CN103346856B - 一种基于空信号的bpsk信号传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于空信号的BPSK信号传输方法，步骤如下：（1）将二元数据流进行长度为8分组处理；（2）二元数据组映射成三元数据组；（3）对三元数据流进行信道交织并调制；（4）将信号发射至信道；（5）对每根接收天线接收的采样信号进行逆交织及长度为8的分组处理，得到Y；（6）计算Y中每个行向量的能量值；（7）根据能量大小判决三元数据组零元素位置；（8）根据逆映射关系，得到二元数据组第7和8个元素值以及第1至6个元素对应的等价接收信号矩阵；（9）对二元数据组第1至6个元素对应的等价接收信号矩阵进行解调，得到二元数据组第1至6个元素值。本发明相对传统BPSK信号传输方法具有错误率低的优点。

Description

一种基于空信号的BPSK信号传输方法

技术领域

本发明涉及一种数字无线通信中的信息调制和解调方法，特别涉及一种基于空信号的BPSK信号传输方法。

背景技术

M-PSK（M-PhaseShiftKeying，M阶相移键控）作为一种十分常见的调制技术，在多种无线系统中，如蜂窝通信、卫星通信和遥测遥感等，有着广泛的应用。在一些比较重要信息的传输过程中，如ACK（ACKnowledgecharacter,确认信息）或NACK（未确认信息）信息、控制信道信息和帧格式指示信息等，或者针对一些信道条件较差的用户的信息传输过程中，这些系统往往采用阶数最小，误比特率性能最好的BPSK（二阶相移键控）调制技术来确保信息传输的低错误率。

在功率受限的无线系统中，如果接收端的信道条件过于恶劣，即使发送端采用BPSK调制技术，信息传输过程的错误率仍有可能高于系统的要求指标。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种在相同的频率利用率情况下，为无线通信系统提供一种比传统BPSK调制误比特率性能更好，且能实现不同权重数据分级传输的基于空信号的BPSK信号传输方法。

本发明的目的通过下述技术方案实现：一种基于空信号的BPSK信号传输方法，包括以下步骤：

（1）将进入信道交织器之前元素为±1的二元数据流进行分组处理，每组含8个二元数据；

（2）将步骤（1）中各二元数据组映射成长度为8，元素为±1或0的三元数据组；所述各三元数据组的第1和2、第3和4、第5和6或第7和8个元素为0；

（3）对步骤（2）的三元数据流进行信道交织并进行调制，其中三元数据流中的0元素调制为不携带能量的空信号，±1元素调制为BPSK能量信号；

（4）将经过步骤（3）调制后的信号发射至信道；

（5）接收机对每根接收天线接收的采样信号分别进行逆交织，再对各接收天线的采样信号进行长度为8的分组处理，得到分组接收信号矩阵Y：

$Y=\left[\begin{array}{c}{Y}_1\\ Y_2\\ \·\\ \·\\ \·\\ Y_8\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{y}_{11}& y_{12}& \·\·\·& y_{1N}\\ y_{21}& y_{22}& \·\·\·& y_{2N}\\ \·& \·& & \·\\ \·& \·& & \·\\ \·& \·& \·\·\·& \·\\ y_{81}& y_{82}& \·\·\·& y_{8N}\end{array}\right];$

其中N为接收机的接收天线数；y_mn(m=1,2...8；n=1,2...N)表示第n根接收天线接收的三元数据组中第m个元素的采样信号；

（6）计算步骤（5）中的分组接收信号矩阵的每个行向量的能量值P′_m(m=1,2,3...8)；

（7）分别将步骤（6）得到行向量能量值P′₁和P′₂、P′₃和P′₄、P′₅和P′₆、P′₇和P′₈相加，分别得到P₁、P₂、P₃和P₄值；比较P₁、P₂、P₃和P₄值，得到最小值P_r=min（P₁,P₂,P₃,P₄）；则接收机判决发射机对应时间位置上的三元数据组中的第2r-1和2r个元素为0；

（8）依据步骤（7）的判决结果，根据三元数据组和二元数据组的逆映射关系得到二元数据组的第7和8个元素以及二元数据组第1至6个元素对应的在N根接收天线下的等价接收信号矩阵；

