CN1777087A - 一种mc－cdma系统发射与接收方法 - Google Patents

Abstract

一种MC－CDMA系统发射与接收方法包括以下步骤：发射步骤，对用户经过BPSK调制的数据流进行复制，形成P路相同的并行数据流；对复制后的P路并行数据流进行频域扩频，取发射的符号周期为切普周期的整数倍；对频域扩频后的P路并行信号进行快速付里叶逆变换；将调制后的P路子载波信号相加后发射；接收步骤，对天线接收到的信号进行快速付里叶变换，恢复出各子载波的信号；对每一用户每一子载波每一径的信号都进行解扩与匹配滤波处理，得到解扩后的信号；对多径信号进行时域合并，得到每一子载波多径合并后的信号；对多径合并后的信号再进行频域合并，得到用户信号的最终判决变量；对最终判决变量进行BPSK解调，恢复出用户的数据流。

Description

一种MC-CDMA系统发射与接收方法

技术领域

本发明属于移动通信系统采用多载波(MC)技术和码分多址(CDMA)技术领域。

背景技术

在3G中CDMA是一种最主要的技术，而多载波调制将是未来广带无线传输体制的关键技术。以多载波技术融合CDMA技术，构成多载波CDMA系统是未来移动通信发展的重要方向之一。多载波技术与CDMA技术相结合的方案主要有多载波CDMA(MC-CDMA)、多载波直接序列扩频CDMA(MC-DS-CDMA)和多音调制CDMA(MT-CDMA)三种主要形式[R.Prasad，S.HARA.An Overview ofMulti-carrier CDMA.IEEE Commun.Magazine，1997，35(12)：126-133]。MC-CDMA方案采用频域扩频技术，MC-DS-CDMA和MT-CDMA方案采用时域扩频技术。其中，MC-CDMA方案由于可以获得频域分集增益和优良的性能被认为是三种方案中最具前景的方案，未来移动通信系统许多具体的形式将基于MC-CDMA方案构建。

传统的MC-CDMA方案要求各子载波经历频率非选择性衰落信道，为保证这一条件传输信号的符号周期和扩频序列的切普周期都要受到一定的限制，否则各子载波经历频率非选择性衰落的条件将可能被破坏，将导致系统的性能恶化。当传输的符号周期满足不了频率非选择性衰落信道这一条件时，为保证各子载波仍经历频率非选择性衰落，传统的MC-CDMA方案采用将调制后的数据流进行1：P串并变换的方法，使传输的符号周期增加P倍来保证各子载波仍经历频率非选择性衰落。但增加串并变换环节将使系统的子载波数增加P倍，这将大大增加系统的频率资源开销，同时由于子载波数增加了P倍，还将大大增加收发信机本身的复杂性和处理的复杂度，而且在实际中由于信道是动态变化的，这就需要动态调节P以适应信道的变化，实现起来十分困难，不利于数据的高速无线传输。

发明内容

本发明为克服传统MC-CDMA方案的局限性，提出了一种改进的MC-CDMA系统发射与接收方法。

该发射方法无需改变传统MC-CDMA方案发射的基本结构，但需要取发射的符号周期为切普周期的整数倍，这是本发明的关键所在。传统的MC-CDMA方案由于发射的符号周期和切普周期相同，即使存在多径传输，也无法对多径信号进行分离，因此需要对切普周期和符号周期进行限制。本发明由于取发射的符号周期为切普周期的整数倍，这样，当子载波经历频率选择性衰落信道时，在接收端可保证对子载波多径信号的有效分离，从根本上消除了传统MC-CDMA方案对切普周期和符号周期的限制，十分有利于数据的高速无线传输。同时，本发明由于无需改变传统MC-CDMA方案发射的基本结构，不需要增加串并变换环节，节约了宝贵的频率资源，降低了收发信机本身的复杂性和处理的复杂度。

该接收方法对各子载波的多径信号采用RAKE接收技术进行合并，使传统的MC-CDMA方案在频域分集增益的基础上又获得了时域分集增益，显著地改善了传统MC-CDMA方案的总体性能。

