocal(t)＝A(t)cos(ω0t+φ3)
由双平衡混频器121和122所输出的信号可以如下所表示：
Smixer-output＝a1(Swanted(t)+Sundesired(t))+a2Slocal
a6(Swanted(t)+Sundesired(t))Slocal(t)2+a7(Swanted(t)+Sundesired(t))2Slocal
a8(Swanted(t)+Sundesired(t))Slocal(t)3+a9Slocal(t)3+high order harmonic terms
在此情况下，第一和第二项代表通过对在各自连接到对应的双平衡混频器的端口的有限隔离特性所得到的值。第三项表明希望值。第四和第五项的值是对应于在对应的双平衡混频器处的二级畸变的值。第六、七和八项代表由于三级畸变所导致的值。
同时，希望的信号值代表对通过对应的低通滤波器的值求和后所得的值。每个这种低通滤波器的值可以如下所表示：
                     (1)            (2)             (3)                             (4)
Figure A20051012890000102
在该表达式中，对应于每个表达式的第一项(1)的值是由本地振荡信号在双平衡混频器121和122中的每一个中产生的DC分量。表达式的第二项(2)代表由于本地振荡频率的二级畸变所产生的信号分量。每个表达式的第三项(3)代表由双平衡混频器121和122中的每一个的二级畸变所产生的干扰信号的DC分量。每个表达式的第四项(4)的值表示所希望的信号值。
两个信号之间的差值(Slowpass-out2-Slowpass-out1)可以由低频减法器如下进行计算：
SLowpass-out＝SLowpass-out2-SLowpass-out1＝2a3m1(t)cos(φ1(t)-φ2(t))
在两个通路上的信号中，DC偏置被低频减法电路150所消除，而希望的信号被相加。首先，二级畸变和DC偏置被相应的双平衡混频器减少。然后，产生自用于双平衡混频器的装置的非平衡特性的DC偏置被低频减法电路150再次减小而非被消除。
图3是出现在如图2所示的电路图中的信号的示意图。参照图3，‘A’表示被接收的RF信号，‘Smo1’和‘Smo2’表示通过把将信号分为具有180°相位差所得到的信号与本地信号进行混频所得到的下行链路转换信号。混频是由双平衡混频器121和122各自执行的。‘D’表示将DC偏置从被减法电路150经由信号传输电阻R1和R2、低通滤波器141和142所输送的信号中移除，并且将希望的信号一起相加后所得到的信号。
因此，在用于移动通信终端中的频率转换接收的装置及其方法中，本发明减少了本地振荡器能量的漏泄量，并且移除了DC偏置。
对于本领域技术人员来说，显然，可以在不背离本发明的精神或范围的前提下作出各种修改和变化。所以，倘若本发明的修改和变化在所附的权利要求及其等同物的范围之内，希望本发明可以将其覆盖。

Claims (13)

1.在将载波信号转换至基带频率的过程中，一种在移动通信终端内转换接收频率的方法，该方法包括以下步骤：
减低二级畸变和DC偏置；以及
降低本地振荡能量的漏泄量。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，通过将分开的载波信号分别施加到两个双平衡混频器的每一个上而降低所述二级畸变和DC偏置，其中每个分开的载波信号是通过将载波信号分为两个具有180°相差的信号而得到的。
3.一种在移动通信终端内的频率转换的方法，该方法包括：
无线电频率分配步骤，通过耦合将无线电频率输入信号分配为两个彼此相位不同的信号；
本地信号分配步骤，将由本地振荡器所提供的本地信号分配成具有相同相位的两个信号；
信号混频步骤，将已分配的无线电频率信号与已分配的本地信号进行混频；
放大步骤，放大各个已混频的信号；
频带滤波步骤，允许来自各个已放大信号的低频带信号通过从而产生滤波信号；和
消除和添加步骤，消除包括在滤波信号内的DC偏置，并且添加希望的信号。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述本地信号分配步骤还包括根据控制信号对已分配信号的相位和功率电平进行有限地调节。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述信号混频步骤还包括将两个已分配的无线电频率信号和两个已分配的本地信号进行混频从而在中心处于DC的下行链路中进行转换。
6.一种用于在移动通信终端内的频率转换接收的装置，该装置包括：
功率分配器，用于通过耦合将单个的无线电频率输入信号分配为两个相位不同的输出信号；
等相定向耦合器，用于接收由本地振荡器所提供的单个本地信号用于将单个本地信号分配成两个相位相同的输出信号；
一对混频器，每个用于将两个已分配的本地信号之一和两个已分配的无线电频率信号之一进行混频以在中心处于DC的下行链路中输出信号；
一对基带增益缓冲放大器，每个用于不具负载效应地将由混频器对的每一个所输出的两个信号中的每一个输送到装置的后端；
一对滤波器，各自用于只允许由基带增益缓冲放大器所输出的信号的低频带信号通过；以及
低频减法电路，用于接收通过滤波器对的信号并对其大小进行比较。
7.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述功率分配器是环状混合器。
8.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述混频器对的每一个是一双平衡混频器。
9.如权利要求6所述的装置，其特征在于，一对校正电路被连接到等相定向耦合器上，其中该校正电路对中的每一个用于在两个输出信号的每一个被输送到混频器对中的每一个之前对等相定向耦合器的两个输出信号的一个进行调节。
10.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述校正电路对中的每一个包含：
可变相位转换器，用于根据控制信号对由等相定向耦合器输出的信号的相位进行转换；和
可变衰减器，用于根据控制信号有限地调节由可变相位转换器所转换的信号的功率电平，从而应对电路的后端。
11.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述混频器对的输出信号的DC偏置的大小彼此相等，而相位彼此相反。
12.如权利要求6至11中一项所述的装置，其特征在于，所述低频减法电路包括运算放大器。
13.如权利要求6至11中一项所述的装置，其特征在于，所述低频减法电路包括一个变换器。
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