（9）将步骤（8）中得到的二元数据组第1至6个元素对应的在N根接收天线下的等价接收信号矩阵进行BPSK解调，得到二元数据组的第1至6个元素。

优选的，所述步骤（6）中分组接收信号矩阵的每个行向量的能量值P′_m为分组接收信号矩阵同一行上的元素进行平方后相加，具体为：

$P_m^{\′}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{\mathrm{mn}}\right|}^2,$ m=1,2,3...8。

更进一步的，所述步骤（7）中P₁、P₂、P₃和P₄值分别为：

$P_1=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{1n}\right|}^2+\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{2n}\right|}^2,$

$P_2=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{3n}\right|}^2+\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{4n}\right|}^2,$

$P_3=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{5n}\right|}^2+\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{6n}\right|}^2,$

$P_4=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{7n}\right|}^2+\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{8n}\right|}^2.$

更进一步的，所述步骤（5）中y_mn为：

$y_{m,n}=\left\{\begin{array}{c}\±\frac{8}{6}\sqrt{\mathrm{\ρ}}{h}_{m,n}+w_{m,n}\\ w_{m,n}\end{array}\right.$ ,1≤n≤N,1≤m≤8；

其中h_m,n表示接收端第n根天线接收的三元数据组中第m个元素的采样信号对应发射信号的信道衰落因子，ρ表示发射信号的平均信噪比，w_m,n为相互独立，均值为0，方差为1的实高斯随机变量。

优选的，所述步骤（2）中二元数据组和三元数据组之间的映射关系为：

若二元数据组第7、8个元素分别为-1、1，则三元数据组第1、2个元素为0，第3至6个元素和二元数据组第3至6个元素相同，第7、8个元素和二元数据组第1、2个元素相同；

若二元数据组第7、8个元素分别为-1、-1，则三元数据组第3、4个元素为0，第1、2、5、6个元素和二元数据组第1、2、5、6个元素相同，第7、8个元素和二元数据组第3、4个元素相同；

若二元数据组第7、8个元素分别为1、-1，则三元数据组第5、6个元素0，第1、2、3、4个元素和二元数据组第1、2、3、4个元素相同，第7、8个元素和二元数据组第5、6个元素相同；

若二元数据组第7、8个元素分别为1、1，则三元数据组第7、8个元素为0，第1至6个元素和二元数据组第1至6个元素相同。

更进一步的，所述步骤（8）中：

若r=1，则接收机判决该r=1的三元数据组对应的二元数据组的第7和8个元素值分别为-1、1，第1至6个元素对应的在N根接收天线下的等价接收信号矩阵为：

${\tilde{Y}}_1=\left[\begin{array}{c}{Y}_7\\ Y_8\\ Y_3\\ Y_4\\ Y_5\\ Y_6\end{array}\right];$

若r=2，则接收机判决该r=2的三元数据组对应的二元数据组的第7和8个元素值分别为-1、-1，第1至6个元素对应的在N根接收天线下的等价接收信号矩阵为：

${\tilde{Y}}_2=\left[\begin{array}{c}{Y}_1\\ Y_2\\ Y_7\\ Y_8\\ Y_5\\ Y_6\end{array}\right];$

若r=3，则接收机判决该r=3的三元数据组对应的二元数据组的第7和8个元素分别为1、-1，第1至6个元素对应的在N根接收天线下的等价接收信号矩阵为：

${\tilde{Y}}_3=\left[\begin{array}{c}{Y}_1\\ Y_2\\ Y_3\\ Y_4\\ Y_7\\ Y_8\end{array}\right];$

若r=4，则接收机判决该r=4的三元数据组对应的二元数据组的第7和8个元素分别为1、1，第1至6个元素对应的在N根接收天线下的等价接收信号矩阵为：

${\tilde{Y}}_4=\left[\begin{array}{c}{Y}_1\\ Y_2\\ Y_3\\ Y_4\\ Y_5\\ Y_6\end{array}\right].$