本发明所采用的一种MC-CDMA系统发射与接收技术方案，包括以下步骤：

A.发射步骤：

(1)每个用户经过BPSK调制的数据流经过1：P的复制，形成P路相同的并行数据流；

(2)对复制后的P路并行数据流用长度为P的扩频码进行频域扩频，频域扩频的切普周期取用户调制信号周期的整数倍分之一，即发射的符号周期为切普周期的整数倍，不同的用户采用不同的扩频码；

(3)对频域扩频后的P路并行信号进行快速付里叶逆变换(IFFT)，将各路信号调制到相应的子载波上；

(4)将调制后的P路子载波信号相加后发射。

B.接收步骤：

(1)天线接收到的信号包括各用户的信号以及噪声的叠加，对天线接收到的信号进行与发射端快速付里叶逆变换(IFFT)对应的快速付里叶变换(FFT)，恢复出各子载波的信号；

(2)各子载波经历了频率选择性多径衰落信道后，每一子载波又都包含L径信号，对每一用户每一子载波每一径的信号都进行与发射端对应的解扩与匹配滤波处理，得到每一用户每一子载波每一径解扩后的信号；

(3)对每一用户每一子载波每一径解扩后的信号进行多径信号的时域合并，得到每一用户每一子载波多径合并后的信号；

(4)对同一用户每一子载波多径时域合并后的信号再进行频域合并，得到用户信号的最终判决变量；

(5)对最终判决变量进行BPSK解调，恢复出用户的数据流。

以下对本发明方法所涉及的内容加以论述。

1.发射信号

考虑有K个用户的MC-CDMA系统的发射过程。每一用户都采用BPSK调制，具有相同的发射功率S和数据速率1/T_s，发射的符号周期为T_s。对传统的MC-CDMA系统，发射的符号周期等于扩频码的切普周期T_c。但对本发明的方法，取发射的符号周期为切普周期的整数倍，即T_s＝NT_c，N为一大于1的整数。

则用户k的发射信号可表示为：

$s_k\left(t\right)=\sqrt{S}\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k\left(t\right)c_{k,p}\left(t\right)\exp \left(j2{\mathrm{\πf}}_{p}t\right)$ [公式1]

式中， $a_k\left(t\right)={\mathrm{\Σ}}_{n=-\∞}^{\∞}{a}_k^{\left(n\right)}{g}_{T_s}(t-{\mathrm{nT}}_s)$ 表示用户k及复制后任一路信号，其中，a_k ⁽ⁿ⁾表示用户k及复制后任一路第n个数据比特。c_k(t)＝[c_k，1(t)…c_k，P(t)]是第k个用户的扩频序列波形，c_k，p和 $c_{k,p}\left(t\right)=c_{k,p}{g}_{T_c}(t-{\mathrm{pT}}_c)$ 分别表示相应的扩频码和切普波形，T_c为切普周期。g_Ts(t)和g_Tc(t)分别是定义在[O，T_s)和[O，T_c)上的矩形脉冲成形函数。f_p为第p个子载波的载波频率。

2.信道

本发明允许每一个子载波都经历频率选择性多径衰落信道。第七个用户第p个子载波信道的低通脉冲响应可以表示为：

$h_{k,p}\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{k,l}{e}^{{\mathrm{j\β}}_{k,l}}\mathrm{\δ}(t-t_{k,l})$ [公式2]

其中，L为信道可分辨的多径数α_k，le^jβk，l为复信道系数，α_k，l是路径的幅度增益，β_k，l是路径的相位增益，t_k，l是多径时延，对不同的k，l，假设其为独立同分布的随机变量。

3.接收信号

经历了公式(2)所描述的信道后，接收端接收的信号表示为：

$r\left(t\right)=\sqrt{S}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k(t-t_{k,l}-{\mathrm{\τ}}_k)c_{k,p}(t-t_{k,l}-{\mathrm{\τ}}_k)$

$\·{\mathrm{\α}}_{k,l}\exp \left[j({2\mathrm{\πf}}_{p}t+{\mathrm{\θ}}_{k,p,l})\right]+\mathrm{\η}\left(t\right)$ [公式3]

其中，τ_k为用户七的传播时延，对不同的k，假设τ_k是独立的。θ_k，p，l＝(β_k，l-2πf_pt_k，l-2πf_pτ_k)mod2π为用户k第p个子载波第l径上信号的相移，η(f)表示加性高斯白噪声。

4.信号的解调

不失一般性，假设用户七为期望用户，令τ_k=O。对上述接收过程，期望用户k的第p个子载波第l径信号第n个符号的解扩与匹配滤波输出为：

$y_{k,p,l}^{\left(n\right)}=\frac{1}{T_s}{\∫}_{{\mathrm{nT}}_s+t_{k,l}}^{(n+1)T_s+t_{k,l}}r\left(t\right)\exp (-j2{\mathrm{\πf}}_{p}t)c_{k,p}(t-t_{k,l})\mathrm{dt}$ [公式4]

用γ_k，p，l ⁽ⁿ⁾表示用户k第p个子载波第，径信号的多径合并系数，对本发明所采用的合并方案，α_k ⁽ⁿ⁾的最终判决变量为：

$Y_k^{\left(n\right)}=\mathrm{Re}\left(\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{k,p,l}^{\left(n\right)}{\mathrm{\γ}}_{k,p,l}^{\left(n\right)}\right)$ [公式5]

对多径信号的最大比合并，用户脚个子载波第l径信号的多径合并系数γ_k，p，l ⁽ⁿ⁾为：

${\mathrm{\γ}}_{k,p,l}^{\left(n\right)}={\mathrm{\α}}_{k,l}\exp (-{\mathrm{j\θ}}_{k,p,l})$ [公式6]

对所得到的最终判决变量进行BPSK解调后即得到期望用户k的信息数据。

本发明的有益效果：

本发明所提出的MC-CDMA方案与传统的MC-CDMA方案相比，由于取发射的符号周期为切普周期的整数倍，这样就允许各子载波经历频率选择性多径衰落信道，从而从根本上消除了传统的MC-CDMA系统对切普周期和符号周期的内在限制，十分有利于高速无线数据传输的实现；同时，由于取发射的符号周期为切普周期的整数倍，在接收端可保证对多径信号的有效分离，实现对子载波多径信号的时域合并，与传统的方案相比，还获得了多径分集增益，显著地提高了系统的性能；其次，由于不需要串并变换环节，与传统的方案为保证各子载波仍经历频率非选择性衰落，将调制后的数据流进行1：P串并变换的方法相比，系统的子载波数降低了P倍，十分有利于节约宝贵的频率资源，同时也有利于降低收发信机本身的复杂性和处理的复杂度。因此，未来移动通信系统许多具体的形式基于本发明的方案构建将比基于传统的MC-CDMA方案构建更为有利。

附图说明

图1为MC-CDMA系统任一用户k的发射过程图；

图2为MC-CDMA系统任一用户k的接收过程图；

图3为误码率BER对E_s/N₀关系曲线(P＝32，N＝16，K＝8)；

图4为误码率BER对用户数的关系曲线(P＝32，N＝16，E_s/N₀＝10dB)；

图5为系统的带宽效率对E_s/N₀关系曲线(P＝32，N＝16，K＝8)。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的方法加以详细说明。

参照图1的一种MC-CDMA系统任一用户k的发射过程，具体步骤包括：

(1)任一用户k的信源11产生的二进制信号，经过BPSK调制12，产生的数据流经过1：P的复制13，形成P路相同的并行数据流， $a_k\left(t\right)={\mathrm{\Σ}}_{n=-\∞}^{\∞}{a}_k^{\left(n\right)}{g}_{T_s}(t-{\mathrm{nT}}_s)$ 表示用户k及复制后任一路信号，其中，a_k ⁽ⁿ⁾表示用户k及复制后任一路第n个数据比特，符号周期为T_s；

(2)P路并行数据流经过长度为P的扩频码的频域扩频14，得到用户k对应在任一路p扩频后的信号为：

                                         a_k(t)c_k，p(t)

其中，c_k，p(t)表示扩频码c_k，p的切普波形，切普周期为T_c，取发射的符号周期为切普周期的整数倍，即T_s＝NT_c，N为一大于1的整数；

(3)频域扩频后的P路并行信号经过快速付里叶逆变换(IFFT)15，将各路信号调制到相应的子载波上，得到用户k调制后任一子载波p上的信号为：

$\sqrt{S}{a}_k\left(t\right)c_{k,p}\left(t\right)\exp \left(j2{\mathrm{\πf}}_{p}t\right)$