本发明相对于现有技术具有如下的优点及效果：

（1）本发明方法中将进入信道交织器之前的二进制±1数据流进行长度为8的分组处理，再把每组数据一一映射成等长度的三元数据组，每个三元数据组中都包含2个连续0元素和6个±1元素。对三元数据组进行信道交织后，数据流中的占3/4的±1元素按照传统的BPSK方法进行调制，而剩余的占1/4的0元素为调制信号中不占用发射能量的空信号；接收机对各接收天线上的采样信号逆交织后同样进行长度为8的分组处理，再以能量大小对每个三元数据组中的2个连续0元素进行定位，并根据定位结果解调得到该三元数据组的其余6个元素的数值。本发明的发射信号中包含3/4的BPSK调制信号和1/4的空信号，其中空信号的位置不确定性成为了一种新型信息携带方式。由于接收机对它们的定位算法的分集数得到倍增，其错误率远小于传统BPSK调制方式的错误率；同时空信号仅占用时隙资源，不占用功率资源，因此可以把功率转移到其它的BPSK信号上，提高了这些信号的接收信噪比，降低信号的解调错误率，从而在相同频率利用率情况下，总体上获得比传统BPSK调制方式更低的传输错误率性能。

（2）本发明中方法中有1/4的信息量通过每组长度为8的数据组中的2个连续零元素中的位置不确定性来进行携带的，而接收端的定位算法准确率很高，从而使得这些信息的错误率远小于其它3/4的信息传输错误率，因此本发明方法可以实现不同权重数据的分级传输。

附图说明

图1是本发明方法二元分组数据和三元分组数据之间的映射关系图。

图2是本发明方法零元素定位算法错误率和传统BPSK信号传输方法的误比特率性能比较图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

本实施例公开了一种基于空信号的BPSK信号传输方法，包括以下步骤：

（1）将进入信道交织器之前元素为±1的二元数据流进行分组处理，分组长度为8；

（2）将步骤（1）中的二元数据组映射成长度为8，元素为±1或0的三元数据组；各三元数据组中均含有2个连在一起的0元素，两个0元素在各三元数据组的第1和2、第3和4、第5和6或第7和8个位置上；其中二元数据组和三元数据组之间的映射关系如图1所示：

若二元数据组第7、8个元素分别为-1、1，则三元数据组第1、2个元素为0，第3至6个元素和二元数据组第3至6个元素相同，第7、8个元素和二元数据组第1、2个元素相同；

若二元数据组第7、8个元素分别为-1、-1，则三元数据组第3、4个元素为0，第1、2、5、6个元素和二元数据组第1、2、5、6个元素相同，第7、8个元素和二元数据组第3、4个元素相同；

若二元数据组第7、8个元素分别为1、-1，则三元数据组第5、6个元素0，第1、2、3、4个元素和二元数据组第1、2、3、4个元素相同，第7、8个元素和二元数据组第5、6个元素相同；

若二元数据组第7、8个元素分别为1、1，则三元数据组第7、8个元素为0，第1至6个元素和二元数据组第1至6个元素相同。

（3）对步骤（2）的三元数据流进行信道交织并进行调制，其中三元数据流中的0元素为调制信号中的空信号，±1元素为调制信号中的BPSK信号；

（4）将经过步骤（3）调制后的信号发射至信道；

（5）接收机对每根接收天线接收信号的采样信号分别进行逆交织，再对各接收天线的逆交织后的采样信号进行长度为8的分组处理，得到分组接收信号矩阵Y为：

$Y=\left[\begin{array}{c}{Y}_1\\ Y_2\\ \·\\ \·\\ \·\\ Y_8\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{y}_{11}& y_{12}& \·\·\·& y_{1N}\\ y_{21}& y_{22}& \·\·\·& y_{2N}\\ \·& \·& & \·\\ \·& \·& & \·\\ \·& \·& \·\·\·& \·\\ y_{81}& y_{82}& \·\·\·& y_{8N}\end{array}\right];$

其中N为接收机的接收天线数；y_mn(m=1,2...8；n=1,2...N)表示第n根接收天线接收的三元数据组中第m个元素的采样信号。

（6）逐个计算并得到接收信号矩阵的每个行向量的能量值P′_m，即将分组接收信号矩阵Y同一行上的元素进行平方后相加，得到每个行向量的能量值P′_m为：

$P_m^{\′}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{\mathrm{mn}}\right|}^2,$ m=1,2,3...8。

（7）分别将行向量能量值P′₁和P′₂、P′₃和P′₄、P′₅和P′₆、P′₇和P′₈相加，得到P₁、P₂、P₃和P₄值；比较P₁、P₂、P₃和P₄值，得到最小值P_r=min（P₁,P₂,P₃,P₄）；则接收机判决发射机对应时间位置上的三元数据组中的第2r-1和2r个元素为0。其中P₁、P₂、P₃和P₄值分别为：