其中，S为用户发射功率，f_p为第p个子载波的载波频率；

(4)调制后P路子载波的信号经过相加16后发射，用户k发射的信号表示为：

$s_k\left(t\right)=\sqrt{S}\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k\left(t\right)c_{k,p}\left(t\right)\exp \left(j2\mathrm{\π}{f}_{p}t\right)$

参照图2的MC-CDMA系统任一用户k的接收过程，具体步骤包括：

(1)天线接收到的信号包括各用户的信号及噪声的叠加，天线接收到的信号经过与发射端快速付里叶逆变换(IFFT)相对应的快速付里叶变换(FFF)21，恢复出各子载波上的信号，所恢复出的任一子载波p上的信号为：

                           r(t)exp(-j2πf_pt)

其中，r(t)为天线上的接收信号；

(2)各子载波经历了频率选择性多径衰落信道后，每一子载波又都包含L径信号，每一用户每一子载波的每一径信号都经过与发射端对应的解扩与匹配滤波处理22，得到每一用户每一子载波每一径解扩后的信号，用户k任一子载波p任一径l上的解扩与匹配滤波处理后第n比特的信号为：

$y_{k,p,l}^{\left(n\right)}=\frac{1}{T_s}{\∫}_{{\mathrm{nT}}_s+t_{k,l}}^{(n+1)T_s+t_{k,l}}r\left(t\right)\exp (-j2{\mathrm{\πf}}_{p}t)c_{k,p}(t-t_{k,l})\mathrm{dt}$

其中，t_k，l是用户k任一径l的时延；

(3)对每一用户每一子载波每一径解扩后的信号进行多径信号时域合并23，得到每一用户每一子载波多径合并后的信号，时域合并后用户k任一子载波p第n比特的信号为：

$\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{k,p,l}^{\left(n\right)}{\mathrm{\γ}}_{k,p,l}^{\left(n\right)}$

其中，L为信道可分辨的多径数，γ_k，p，l ⁽ⁿ⁾表示用户k第p个子载波第l径信号的多径合并系数；

(4)对同一用户每一子载波多径时域合并后的信号再进行频域合并24，得到用户信号的最终判决变量，用户k第n比特的最终判决变量为：

$\mathrm{Re}\left(\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{k,p,l}^{\left(n\right)}{\mathrm{\γ}}_{k,p,l}^{\left(n\right)}\right)$

(5)对用户信号的最终判决变量进行BPSK解调25，恢复出用户的数据信号，即得到用户的信宿26。

为评价本发明所提出的MC-CDMA方案，对其BER性能和带宽效率进行了计算机仿真，还将结果与传统的MC-CDMA方案载波合并分别采用最大比合并(MRC)和等增益合并(EGC)时的性能进行了比较。为了进行比较，采用了BPSK调制，系统具有相同的带宽和数据速率，多径功率假设为均匀分布。扩频码采用了Walsh-Hadamard码，定义符号能量为E_s＝PST_s，误码率门限为10^-3。

图3给出了多径信号的时域合并分别采用最大比合并(MRC)和等增益合并(EGC)时，本发明的MC-CDMA方案与传统的MC-CDMA方案的BER性能对E_s/N₀的计算机仿真结果。从图3可以看出，本发明的方案由于获得了多径分集增益，与原方案相比系统的BER性能得到了显著的改善，而且随着多径数目的增加，BER性能的改善也越加显著。

图4给出了多径信号的时域合并分别采用最大比合并和等增益合并时，本发明的MC-CDMA方案与传统的MC-CDMA方案的BER性能对用户数的计算机仿真结果。从图4可以看出随着多径合并数目的增加，系统的BER性能得到显著改善，使在同一误码率的条件下，系统容纳的用户数得到显著的提高。

图5为当多径数不同时，系统的带宽效率对E_s/N₀的计算机仿真关系曲线。从图5可以看出多径数对系统的带宽效率有显著的影响，即由于多径分集增益，本发明方案的带宽效率或系统容量与传统方案相比得到了显著的提高。

从图3、4和5中还可以看出，多径信号的时域合并采用最大比合并时系统的BER性能和带宽效率要明显优于采用等增益合并时系统的BER性能和带宽效率。因此，多径信号时域合并采用最大比合并的方式更为合适。

Claims (2)