$P_1=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{1n}\right|}^2+\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{2n}\right|}^2,$

$P_2=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{3n}\right|}^2+\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{4n}\right|}^2,$

$P_3=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{5n}\right|}^2+\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{6n}\right|}^2,$

$P_4=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{7n}\right|}^2+\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{8n}\right|}^2.$

（8）依据步骤（7）的判决结果，根据三元数据组和二元数据组的逆映射关系，得到每组三元数据组对应的二元数据组的第7和8个元素以及第1至6个元素对应的在N根接收天线下的等价接收信号矩阵；

若r=1，则接收机判决该r=1的三元数据组对应的二元数据组的第7和8个元素分别为-1、1，第1至6个元素对应的在N根接收天线下的等价接收信号矩阵为：

${\tilde{Y}}_1=\left[\begin{array}{c}{Y}_7\\ Y_8\\ Y_3\\ Y_4\\ Y_5\\ Y_6\end{array}\right];$

若r=2，则接收机判决该r=2的三元数据组对应的二元数据组的第7和8个元素分别为-1、-1，第1至6个元素对应的在N根接收天线下的等价接收信号矩阵为：

${\tilde{Y}}_2=\left[\begin{array}{c}{Y}_1\\ Y_2\\ Y_7\\ Y_8\\ Y_5\\ Y_6\end{array}\right];$

若r=3，则接收机判决该r=3的三元数据组对应的二元数据组的第7和8个元素分别为1、-1，第1至6个元素对应的在N根接收天线下的等价接收信号矩阵为：

${\tilde{Y}}_3=\left[\begin{array}{c}{Y}_1\\ Y_2\\ Y_3\\ Y_4\\ Y_7\\ Y_8\end{array}\right];$

若r=4，则接收机判决该r=4的三元数据组对应的二元数据组的第7和8个元素分别为1、1，第1至6个元素对应的在N根接收天线下的等价接收信号矩阵为：

${\tilde{Y}}_4=\left[\begin{array}{c}{Y}_1\\ Y_2\\ Y_3\\ Y_4\\ Y_5\\ Y_6\end{array}\right];$

（9）根据步骤（8）得到二元数据组第1至6个元素对应的在N根接收天线下的等价接收信号矩阵，利用BPSK调制信号的解调算法进行解调，得到二元数据组的第1至6个元素。

本实施例的方法在传统BPSK技术基础上引入基于连续空信号的新型信息携带方式，本实施例方法充分利用了无线信道的时域分集增益，与传统BPSK调制方法相比，在相同频率利用率的情况下可以获得一定的误比特率性能增益。

由于每个三元数据组中的2个0元素对应为无发射能量的空信号，因此对应的接收信号为纯噪声信号；而其余的6个±1元素对应为BPSK能量信号，因此对应的接收信号为被噪声污染的能量信号。不失一般性，步骤（5）中接收机接收的三元数据组分组接收信号矩阵中任意一个元素可以表示为：

$y_{m,n}=\left\{\begin{array}{c}\±\frac{8}{6}\sqrt{\mathrm{\ρ}}{h}_{m,n}+w_{m,n}\\ w_{m,n}\end{array}\right.$ ,1≤n≤N,1≤m≤8；

其中ρ表示发射信号的平均信噪比；h_m,n表示接收端第n根天线接收三元数据组中第m个元素的采样信号对应的发射信号时的信道衰落因子，由于数据组经过了信道交织处理，因此这些信道衰落因子相互独立；w_m,n代表噪声项，为相互独立，均值为0，方差为1的实高斯随机变量。

其中本实施例三元数据组中2个0元素对应的接收信号能量和可以等价表示为：

$P_{\mathrm{zeros}}=\underset{k=1}{\overset{2N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|w_k\right|}^2;$

其中w_k为相互独立，均值为0，方差为1的实高斯随机变量；而三元数据组中两个±1元素对应的接收信号能量和可以等价表示为：

$P_{\mathrm{BPSK}}=\underset{k=1}{\overset{2N}{\mathrm{\Σ}}}{|\±\frac{8}{6}\sqrt{\mathrm{\ρ}}{h}_k+{\tilde{w}}_k|}^2;$