1.一种MC-CDMA系统发射与接收方法，其特征在于任一用户(k)的发射与接收过程，包括以下步骤：

A.发射步骤：

(1)任一用户k的信源(11)产生的二进制信号，经过BPSK调制(12)，产生的数据流经过1：P的复制(13)，形成P路相同的并行数据流， $a_k\left(t\right)={\mathrm{\Σ}}_{n=-\∞}^{\∞}{a}_k^{\left(n\right)}{g}_{T_s}(t-n{T}_s)$ 表示用户k及复制后任一路信号，其中，a_k ⁽ⁿ⁾表示用户k及复制后任一路第n个数据比特，符号周期为T_s；

(2)P路并行数据流经过长度为P的扩频码的频域扩频(14)，得到用户k对应在任一路p扩频后的信号为：

                    a_k(t)c_k，p(t)其中，c_k，p(t)表示扩频码c_k，p的切普波形，切普周期为T_c，取发射的符号周期为切普周期的整数倍，即T_s＝NT_c，N为一大于1的整数；

(3)频域扩频后的P路并行信号经过快速付里叶逆变换(15)，将各路信号调制到相应的子载波上，得到用户k调制后任一子载波p上的信号为：

$\sqrt{S}{a}_k\left(t\right)c_{k,p}\left(t\right)\exp \left(j2\mathrm{\π}{f}_{p}t\right)$

其中，S为用户发射功率，f_p为第p个子载波的载波频率；

(4)调制后P路子载波的信号经过相加(16)后发射，用户k发射的信号表示为：

$s_k\left(t\right)=\sqrt{S}\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k\left(t\right)c_{k,p}\left(t\right)\exp \left(j2\mathrm{\π}{f}_{p}t\right)$

B.接收步骤：

(1)天线接收到的信号包括各用户的信号及噪声的叠加，天线接收到的信号经过与发射端快速付里叶逆变换相对应的快速付里叶变换(21)，恢复出各子载波上的信号，所恢复出的任一子载波p上的信号为：

                   r(t)exp(-j2πf_pt)

其中，r(t)为天线上的接收信号；

(2)各子载波经历了频率选择性多径衰落信道后，每一子载波又都包含L径信号，每一用户每一子载波的每一径信号都经过与发射端对应的解扩与匹配滤波处理(22)，得到每一用户每一子载波每一径解扩后的信号，用户k任一子载波p任一径l上的解扩与匹配滤波处理后第n比特的信号为：

$y_{k,p,l}^{\left(n\right)}=\frac{1}{T_s}{\∫}_{{\mathrm{nT}}_s+t_{k,l}}^{(n+1)T_s+t_{k,l}}r\left(t\right)\exp (-j2\mathrm{\π}{f}_{p}t)c_{k,p}(t-t_{k,l})\mathrm{dt}$

其中，t_k，l是用户k任一径l的时延；

(3)对每一用户每一子载波每一径解扩后的信号进行多径信号时域合并(23)，得到每一用户每一子载波多径合并后的信号，时域合并后用户k任一子载波p第n比特的信号为：

$\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{k,p,l}^{\left(n\right)}{\mathrm{\γ}}_{k,p,l}^{\left(n\right)}$

其中，L为信道可分辨的多径数，γ_k，p，l ⁽ⁿ⁾表示用户k第p个子载波第l径信号的多径合并系数；

(4)对同一用户每一子载波多径时域合并后的信号再进行频域合并(24)，得到用户信号的最终判决变量，用户k第n比特的最终判决变量为：

$\mathrm{Re}\left(\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{k,p,l}^{\left(n\right)}{\mathrm{\γ}}_{k,p,l}^{\left(n\right)}\right)$

(5)对用户信号的最终判决变量进行BPSK解调(25)，恢复出用户的数据信号，即得到用户的信宿(26)。

2.根据权利要求1所述一种MC-CDMA系统发射与接收方法，其特征在于权利要求1接收步骤(3)对用户k任一子载波p多径信号的时域合并采用最大比合并，用户k第p个子载波第l径信号的合并系数γ_k，p，l ⁽ⁿ⁾为：

${\mathrm{\γ}}_{k,p,l}^{\left(n\right)}={\mathrm{\α}}_{k,l}\exp (-j{\mathrm{\θ}}_{k,p,l}).$

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