其中h_k为相互独立的信道衰落因子，为相互独立，均值为0，方差为1的实高斯随机变量。

在使用最大信噪比合并算法的情况下，传统BPSK信号的误比特率性能Pr_e为：

${\mathrm{Pr}}_e=\mathrm{pr}(\sqrt{\mathrm{\ρ}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|H_n\right|}^2}+W\≤0);$

其中H_n为相互独立的信道衰落因子，W为均值为0，方差为1的实高斯随机变量，其分集增益数为N。

当且仅当每组三元数据中的2个零元素对应的接收信号能量和为最小值时，本实施例才能对它们的位置进行正确定位，反之定位将出现错误，从而连带影响其它6个±1元素的解调工作。而本实施例定位算法的错误率性能近似为：

$\stackrel{\‾}{P{r}_e}\≈3*\mathrm{pr}(P_{\mathrm{zeros}}-P_{\mathrm{BPSK}}\≥0);$

其分集增益数为2N。

图2给出了瑞利衰落信道且接收天线数分别为1和2时，实施例中的定位算法错误率和传统BPSK信号的误比特率性能曲线，其中该瑞利衰落信道的衰落因子定义为Δ₁和Δ₂分别是均值为0，方差为0.1的实高斯随机变量，且接收天线为2时系统采用最大信噪比合并算法。通过比较可以看出，由于定位算法的分集增益数是传统BPSK解调算法的两倍，其错误率下降速率明显高于相同参数下的传统BPSK信号的误比特率下降速率。接收天线数分别为1和2时，当发射信号信噪比分别达到为29dB和22dB时，定位算法的错误率就已经只有传统BPSK信号的误比特率的1/10左右了，而且随着发射信号信噪比的增大，两者的差异将进一步迅速扩大。

在定位算法低错误率的情况下，接收端不但可以以非常低的错误率解调出每组二元数据中的第7、8个元素，同时由于0元素对应的空信号不占据功率资源，因此其它6个BPSK符号的接收信号信噪比可以提高8/6倍，从而降低其对应二元数据的解调错误率。因此从整体上看，本发明方法在频率利用率和传统BPSK调制技术相同的情况下，可以获得约1.6dB的误比特率性能增益。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种基于空信号的BPSK信号传输方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)将进入信道交织器之前元素为±1的二元数据流进行分组处理，每组含8个二元数据；

(2)将步骤(1)中各二元数据组映射成长度为8，元素为±1或0的三元数据组；所述各三元数据组的第1和2、第3和4、第5和6或第7和8个元素为0；

(3)对步骤(2)的三元数据流进行信道交织并进行调制，其中三元数据流中的0元素调制为不携带能量的空信号，±1元素调制为BPSK能量信号；

(4)将经过步骤(3)调制后的信号发射至信道；

(5)接收机对每根接收天线接收的采样信号分别进行逆交织，再对各接收天线的采样信号进行长度为8的分组处理，得到分组接收信号矩阵Y：

$Y=\left[\begin{array}{c}{Y}_1\\ Y_2\\ .\\ .\\ .\\ Y_8\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{y}_{11}& y_{12}& ...& y_{1N}\\ y_{21}& y_{22}& ...& y_{2N}\\ \begin{array}{c}.\\ .\\ .\end{array}& \begin{array}{c}.\\ .\\ .\end{array}& \begin{array}{c}\\ \\ ...\end{array}& \begin{array}{c}.\\ .\\ .\end{array}\\ y_{81}& y_{82}& ...& y_{8N}\end{array}\right];$

其中N为接收机的接收天线数；y_mn(m＝1,2...8；n＝1,2...N)表示第n根接收天线接收的三元数据组中第m个元素的采样信号；

(6)计算步骤(5)中的分组接收信号矩阵的每个行向量的能量值P′_m(m＝1,2,3...8)；

(7)分别将步骤(6)得到行向量能量值P′₁和P′₂、P′₃和P′₄、P′₅和P′₆、P′₇和P′₈相加，分别得到P₁、P₂、P₃和P₄值；比较P₁、P₂、P₃和P₄值，得到最小值P_r＝min(P₁,P₂,P₃,P₄)；则接收机判决发射机对应时间位置上的三元数据组中的第2r-1和2r个元素为0；

(8)依据步骤(7)的判决结果，根据三元数据组和二元数据组的逆映射关系得到二元数据组的第7和8个元素以及二元数据组第1至6个元素对应的在N根接收天线下的等价接收信号矩阵；

(9)将步骤(8)中得到的二元数据组第1至6个元素对应的在N根接收天线下的等价接收信号矩阵进行BPSK解调，得到二元数据组的第1至6个元素；

所述步骤(2)中二元数据组和三元数据组之间的映射关系为：

若二元数据组第7、8个元素分别为-1、1，则三元数据组第1、2个元素为0，第3至6个元素和二元数据组第3至6个元素相同，第7、8个元素和二元数据组第1、2个元素相同；

若二元数据组第7、8个元素分别为-1、-1，则三元数据组第3、4个元素为0，第1、2、5、6个元素和二元数据组第1、2、5、6个元素相同，第7、8个元素和二元数据组第3、4个元素相同；

若二元数据组第7、8个元素分别为1、-1，则三元数据组第5、6个元素0，第1、2、3、4个元素和二元数据组第1、2、3、4个元素相同，第7、8个元素和二元数据组第5、6个元素相同；

若二元数据组第7、8个元素分别为1、1，则三元数据组第7、8个元素为0，第1至6个元素和二元数据组第1至6个元素相同。

2.根据权利要求1所述的一种基于空信号的BPSK信号传输方法，其特征在于，所述步骤(6)中分组接收信号矩阵的每个行向量的能量值P′_m为分组接收信号矩阵同一行上的元素进行平方后相加，具体为：

$P_m^{\′}=\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}|y_{mn}{|}^2,m=1,2,3...8.$

3.根据权利要求2所述的一种基于空信号的BPSK信号传输方法，其特征在于，所述步骤(7)中P₁、P₂、P₃和P₄值分别为：

$P_1=\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}|y_{1n}{|}^2+\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}|y_{2n}{|}^2,$

$P_2=\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}|y_{3n}{|}^2+\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}|y_{4n}{|}^2,$

$P_3=\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}|y_{5n}{|}^2+\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}|y_{6n}{|}^2,$

$P_4=\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}|y_{7n}{|}^2+\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}|y_{8n}{|}^2.$

4.根据权利要求1至3中任一项所述的基于空信号的BPSK信号传输方法，其特征在于，所述步骤(5)中y_mn为：

$y_{m,n}=\left\{\begin{array}{c}\±\frac{8}{6}\sqrt{\mathrm{\ρ}}{h}_{m,n}+w_{m,n}\\ w_{m,n}\end{array}\right.,1\≤n\≤N,1\≤m\≤8;$

其中h_m,n表示接收端第n根天线接收的三元数据组中第m个元素的采样信号对应发射信号的信道衰落因子，ρ表示发射信号的平均信噪比，w_m,n为相互独立，均值为0，方差为1的实高斯随机变量。

5.根据权利要求1所述的一种基于空信号的BPSK信号传输方法，其特征在于，所述步骤(8)中：

若r＝1，则接收机判决该r＝1的三元数据组对应的二元数据组的第7和8个元素值分别为-1、1，第1至6个元素对应的在N根接收天线下的等价接收信号矩阵为：

${\tilde{Y}}_1=\left[\begin{array}{c}{Y}_7\\ Y_8\\ Y_3\\ Y_4\\ Y_5\\ Y_6\end{array}\right];$

若r＝2，则接收机判决该r＝2的三元数据组对应的二元数据组的第7和8个元素值分别为-1、-1，第1至6个元素对应的在N根接收天线下的等价接收信号矩阵为：

${\tilde{Y}}_2=\left[\begin{array}{c}{Y}_1\\ Y_2\\ Y_7\\ Y_8\\ Y_5\\ Y_6\end{array}\right];$

若r＝3，则接收机判决该r＝3的三元数据组对应的二元数据组的第7和8个元素分别为1、-1，第1至6个元素对应的在N根接收天线下的等价接收信号矩阵为：

${\tilde{Y}}_3=\left[\begin{array}{c}{Y}_1\\ Y_2\\ Y_3\\ Y_4\\ Y_7\\ Y_8\end{array}\right];$

若r＝4，则接收机判决该r＝4的三元数据组对应的二元数据组的第7和8个元素分别为1、1，第1至6个元素对应的在N根接收天线下的等价接收信号矩阵为：

${\tilde{Y}}_4=\left[\begin{array}{c}{Y}_1\\ Y_2\\ Y_3\\ Y_4\\ Y_5\\ Y_6\end{array}\right].$